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Die
Erfindung betrifft einen Schaltwandler, insbesondere einen als Leistungsfaktorkorrekturschaltung
(Power Factor Controller) ausgebildeten Schaltwandler.
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Eine
Leistungsfaktorkorrekturschaltung ist üblicherweise als
Hochsetzsteller ausgebildet und umfasst ein induktives Speicherelement,
eine an das induktive Speicherelement angeschlossene Gleichrichteranordnung
zur Bereitstellung einer Ausgangsspannung und einen an das induktive
Speicherelement angeschlossenen Schalter. Der Schalter regelt die
Stromaufnahme des induktiven Speicherelements abhängig
von der Ausgangsspannung und ist so verschaltet ist, dass das Speicherelement
bei geschlossenem Schalter Energie über Eingangsklemmen
aufnimmt, und dadurch magnetisiert wird, und die aufgenommene Energie
bei anschließend geöffnetem Schalter an die Gleichrichteranordnung
abgibt, und dadurch entmagnetisiert wird.
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Ein
solcher Schaltwandler kann mit kontinuierlicher Stromaufnahme oder
mit diskontinuierlicher Stromaufnahme (Discontinuous Current Mode, DCM)
betrieben werden. Die Betriebsart mit kontinuierlicher Stromaufnahme
wird auch als nicht-lückender Betrieb bezeichnet, während
die Betriebsart mit diskontinuierlicher Stromaufnahme auch als lückender
Betrieb bezeichnet wird. Bei nicht-lückendem Betrieb wird
der Schalter während einer Entmagnetisierungsphase des
induktiven Speicherelement spätestens dann wieder eingeschaltet,
wenn das Speicherelement vollständig entmagnetisiert ist.
Bei lückendem Betrieb wird nach einer vollständigen
Entmagnetisierung eine Wartezeit abgewartet, bevor der Schalter
wieder eingeschaltet wird.
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Eine
Leistungsfaktorkorrekturschaltung, die im lückenden Betrieb
arbeitet ist in der
DE 103
55 670 34 beschrieben.
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Während
der Wartezeit nach einer vollständigen Entmagnetisierung
des induktiven Speicherelements und vor erneutem Einschalten des
Schalters können Schwingungen entstehen, die bedingt sind durch
einen LC-Schwingkreis, der das induktive Speicherelement und parasitäre
Kapazitäten, insbesondere eine parasitäre Kapazität
des Schalters, umfasst. Diese Schwingungen klingen um so langsamer ab,
je höher die Güte des verwendeten induktiven Speicherelements
ist.
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Diese
Schwingungen können zu Verzerrungen der mittleren Stromaufnahme
führen, die bei einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung
proportional zu einer anliegenden Eingangsspannung sein soll. Abhängig
davon, bei welcher Phasenlage der Schwingung der Schalter wiedereingeschaltet
wird, kann die Energieaufnahme des induktiven Speicherelements selbst
bei konstanter Eingangsspannung von Ansteuerperiode zu Ansteuerperiode
variieren, was eine Verzerrung der Stromaufnahme bewirkt.
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Aufgabe
der vorliegenden Erfindung ist es, einen Schaltwandler, insbesondere
einen als Leistungsfaktorkorrekturschaltung ausgebildeten Schaltwandler,
zur Verfügung zu stellen, bei dem eine durch Schwingungseffekte
bedingte Verzerrung der Stromaufnahme zumindest reduziert ist.
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Diese
Aufgabe wird durch einen Schaltwandler nach Anspruch 1 gelöst.
Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
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Ein
Schaltwandler nach einem Ausführungsbeispiel der Erfindung
umfasst Eingangsklemmen zum Anlegen einer Eingangsspannung, ein
an die Eingangsklemmen gekoppeltes induktives Speicherelement, eine
an das induktive Speicherelement angeschlossene Gleichrichteranordnung
mit Ausgangsklemmen zur Bereitstellung einer Ausgangsspannung, und
eine Regelanordnung zur Regelung einer Stromaufnahme des induktiven
Speicherelements, die dazu ausgebildet ist, das induktive Speicherelement
während einer Ansteuerperiode für eine Magnetisierungsdauer
zu magnetisieren, für eine Entmagnetisierungsdauer zu entmagnetisieren
und vor einer erneuten Magnetisierungsdauer eine Wartedauer abzuwarten.
