JPH06103983B2 - 昇圧コンバータ - Google Patents
昇圧コンバータInfo
- Publication number
- JPH06103983B2 JPH06103983B2 JP9161689A JP9161689A JPH06103983B2 JP H06103983 B2 JPH06103983 B2 JP H06103983B2 JP 9161689 A JP9161689 A JP 9161689A JP 9161689 A JP9161689 A JP 9161689A JP H06103983 B2 JPH06103983 B2 JP H06103983B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- inductance
- current
- switching element
- period
- smoothing capacitor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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- Power Conversion In General (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、入力電圧よりも出力電圧を高くすることが可
能な昇圧コンバータに関する。
能な昇圧コンバータに関する。
（従来の技術） 第３図は昇圧コンバータの基本回路を示し、同図におい
て、Ｅは直流電源、Ｌはインダクタンス、Ｄは逆流防止
用ダイオード、Ｃは平滑用コンデンサ、SWはスイッチン
グ素子、Ｒは負荷である。
て、Ｅは直流電源、Ｌはインダクタンス、Ｄは逆流防止
用ダイオード、Ｃは平滑用コンデンサ、SWはスイッチン
グ素子、Ｒは負荷である。
次に、動作を説明する。スイッチング素子SWのスイッチ
ング動作によって、スイッチング素子SWの両端電圧
VSW、インダクタンスＬを流れる入力電流IL、スイッチ
ング素子SWを流れる電流ISW、負荷Ｒを流れる直流出力
電流IDは、夫々第４図に示すようになる。そして、スイ
ッチング素子SWがオンしているオン期間TONの間には直
流電源ＥよりインダクタンスＬに電流i1が流れる。電源
Ｅからの入力電圧をｅ、インダクタンスＬのインダクタ
ンス値をＬ、スイッチング素子SWのオン期間TONとする
と、電流i1は時間と共に一次関数的に増加し、時点ton
で最大値iIPとなる。その値は、 で与えられる。
ング動作によって、スイッチング素子SWの両端電圧
VSW、インダクタンスＬを流れる入力電流IL、スイッチ
ング素子SWを流れる電流ISW、負荷Ｒを流れる直流出力
電流IDは、夫々第４図に示すようになる。そして、スイ
ッチング素子SWがオンしているオン期間TONの間には直
流電源ＥよりインダクタンスＬに電流i1が流れる。電源
Ｅからの入力電圧をｅ、インダクタンスＬのインダクタ
ンス値をＬ、スイッチング素子SWのオン期間TONとする
と、電流i1は時間と共に一次関数的に増加し、時点ton
で最大値iIPとなる。その値は、 で与えられる。
この電流によってインダクタンスＬにエネルギーPLが蓄
えられ、１周期当りでは、 となる。
えられ、１周期当りでは、 となる。
スイッチング素子SWがオフすると、インダクタンスＬに
逆起電力が発生し、この起電力は電流i1と同方向に電流
を流し続けようとし、逆流防止用ダイオードＤを通して
電流i2が流れ、この電流i2は平滑用コンデンサＣの充電
電流となる。
逆起電力が発生し、この起電力は電流i1と同方向に電流
を流し続けようとし、逆流防止用ダイオードＤを通して
電流i2が流れ、この電流i2は平滑用コンデンサＣの充電
電流となる。
ここで、直流出力電圧をVD、直流出力電流IDとすると、
インダクタンスＬの蓄積エネルギー量と直流出力電力が
等しくなるため、 の関係が成立する。
インダクタンスＬの蓄積エネルギー量と直流出力電力が
等しくなるため、 の関係が成立する。
従って、この式から、出力電源VDは、 今、入力電圧ｅ及び出力電流IDが変化した場合、スイッ
チング素子SWのオン期間TONもしくはスイッチング素子S
Wの周波数ｆを変化させる事により、出力電圧VDを定電
圧化することができる。
チング素子SWのオン期間TONもしくはスイッチング素子S
Wの周波数ｆを変化させる事により、出力電圧VDを定電
圧化することができる。
一般に、この回路動作では、オフ期間TOFFは電流i2の流
れる期間TDONに対しTOFF＞TDONに設定され、期間Δtoff
を存在させている。これは、TOFF≦TDONとなった場合、
逆流防止用ダイオードＤが導通期間中にスイッチング素
子SWがオンするため、ダイオードＤの逆回復時間の間、
−i2なる電流が流れ、損失が増加すると共に、ノイズ発
生の原因となり、好ましくないからである。
れる期間TDONに対しTOFF＞TDONに設定され、期間Δtoff
を存在させている。これは、TOFF≦TDONとなった場合、
