JP2571942Y2 - 昇圧コンバータ - Google Patents

昇圧コンバータ

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JP2571942Y2
JP2571942Y2 JP7095892U JP7095892U JP2571942Y2 JP 2571942 Y2 JP2571942 Y2 JP 2571942Y2 JP 7095892 U JP7095892 U JP 7095892U JP 7095892 U JP7095892 U JP 7095892U JP 2571942 Y2 JP2571942 Y2 JP 2571942Y2
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Description

【考案の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本考案は、スイッチング電源装置
の力率改善回路などに応用される昇圧コンバータに関す
る。
【０００２】
【従来の技術】図３は、特開平２−２６９４６９号公報
などに開示される昇圧チョッパ型（Ｂｏｏｓｔ型）コン
バータの並列運転時における従来例を示すものであり、
同図において、１は商用電源、２は各コンバータ本体
３，３Ａにおいて商用電源１からの交流入力電圧を全波
整流して直流入力電圧Ｖｉｎを出力する整流回路であ
り、この商用電源１および整流回路２により直流電圧源
４が構成される。また、前記整流回路２の出力両端に
は、入力電流Ｉｉｎを検出する電流検出用抵抗５を介し
て、インダクタンス６とＭＯＳ型ＦＥＴからなるスイッ
チング素子７との直列回路が接続されるとともに、スイ
ッチング素子７の両端には、ダイオード８と平滑コンデ
ンサ９との直列回路が接続され、さらに、ダイオード８
の出力側である平滑コンデンサ９の両端に出力端子＋
Ｖ，−Ｖが接続される。そして、前記抵抗５により検出
された電流検出信号と、出力端子＋Ｖ，−Ｖ間の直流出
力電圧Ｖｏｕｔを分圧して得られた電圧検出信号との差
異に基づいて、制御回路10はスイッチング素子７のパル
ス導通幅を制御し、これによって、所定の直流出力電圧
Ｖｏｕｔが、出力端子＋Ｖ，−Ｖを介して共通する負荷
11に供給されるようになっている。
【０００３】上記スイッチング素子７の一連のスイッチ
ング動作において、スイッチング素子７がオンの時に
は、インダクタンス６に直流入力電圧Ｖｉｎが印加さ
れ、このインダクタンス６を流れるインダクタ電流ＩＬ
が傾斜上昇するのに伴って、インダクタンス６にエネル
ギーが蓄えられる。これに対して、スイッチング素子７
がオフの時には、整流回路２からの直流入力電圧Ｖｉｎ
とともに、前記インダクタンス６に蓄えられたエネルギ
ーがダイオード８より出力側の平滑コンデンサ９に送り
出され、インダクタ電流ＩＬは傾斜下降し、かつ、直流
入力電圧Ｖｉｎよりも高い直流出力電圧Ｖｏｕｔが取り
出される。このとき、インダクタ電流ＩＬの平均値とし
て表わされる整流回路２からの入力電流Ｉｉｎが、直流
入力電圧Ｖｉｎに比例した全波整流波形となるように、
制御回路10を介してスイッチング素子７をオン，オフ制
御すれば、商用電源１に対して純抵抗負荷と等価とな
り、力率の向上を達成することが可能となる。
【０００４】
【考案が解決しようとする課題】上記従来技術において
は、各コンバータ本体３，３Ａの出力端子＋Ｖ，−Ｖと
負荷11間に生じる電圧降下の相違などによって、並列運
転時に負荷11より出力端子−Ｖを介して各コンバータ本
体３，３Ａに流れ込む負荷電流Ｉ１，Ｉ２が一致しなく
なり、特に、図３における昇圧コンバータの場合には、
各負荷電流Ｉ１，Ｉ２が直接整流回路２を流れて、共通
する入力側の商用電源１に戻されるため、各コンバータ
本体３，３Ａ間の出力バランスが損なわれて、安定した
制御を行うことができないといった問題点を有してい
た。
【０００５】こうした問題に対し、特開昭６２−５８８
７１号公報には、各昇圧チョッパ間の電流バランスを取