Der Schaltwandler weist außerdem eine an das induktive
Speicherelement gekoppelte Dämpfungsschaltung auf, die
abhängig von einem Magnetisierungszustand des induktiven
Speicherelements aktivierbar und deaktivierbar ist.
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Die
Aktivierung und Deaktivierung der Dämpfungsschaltung abhängig
von dem Magnetisierungszustand des induktiven Speicherelements ermöglicht
selektiv eine Bedämpfung der während der Wartezeit
auftretenden Schwingungen.
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Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend anhand von Figuren
erläutert. In diesem Zusammenhang sei darauf hingewiesen,
dass in den Figuren lediglich die zum Verständnis der Erfindung
erforderlichen Schaltungskomponenten dargestellt sind.
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1 zeigt
das elektrische Ersatzschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels
eines Schaltwandlers, der ein induktives Speicherelement sowie eine
an das induktive Speicherelement gekoppelte Dämpfungsschaltung
aufweist.
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2 veranschaulicht
die Funktionsweise eines herkömmlichen, keine Dämpfungsschaltung aufweisenden
Schaltwandlers, der im lückenden Betrieb arbeitet, anhand
von Signalverläufen bei einem ersten Zeitablaufszenario.
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3 veranschaulicht
die Funktionsweise eines herkömmlichen, keine Dämpfungsschaltung aufweisenden
Schaltwandlers, der im lückenden Betrieb arbeitet, anhand von
Signalverläufen bei einem zweites Zeitablaufszenario.
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4 veranschaulicht
die Stromaufnahme eines herkömmlichen Schaltwandlers bei
einer sinusförmigen Eingangsspannung.
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5 zeit
ein Ausführungsbeispiel der Dämpfungsschaltung,
die ein Dämpfungselement und eine Aktivierungsschaltung
für das Dämpfungselement aufweist.
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6 veranschaulicht
die Funktionsweise der Dämpfungsschaltung gemäß 5 anhand
von Signalverläufen.
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7 zeigt
ein erstes Ausführungsbeispiel der Aktivierungsschaltung.
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8 zeigt
ein zweites Ausführungsbeispiel der Aktivierungsschaltung.
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9 zeigt
ein zweites Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen
Schaltwandlers.
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In
den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen
gleiche Schaltungskomponenten und Signale mit gleicher Bedeutung.
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1 zeigt
ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen
Schaltwandlers. Der dargestellte Schaltwandler ist als Hochsetzsteller
ausgebildet und weist Eingangsklemmen 101, 102 zum
Anlegen einer Eingangsspannung Vin, ein induktives Speicherelement 12 und
eine an das induktive Speicherelement 12 angeschlossene
Gleichrichteranordnung 13 auf. Das induktive Speicherelement 12 und
die Gleichrichteranordnung 13 sind hierbei in Reihe zueinander
zwischen die Eingangsklemmen 101, 102 geschaltet.
Die Gleichrichteranordnung 13 weist in dem dargestellten
Beispiel eine Reihenschaltung mit einem Gleich richterelement 131,
beispielsweise einer Diode, und einem kapazitiven Speicherelement 132,
beispielsweise einem Kondensator, auf. Eine Ausgangsspannung Vout
des Schaltwandlers zur Versorgung einer Last Z (gestrichelt dargestellt)
ist an Ausgangsklemmen 103, 104 der Gleichrichteranordnung 13 abgreifbar.
Diese Ausgangsspannung Vout entspricht in dem dargestellten Beispiel
einer Spannung über dem kapazitiven Speicherelement 132 der Gleichrichteranordnung 13.
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Zur
Regelung einer Stromaufnahme des induktiven Speicherelements 12,
und damit zur Regelung der Ausgangsspannung Vout des Schaltwandlers,
ist eine Regelanordnung 20 vorhanden, die dazu ausgebildet
ist, das induktive Speicherelement 12, das beispielsweise
als Speicherdrossel realisiert ist, periodisch jeweils während
einer Magnetisierungsdauer zu magnetisieren, anschließend
für eine Entmagnetisierungsdauer zu entmagnetisieren und
vor einer erneuten Magnetisierung eine Wartezeit abzuwarten. Die
Regelanordnung 20 weist hierzu ein Schaltelement 11 auf,
das in Reihe zu dem induktiven Speicherelement zwischen die Eingangsklemmen 101, 102 und
parallel zu der Gleichrichteranordnung 13 geschaltet ist.