逆流防止用ダイオードＤが導通期間中にスイッチング素
子SWがオンするため、ダイオードＤの逆回復時間の間、
−i2なる電流が流れ、損失が増加すると共に、ノイズ発
生の原因となり、好ましくないからである。
第５図は、従来の昇圧コンバータをアクティブ平滑フィ
ルタとして用いた場合の回路図を示し、直流電源Ｅを、
ブリッジ整流器BDと平滑コンデンサC1とにより交流電源
E1を整流平滑するように構成している。
ルタとして用いた場合の回路図を示し、直流電源Ｅを、
ブリッジ整流器BDと平滑コンデンサC1とにより交流電源
E1を整流平滑するように構成している。
この場合、スイッチング素子SWを数十KHz以上の周波数
で全周期にわたりスイッチングすると、第６図に示すよ
うに入力電流ILの波形は各スイッチング電流の各周期ご
との平均値となり、純抵抗負荷と等価となり、交流電源
E1を整流平滑した脈流ｅと同様な正弦波の波形となり、
理論的には力率の向上、高調波の低下を達成し得る。な
お、この条件として 前式 より、インダクタンス値Ｌ及びオン期間TONは常に等し
いことは明白である。
で全周期にわたりスイッチングすると、第６図に示すよ
うに入力電流ILの波形は各スイッチング電流の各周期ご
との平均値となり、純抵抗負荷と等価となり、交流電源
E1を整流平滑した脈流ｅと同様な正弦波の波形となり、
理論的には力率の向上、高調波の低下を達成し得る。な
お、この条件として 前式 より、インダクタンス値Ｌ及びオン期間TONは常に等し
いことは明白である。
（発明が解決しようとする課題） ところで、第４図に示す前記期間Δtoffに注目すると、
第３図に示す従来の昇圧コンバータの基本動作において
は、電流i1、電流i2は共に零であり、電圧VSWは出力電
圧VDと略等しい電圧に保持されたままである。しかしな
がら、実際の回路においては、電流i2はインダクタンス
Ｌのエネルギーが完全に放出されるまで、流れ続けるの
ではなくダイオードＤのオン電圧或いはオン電流以下に
なると流れなくなる。従って、インダクタンスＬにわず
かの残留エネルギーΔPLが存在す結果となる。そして、
一般的にスイッチング素子SWには半導体スイッチング素
子が用いられるため、これらのスイッチング素子SWには
分布容量Coが存在する。この分布容量Coとインダクタン
スＬとは、第７図に示すように直列共振回路を形成する
ため、残留エネルギーΔPLにより共振し、スイッチング
素子SWの両端電圧VSWは第８図に示すようになり、分布
容量Coには第９図に示すように共振電流icoが流れる。
第３図に示す従来の昇圧コンバータの基本動作において
は、電流i1、電流i2は共に零であり、電圧VSWは出力電
圧VDと略等しい電圧に保持されたままである。しかしな
がら、実際の回路においては、電流i2はインダクタンス
Ｌのエネルギーが完全に放出されるまで、流れ続けるの
ではなくダイオードＤのオン電圧或いはオン電流以下に
なると流れなくなる。従って、インダクタンスＬにわず
かの残留エネルギーΔPLが存在す結果となる。そして、
一般的にスイッチング素子SWには半導体スイッチング素
子が用いられるため、これらのスイッチング素子SWには
分布容量Coが存在する。この分布容量Coとインダクタン
スＬとは、第７図に示すように直列共振回路を形成する
ため、残留エネルギーΔPLにより共振し、スイッチング
素子SWの両端電圧VSWは第８図に示すようになり、分布
容量Coには第９図に示すように共振電流icoが流れる。
ここで、次周期にスイッチング素子SWがオンするオン期
間TONは、周波数一定のため常に一定であるが、分布容
量Co、インダクタンスＬの残留エネルギーのばらつき等
で、共振電流icoが第10図に示すように変化し、共振位
置の０クロス点とスイッチング素子SWのオン位置とを一
致させるのは（第10図の点a,b,cのようになる）、非常
に困難である。
間TONは、周波数一定のため常に一定であるが、分布容
量Co、インダクタンスＬの残留エネルギーのばらつき等
で、共振電流icoが第10図に示すように変化し、共振位
置の０クロス点とスイッチング素子SWのオン位置とを一
致させるのは（第10図の点a,b,cのようになる）、非常
に困難である。
従って、例えば第５図の回路の場合には、上記共振電流
icoにより、各周期ごとに電流iIPのレベルが変化するの
で、各周期ごとの平均値が正弦波と同じにならない場合
が生ずる。その結果、入力電流波形は、第11図に示すよ
うに正弦波とはならずに、歪を持った波形となる。この
ため、入力力率の低下を招くのみならず、高調波成分が
大きくなり、本来の目的である力率の向上、高調波の低
下が達成できなくなる。
icoにより、各周期ごとに電流iIPのレベルが変化するの
で、各周期ごとの平均値が正弦波と同じにならない場合
が生ずる。その結果、入力電流波形は、第11図に示すよ
うに正弦波とはならずに、歪を持った波形となる。この
ため、入力力率の低下を招くのみならず、高調波成分が
大きくなり、本来の目的である力率の向上、高調波の低
下が達成できなくなる。
本発明は上記問題点に鑑み、力率の向上、高調波の低下