るために、昇圧チョッパの出力電圧を直流電圧検出回路
で検出して電圧基準と比較し、その比較結果を誤差増幅
器から各直流リアクトルに対応して設けられたターンオ
フサイリスタの各移相器に供給する一方、各直流リアク
トルの一端に接続された直流電流検出器からチョッパ電
流出力を取り出し、各昇圧チョッパの電流偏差に見合う
電流偏差制御信号を、誤差増幅器の出力に割り込ませる
ものが開示されている。
【０００６】しかし、こうした構成では、各チョッパ回
路の電流検出信号が常時比較されるようになっているた
め、本来こうした電流検出信号の比較を行なう必要のな
い異常を起したチョッパ回路も、正常なチョッパ回路か
らの電流検出信号との比較が強制的に行なわれて、この
比較結果に基づくサイリスタすなわちスイッチング素子
のパルス幅制御が行われる懸念を生じる。
【０００７】そこで、本考案は上記問題点を解決して、
並列運転時において各コンバータ間の出力バランスを損
なうことなく、安定した制御を行うことができ、しか
も、異常時において不必要に他の正常なコンバータ本体
からの電流検出信号を比較して制御を行なわない昇圧コ
ンバータを提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本考案は、直流電圧源に
接続されるインダクタンスとスイッチング素子との直列
回路と、前記スイッチング素子の両端に接続されるダイ
オードと平滑コンデンサとの直列回路と、前記スイッチ
ング素子をスイッチングする制御回路とを備え、前記ス
イッチング素子がオンの時に前記インダクタンスにエネ
ルギーを蓄え、前記スイッチング素子がオフの時に前記
ダイオードよりこのエネルギーを出力側に送り出す複数
のコンバータ本体を並列運転する昇圧コンバータにおい
て、前記各コンバータ本体は、前記スイッチング素子お
よび前記ダイオードを流れる電流を検出し電流検出信号
を出力する電流検出回路と、並列運転時に前記電流検出
回路により得られた前記コンバータ本体内部の一方の電
流検出信号と、前記コンバータ本体外部の他方の電流検
出信号とを比較し、この比較結果に基づいて前記制御回
路を介して前記スイッチング素子へのパルス導通幅を制
御する電流バランス回路と、前記コンバータ本体内部が
異常動作した場合に、前記コンバータ本体外部からの電
流検出信号の供給を遮断する異常検出回路とを備えたも
のである。
【０００９】
【作用】上記構成により、スイッチング素子のオン，オ
フ動作に伴って、このスイッチング素子およびダイオー
ドを流れる電流が、電流検出回路で検出される。そし
て、電流検出回路は電流検出信号を出力する。このと
き、電流バランス回路は、コンバータ本体内部で得られ
た電流検出回路からの電流検出信号と、外部のコンバー
タ本体で得られた電流検出信号とを比較し、その比較結
果に基づいて、各コンバータの直流出力電圧が等しくな
るようにスイッチング素子を制御する。また、異常検出
回路により、コンバータ本体が何等かの異常を起した場
合は、外部の正常なコンバータ本体からの電流検出信号
の供給が遮断される。
【００１０】
【実施例】以下、本考案の一実施例につき、図１および
図２を参照して説明する。なお、図１において、前記従
来例における図３の回路図と同一部分には同一符号を付
し、その共通する部分の詳細なる説明は省略する。
【００１１】図１は、本実施例における昇圧チョッパ型
コンバータの全体回路図であり、同図において、前記従
来例における電流検出用抵抗５に代わり、電流検出回路
21を構成する２個のカレントトランス22，23が、スイッ
チング素子７およびダイオード８とそれぞれ直列回路を
なすように接続されている。そして、電流検出回路21に
おいて、各カレントトランス22，23のドット側には、ダ
イオード24，25のアノードが接続され、このダイオード
24，25のカソードが共通して接地されるとともに、カレ
ントトランス22，23の非ドット側とダイオード24，25の
カソード間に抵抗26が接続され、この抵抗26の一端から
増幅回路27に電流検出信号が出力されるようになってい