Bei leitend angesteuertem bzw. geschlossenem Schalter 11 liegt
die Eingangsspannung Vin über dem induktiven Speicherelement
an, das induktive Speicherelement nimmt dabei Energie über
die Eingangsklemmen 101, 102 auf und wird dadurch 12 magnetisiert.
Bei anschließend sperrend angesteuertem bzw. geöffnetem
Schalter 11 gibt das induktive Speicherelement die zuvor
aufgenommene Energie an die Gleichrichteranordnung 13 ab
und wird dadurch entmagnetisiert. Die Wartezeit entsteht, wenn der
Schalter 11 für eine Zeitdauer geöffnet bleibt,
die länger ist, als eine Zeitdauer die zur vollständigen
Entmagnetisierung der Speicherdrossel 12 benötigt
wird. Über die Einschaltdauer des Schalters 11,
das heißt über die Magnetisierungsdauer, und über
die Wartezeit zwischen einer vollständigen Entmagnetisierung
der Speicherdrossel 12 und dem Wiedereinschalten des Schalters 11 lässt
sich die Leistungsaufnahme des dargestellten Schaltwandlers regeln.
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Zur
Ansteuerung des Schalters 11 weist die Regelanordnung 20 eine
Ansteuerschaltung 21 auf, die ein Ansteuersignal S21 erzeugt,
das einem Steueranschluss des Schalters 11 zugeführt
ist. Dieser Schalter 11 kann als MOS-Transistor, beispielsweise als
MOSFET oder IGBT, realisiert sein. Eine Laststrecke bzw. Drain-Source-Strecke
dieses MOS-Transistors ist dann in Reihe zu dem induktiven Speicherelement 12 geschaltet,
einem Steueranschluss bzw. Gateanschluss des Mos-Transistors ist
das Ansteuersignal S21 zur leitenden und sperrenden Ansteuerung
zugeführt. Optional kann zwischen dem Steueranschluss des
Schaltelements 11 und der Ansteuerschaltung 21 eine
Treiberschaltung 24 angeordnet sein, die dazu dient, Signalpegel
des durch die Ansteuerschaltung 21 bereitgestellten Ansteuersignals S21
auf zur Ansteuerung des Schalters 11 geeignete Signalpegel
umzusetzen.
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Die
Ansteuerschaltung 21 erzeugt das Ansteuersignal S21 für
den Schalter 11 abhängig von einem Regelsignal
S22, das von einer Ausgangsspannung Vout des Schaltwandlers abhängig
ist, und abhängig von einem Magnetisierungssignal S23,
das eine Information über den Magnetisierungszustand der
Speicherdrossel 12 enthält. Das Regelsignal S22 steht
am Ausgang eines Reglers 22 zur Verfügung, dem
die Ausgangsspannung Vout zugeführt ist und der die Ausgangsspannung
Vout mit einer Referenzspannung vergleicht und abhängig
von diesem Vergleich das Regelsignal S22 erzeugt. Der Regler 22 kann
ein proportionales Regelverhalten besitzen, das Regelsignal S22
ist dann abhängig von einer momentanen Abweichung der Ausgangsspannung
Vout zu der Referenzspannung. Der Regler 22 kann auch ein
integrierendes Verhalten besitzen, das Regelsignal S22 ist dann
abhängig von der Abweichung zwischen der Ausgangsspannung
Vout und der Referenzspannung betrachtet über einen Zeitraum
in der Vergangenheit. Der Regler kann auch ein Proportional-Integral-Verhalten
besitzen, das Regelsignal besitzt dann einen Signalanteil, der abhängig
ist von der momentanen Abweichung zwischen der Ausgangsspannung
und der Referenzspannung, und einen Signalanteil, der abhängig
ist von der Abweichung in der Vergangenheit. Das Regelsignal S22
dient zur Einstellung der Einschaltdauer des Schalters 11 und damit
der Magnetisierungsdauer und/oder zur Einstellung der Wartezeit
mit dem Ziel, die Ausgangsspannung Vout über die Zeit wenigstens
annährend konstant zu halten. Deutet das Regelsignal S22
auf eine sinkende Ausgangsspannung Vout hin, was beispielsweise
durch eine erhöhte Leistungsaufnahme der Last Z bedingt
sein kann, so vergrößert die Ansteuerschaltung 21 die
Einschaltdauer des Schalters 11 pro Ansteuerperiode und/oder
verkürzt die Wartezeit, um dadurch die Leistungsaufnahme
zu erhöhen und einem Absinken der Ausgangsspannung Vout entgegenzuwirken.