を充分に達成することができる昇圧コンバータを提供す
ることを目的とする。
を充分に達成することができる昇圧コンバータを提供す
ることを目的とする。
（課題を解決するための手段） この技術的課題を解決する本発明の技術的手段は、直流
電源Ｅの両端に、インダクタンスＬと逆流防止用ダイオ
ードＤと平滑用コンデンサＣとの直列回路が接続され、
前記逆流防止用ダイオードＤと平滑用コンデンサＣとの
直列回路に、スイッチング素子SWが、該スイッチング素
子SWと前記直流電源ＥとインダクタンスＬとの閉ループ
を構成するように、並列接続され、スイッチング素子SW
のオンオフ制御により、平滑用コンデンサＣの両端から
直流出力を取出すようにした昇圧コンバータにおいて、 前記インダクタンスＬに該インダクタンスＬの電流が零
になるとき導通するスイッチSW1が並列にもうけられて
いる点にある。
電源Ｅの両端に、インダクタンスＬと逆流防止用ダイオ
ードＤと平滑用コンデンサＣとの直列回路が接続され、
前記逆流防止用ダイオードＤと平滑用コンデンサＣとの
直列回路に、スイッチング素子SWが、該スイッチング素
子SWと前記直流電源ＥとインダクタンスＬとの閉ループ
を構成するように、並列接続され、スイッチング素子SW
のオンオフ制御により、平滑用コンデンサＣの両端から
直流出力を取出すようにした昇圧コンバータにおいて、 前記インダクタンスＬに該インダクタンスＬの電流が零
になるとき導通するスイッチSW1が並列にもうけられて
いる点にある。
（作用） インダクタンスＬの電流が零になると、インダクタンス
Ｌに並列に設けられたスイッチSW1が導通し、スイッチS
W1に電流が流れることによってインダクタンスＬの残留
エネルギーが放出される。その結果、インダクタンスＬ
の残留エネルギーによって共振電流icoが流れることが
なくなる。
Ｌに並列に設けられたスイッチSW1が導通し、スイッチS
W1に電流が流れることによってインダクタンスＬの残留
エネルギーが放出される。その結果、インダクタンスＬ
の残留エネルギーによって共振電流icoが流れることが
なくなる。
（実施例） 以下、本発明を図示の実施例に従って説明すると、第１
図において、SW1はインダクタンスＬの電流が零になる
とき導通するスイッチで半導体スイッチ等により構成さ
れ、ダイオードD1を介してインダクタンスＬに並列に接
続されている。
図において、SW1はインダクタンスＬの電流が零になる
とき導通するスイッチで半導体スイッチ等により構成さ
れ、ダイオードD1を介してインダクタンスＬに並列に接
続されている。
Ｋは電流検出器で、インダクタンスＬを流れる電流を検
出し、インダクタンスＬの電流が零になったときインダ
クタンスＬの残留エネルギーを放出すべくスイッチSW1
を導通させるように構成されている。即ち、スイッチSW
1は、第４図に示す前記期間Δtoffの間でインダクタン
スＬの残留エネルギーを放出するのに充分な期間オンに
するようになっている。
出し、インダクタンスＬの電流が零になったときインダ
クタンスＬの残留エネルギーを放出すべくスイッチSW1
を導通させるように構成されている。即ち、スイッチSW
1は、第４図に示す前記期間Δtoffの間でインダクタン
スＬの残留エネルギーを放出するのに充分な期間オンに
するようになっている。
第２図は他の実施例を示し、インダクタンスＬの電流が
零になるとき導通するスイッチSW1を、トランジスタに
より構成し、前記ダイオードD1を省略するようにしたも
のである。その他の点は前記実施例と同様の構成であ
る。
零になるとき導通するスイッチSW1を、トランジスタに
より構成し、前記ダイオードD1を省略するようにしたも
のである。その他の点は前記実施例と同様の構成であ
る。
なお、前記実施例では直流電源Ｅを、ブリッジ整流器DB
と高周波バイパスコンデンサC1とにより交流電源E1を整
流平滑するように構成しているが、直流電源Ｅはこれに
限定されず、直流を出力するものであれば他の構成のも
のであってもよい。
と高周波バイパスコンデンサC1とにより交流電源E1を整
流平滑するように構成しているが、直流電源Ｅはこれに
限定されず、直流を出力するものであれば他の構成のも
のであってもよい。
（発明の効果） 本発明によれば、スイッチSW1の導通によって、インダ
クタンスＬの残留エネルギーを強制的に放出することが
でき、従ってインダクタンスＬの残留エネルギーによる
共振電流icoが流れなくなり、インダクタンスＬの入力
電流波形を正弦波波形に極力近づけることができ、この
ため入力力率の低下を防止し得ると共に、高調波成分が
少なくなり、十分に力率を向上させかつ高調波を低下さ
せることができる。
クタンスＬの残留エネルギーを強制的に放出することが
でき、従ってインダクタンスＬの残留エネルギーによる
共振電流icoが流れなくなり、インダクタンスＬの入力
電流波形を正弦波波形に極力近づけることができ、この
ため入力力率の低下を防止し得ると共に、高調波成分が
少なくなり、十分に力率を向上させかつ高調波を低下さ