る。また、出力端子＋Ｖ，−Ｖの両端には、抵抗28、可
変抵抗29、抵抗30を順次直列接続してなる出力電圧検出
回路31が接続され、抵抗28と可変抵抗29の接続点から、
電圧検出信号が演算増幅器32の反転入力端子に供給され
るようになっている。演算増幅器32は前記出力電圧検出
回路31からの電圧検出信号と非反転入力端子に印加され
る基準電圧とを比較増幅し、この比較結果に基づいて、
制御回路10はスイッチング素子７のパルス導通幅を制御
する。一方、各コンバータ本体３，３Ａには、外付けの
カレントバランス端子ＣＴＢが設けられており、並列運
転時には、各コンバータ本体３，３Ａのカレントバラン
ス端子ＣＴＢどうしが接続され、外部から電流検出信号
が印加されるようになっている。また、カレントバラン
ス端子ＣＴＢと後述する電流バランス回路たる比較回路
33との間には、ＭＯＳ型ＦＥＴ34とダイオード35との並
列回路が挿入接続される。さらに、このＦＥＴ34のゲー
トには、異常検出回路36からの制御信号が供給され、コ
ンバータ本体３，３Ａが異常動作の場合に、ＦＥＴ34を
直ちにターンオフさせるようにしている。そして、前記
比較回路33は、コンバータ本体３，３Ａの内部で得られ
た増幅回路27からの電流検出信号と、カレントバランス
端子ＣＴＢを介して供給される外部のコンバータ本体
３，３Ａで得られた電流検出信号とを比較し、その比較
結果に基づいて、抵抗28と可変抵抗29との接続点に電流
を流し込むように構成されている。
【００１２】次に、図２において、前記増幅回路27およ
び比較回路33の回路構成に付いて説明する。増幅回路27
は２個の演算増幅器Ａ１，Ａ２を備え、電流検出回路21
からの電流検出信号が印加される前段の演算増幅器Ａ１
は、反転入力端子に接続された抵抗Ｒ１と、反転入力端
子と非反転入力端子間に接続されたコンデンサＣ１と、
反転入力端子と出力端子間に接続された抵抗Ｒ２とＣ２
とにより、いわゆる反転増幅回路41を構成している。ま
た、後段の演算増幅器Ａ２はボルテージフォロアとして
動作し、反転入力端子と非反転入力端子間にコンデンサ
Ｃ３を接続するとともに、反転入力端子と出力端子間を
接続して、反転増幅された電流検出信号を出力端子より
比較回路33に供給する。一方、比較回路33は、前記演算
増幅器Ａ２の出力端子ラインに挿入された抵抗Ｒ３と、
この抵抗Ｒ３の両端に接続された抵抗Ｒ４〜Ｒ７および
演算増幅器Ａ３からなる差動増幅回路42と、演算増幅器
Ａ３の出力端子にその一端が接続された抵抗Ｒ８と、こ
の抵抗Ｒ８の他端と抵抗Ｒ７間に挿入接続された演算増
幅器Ａ４とにより構成される。そして、抵抗Ｒ８の他端
より、前記図１における出力電圧検出回路31の抵抗28と
可変抵抗29との接続点に電流が流し込まれるようになっ
ている。なお、各抵抗Ｒ４〜Ｒ７の抵抗値は、Ｒ４／Ｒ
５＝Ｒ６／Ｒ７並びにＲ４＞＞Ｒ３となるように予め設
定されており、これにより、差動増幅回路42は所定のゲ
インが得られるようになっている。
【００１３】次に、上記構成につきその作用を説明す
る。先ず、スイッチング素子７がオンの時には、インダ
クタンス６およびカレントトランス22の一次巻線に直流
入力電圧Ｖｉｎが印加され、インダクタンス６にエネル
ギーが蓄えられるとともに、電流検出回路21では、カレ
ントトランス22の二次巻線より誘起された電圧によっ
て、ダイオード24を介して抵抗26に検出電流が流れ込
む。一方、スイッチング素子７がオフの時には、直流入
力電圧Ｖｉｎとともに、前記インダクタンス６に蓄えら
れたエネルギーが、カレントトランス23の一次巻線およ
びダイオード８を通過して平滑コンデンサ９側に送り出
され、直流入力電圧Ｖｉｎよりも高い直流出力電圧Ｖｏ
ｕｔが取り出される。このとき、電流検出回路21では、
カレントトランス23の二次巻線より誘起された電圧によ
って、ダイオード25を介して抵抗26に検出電流が流れ込
む。すなわち、このスイッチング素子７の一連の動作に
応じて、電流検出回路21からは各カレントトランス22，