せることができる。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は他の
実施例を示す回路図である。第３図は従来の昇圧コンバ
ータの基本回路を示す回路図、第４図は回路動作説明用
の波形図、第５図は従来の昇圧コンバータを示す回路
図、第６図は同回路動作説明用の波形図、第７図は従来
の問題点説明用回路図、第８図乃至第11図は同波形図で
ある。 Ｅ……直流電源、Ｌ……インダクタンス、Ｄ……逆流防
止ダイオード、Ｃ……平滑用コンデンサ、SW……スイッ
チング素子、SW1……スイッチ。
実施例を示す回路図である。第３図は従来の昇圧コンバ
ータの基本回路を示す回路図、第４図は回路動作説明用
の波形図、第５図は従来の昇圧コンバータを示す回路
図、第６図は同回路動作説明用の波形図、第７図は従来
の問題点説明用回路図、第８図乃至第11図は同波形図で
ある。 Ｅ……直流電源、Ｌ……インダクタンス、Ｄ……逆流防
止ダイオード、Ｃ……平滑用コンデンサ、SW……スイッ
チング素子、SW1……スイッチ。
Claims (1)
- 【請求項１】直流電源（Ｅ）の両端に、インダクタンス
（Ｌ）と逆流防止用ダイオード（Ｄ）と平滑用コンデン
サ（Ｃ）との直列回路が接続され、前記逆流防止用ダイ
オード（Ｄ）と平滑用コンデンサ（Ｃ）との直列回路
に、スイッチング素子（SW）が、該スイッチング素子
（SW）と前記直流電源（Ｅ）とインダクタンス（Ｌ）と
の閉ループを構成するように、並列接続され、スイッチ
ング素子（SW）のオンオフ制御により、平滑用コンデン
サ（Ｃ）の両端から直流出力を取出すようにした昇圧コ
ンバータにおいて、 前記インダクタンス（Ｌ）該インダクタンス（Ｌ）の電
流が零になるとき導通するスイッチ（SW1）が並列に設
けられていることを特徴とする昇圧コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9161689A JPH06103983B2 (ja) | 1989-04-10 | 1989-04-10 | 昇圧コンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9161689A JPH06103983B2 (ja) | 1989-04-10 | 1989-04-10 | 昇圧コンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02269469A JPH02269469A (ja) | 1990-11-02 |
| JPH06103983B2 true JPH06103983B2 (ja) | 1994-12-14 |
Family
ID=14031507
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9161689A Expired - Lifetime JPH06103983B2 (ja) | 1989-04-10 | 1989-04-10 | 昇圧コンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06103983B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2571942Y2 (ja) * | 1992-10-12 | 1998-05-20 | ネミック・ラムダ株式会社 | 昇圧コンバータ |
| DE102007004878A1 (de) * | 2007-01-31 | 2008-08-14 | Infineon Technologies Austria Ag | Schaltwandler mit einer aktivierbaren und deaktivierbaren Dämpfungsschaltung |
| US7724545B2 (en) | 2007-02-21 | 2010-05-25 | Infineon Technologies Austria Ag | Switching converter having an activatable and deactivatable damping circuit |
| DE102009054692A1 (de) * | 2009-12-15 | 2011-06-16 | Tridonic UK Ltd., Basingstoke | PFC mit verringerten Pinanzahlanforderungen für einen Steuer-/Regel-IC |
-
1989
- 1989-04-10 JP JP9161689A patent/JPH06103983B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02269469A (ja) | 1990-11-02 |
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Legal Events
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