23からの平均電流が電流検出信号として増幅回路27に出
力される。増幅回路27においては、反転増幅回路41によ
って前記電流検出回路21からの電流検出信号をＲ２／Ｒ
１倍に増幅し、後段の演算増幅器Ａ２を介して比較回路
33に出力する。
【００１４】複数のコンバータ本体３，３Ａが正常に並
列運転されている場合、各コンバータ本体３，３Ａにお
いては、コンバータ本体３，３Ａ内部で得られた電流検
出信号が増幅回路27より比較回路33に出力されるととも
に、ＦＥＴ34はオン状態にあるため、カレントバランス
端子ＣＴＢを介して、他のコンバータ本体３，３Ａで得
られた電流検出信号が比較回路33に印加される。そし
て、仮に、一方のコンバータ本体３の負荷電流Ｉ１が、
他方のコンバータ本体３Ａの負荷電流Ｉ２よりも多く流
れている場合、負荷電流Ｉ１の大きいコンバータ本体３
においては、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ６との接続点の電位Ｖ１
が、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒとの接続点の電位Ｖ２よりも高
く、一方、負荷電流Ｉ２の小さいコンバータ本体３Ａに
おいては、逆に、電位Ｖ２が電位Ｖ１よりも高くなる。
このとき、演算増幅器Ａ３の出力端子の電位をＶ３、抵
抗28と可変抵抗29との接続点の電位をＶ４とすると、差
動増幅回路42により、Ｖ３＝Ｖ４＋Ｒ５／Ｒ４×（Ｖ１
−Ｖ２）なる関係が成立するため、コンバータ本体３側
では、演算増幅器Ａ３の出力端子の電位Ｖ３が上昇し、
結果的に比較回路33から可変抵抗29および抵抗30に電流
が流れ込んで、演算増幅器32に供給される電圧検出信号
の電圧レベルを低下させる。すなわち、この場合には、
制御回路10はスイッチング素子７に対してパルス導通幅
を狭めるため、負荷11に供給される直流出力電圧Ｖｏｕ
ｔは低下する。また、コンバータ本体３Ａ側では、演算
増幅器Ａ３の出力端子の電位Ｖ３が、抵抗28と可変抵抗
29との接続点の電位Ｖ４よりも低くなり、比較回路33か
ら電圧検出回路31への電流の流れ込みはなくなる。した
がって、この場合には、制御回路10はスイッチング素子
７に対してパルス導通幅を広げるため、直流出力電圧Ｖ
ｏｕｔは上昇する。こうして、各コンバータ本体３，３
Ａからの直流出力電圧Ｖｏｕｔを等しくすることによ
り、負荷電流Ｉ１，Ｉ２を均等に保つことが可能にな
る。なお、並列運転動作中に、一方のコンバータ本体３
が何等かの異常を起こした場合には、異常検出信号から
の制御信号の供給は停止されるため、ＦＥＴ34は直ちに
ターンオフし、外部からの電流検出信号の供給は遮断さ
れる。
【００１５】以上のように、上記実施例における昇圧コ
ンバータは、スイッチング素子７およびダイオード８と
直列にカレントトランス22，23を接続し、このカレント
トランス22，23より検出された電流に基づいて、電流検
出回路21より電流検出信号を出力するとともに、コンバ
ータ本体３の内部で得られた電流検出回路21からの電流
検出信号と、並列運転する別のコンバータ本体３Ａで得
られた電流検出信号とを比較回路33で比較し、その比較
結果に基づいて各コンバータ本体３，３Ａ間の直流出力
電圧Ｖｏｕｔが等しくなるような制御を行うことで、各
コンバータ本体３，３Ａにおける負荷電流Ｉ１，Ｉ２、
すなわち出力バランスを均等に保ち、安定した制御を行
うことが可能となる。
【００１６】また、複数のコンバータ本体３，３Ａを並
列運転する昇圧コンバータにおいて、コンバータ本体３
内部が異常動作した場合に、コンバータ本体３Ａ外部か
らの電流検出信号の供給を遮断する異常検出回路36を備
えているので、コンバータ本体３が何等かの異常を起し
た場合は、外部の正常なコンバータ本体３Ａからの電流
検出信号の供給が遮断される。したがって、異常を起し
たコンバータ本体３が、不必要に他の正常なコンバータ
本体３Ａからの電流検出信号を比較して、強制的にスイ
ッチング素子７をパルス幅制御するという懸念を一掃で
きる。
【００１７】また、実施例上の効果として、前記従来例
における抵抗５に代わり、一対のカレントトランス22，
23により電流検出を行っているため、コンバータ本体
３，３Ａ内部の電力損失は無視できるとともに、極めて
容易かつ安価に、コンバータ本体３，３Ａ間の出力バラ
ンスを均等に保つことができる。
【００１８】なお、本考案は上記実施例に限定されるも
のではなく、本考案の要旨の範囲において種々の変形実
施が可能である。例えば、スイッチング素子は実施例中
におけるＭＯＳ型ＦＥＴに限らず、スイッチングトラン
ジスタを用いることも可能である。
【００１９】
【考案の効果】本考案は、直流電圧源に接続されるイン
ダクタンスとスイッチング素子との直列回路と、前記ス
イッチング素子の両端に接続されるダイオードと平滑コ
ンデンサとの直列回路と、前記スイッチング素子をスイ
ッチングする制御回路とを備え、前記スイッチング素子
がオンの時に前記インダクタンスにエネルギーを蓄え、
前記スイッチング素子がオフの時に前記ダイオードより
このエネルギーを出力側に送り出す複数のコンバータ本
体を並列運転する昇圧コンバータにおいて、前記各コン
バータ本体は、前記スイッチング素子および前記ダイオ
ードを流れる電流を検出し電流検出信号を出力する電流
検出回路と、並列運転時に前記電流検出回路により得ら
れた前記コンバータ本体内部の一方の電流検出信号と、
前記コンバータ本体外部の他方の電流検出信号とを比較
し、この比較結果に基づいて前記制御回路を介して前記
スイッチング素子へのパルス導通幅を制御する電流バラ
ンス回路と、前記コンバータ本体内部が異常動作した場
合に、前記コンバータ本体外部からの電流検出信号の供
給を遮断する異常検出回路とを備えたものであり、並列
運転時において各コンバータ間の出力バランスを損なう
ことなく、安定した制御を行うことができ、しかも、異
常時において不必要に他の正常なコンバータ本体からの
電流検出信号を比較して制御を行なわない昇圧コンバー
タを提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本考案の一実施例を示す昇圧コンバータの回路
図である。
【図２】同上増幅回路および比較回路の回路図である。
【図３】従来例を示す並列運転時における昇圧コンバー
タの回路図である。
【符号の説明】３，３Ａ コンバータ本体 ４ 直流電圧源 ６ インダクタンス ７ スイッチング素子 ８ ダイオード ９ コンデンサ 21 電流検出回路 33 比較回路（電流バランス回路）36 異常検出回路

Claims (1)

    (57)【実用新案登録請求の範囲】
  1. 【請求項１】 直流電圧源に接続されるインダクタンス
    とスイッチング素子との直列回路と、前記スイッチング
    素子の両端に接続されるダイオードと平滑コンデンサと
    の直列回路と、前記スイッチング素子をスイッチングす
    る制御回路とを備え、前記スイッチング素子がオンの時
    に前記インダクタンスにエネルギーを蓄え、前記スイッ
    チング素子がオフの時に前記ダイオードよりこのエネル
    ギーを出力側に送り出す複数のコンバータ本体を並列運
    転する昇圧コンバータにおいて、前記各コンバータ本体
    は、前記スイッチング素子および前記ダイオードを流れ
    る電流を検出し電流検出信号を出力する電流検出回路
    と、並列運転時に前記電流検出回路により得られた前記
    コンバータ本体内部の一方の電流検出信号と、前記コン
    バータ本体外部の他方の電流検出信号とを比較し、この
    比較結果に基づいて前記制御回路を介して前記スイッチ
    ング素子へのパルス導通幅を制御する電流バランス回路
    と、前記コンバータ本体内部が異常動作した場合に、前
    記コンバータ本体外部からの電流検出信号の供給を遮断
    する異常検出回路とを備えたことを特徴とする昇圧コン
    バータ。
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