Steigt die Ausgangsspannung, so verringert die Ansteuerschaltung
die Einschaltdauer pro Ansteuerperiode und/oder verlängert
die Wartezeit, um dadurch die Leistungsaufnahme zu verringern und
dem Anstieg der Ausgangsspannung Vout entgegenzuwirken.
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Das
Magnetisierungssignal S23 entspricht in dem dargestellten Beispiel
einer Spannung über einer induktiv mit der Speicherdrossel 12 gekoppelten Hilfsspule 23.
Diese Spannung über der Hilfsspule 23 wechselt
ihre Polarität zu dem Zeitpunkt, zu dem die Speicherdrossel 12 am
Ende der Entmagnetisierungsdauer vollständig entmagnetisiert
ist. Diese Information über den Zeitpunkt einer vollständigen
Entmagnetisierung der Speicherdrossel 12 wird in der Ansteuerschaltung 21 für
die Ermittlung der Wartezeit zwischen der vollständigen
Entmagnetisierung der Speicherdrossel 12 und dem Wiedereinschalten des
Schalters 11, d. h. einer erneuten Magnetisierung, verwendet.
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Die
Funktionsweise des in 1 dargestellten, im lückenden
Betrieb arbeitenden Hochsetzstellers wird nachfolgend anhand von 2 erläutert,
in der zeitliche Verläufe einer Spannung V11 über
dem Schalter 11, des Stroms I in das induktive Speicherelement 12 sowie
des Ansteuersignals S21 dargestellt sind. Betrachtet sei zunächst
ein Zeitraum zwischen Zeitpunkten t0 und t3, der die Dauer einer
Ansteuerperiode Tp des Schalters 11 bzw. des Schaltwandlers bezeichnet.
Diese Ansteuerperiode Tp lässt sich in drei Zeitabschnitte
unterteilen, eine Magnetisierungsdauer T1, eine der Magnetisierungsdauer
T1 nachfolgende Entmagnetisierungsdauer T2 sowie eine sich an die
Entmagnetisierungsdauer T2 anschließende Wartedauer T3.
Das Schaltelement 11 ist während der Magnetisierungsdauer
T1 leitend angesteuert. Der Eingangsstrom I steigt während
dieser Magnetisierungsdauer T1 linear an, wobei für eine
zeitliche Änderung dI/dt des Eingangsstromes während
dieser Entmagnetisierungsdauer gilt: dI/dt
= Vin/L (1)
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L
bezeichnet hierbei die Induktivität der Speicherdrossel 12.
In diesem Zusammenhang sei angemerkt, dass der Stromverlauf I auch
dem Magnetisierungsverlauf B der Speicherdrossel entspricht. Das Schaltelement 11 wird
am Ende der Magnetisierungsdauer abgeschaltet. Die Speicherdrossel 12 wird
dadurch entmagnetisiert und der Eingangsstrom I sinkt ausgehend
von dem zuvor erreichten Spitzenwert linear ab. Für eine
zeitliche Änderung dI/dt dieses Stromes I während
dieser Entmagnetisierungsdauer T2 gilt: dI/dt
= (Vin – Vout)/L (2)
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Die
Entmagnetisierungsdauer T2 endet zu dem Zeitpunkt, zu dem die Speicherdrossel 12 vollständig
entmagnetisiert und der Strom I damit 0 ist. Wird das Schaltelement 11 bei
vollständiger Entmagnetisierung der Speicherdrossel 12 nicht
sofort wieder eingeschaltet, sondern schließt sich an die
Entmagnetisierungsdauer T2 eine Wartedauer T3 an, so treten sogenannte
Drosselschwingungen auf, die bedingt sind durch einen LC-Schwingkreis,
der die Induktivität der Speicherdrossel 12 und
eine parasitäre Kapazität C11 umfasst. Diese parasitäre
Kapazität C11 ist insbesondere eine parasitäre
Kapazität des Schaltelements 11. Bei Verwendung
eines MOS-Transistors als Schaltelement ist diese parasitäre
Kapazität die Drain-Source-Kapazität des MOS-Transistors.
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Unter
der idealisierenden Annahme, dass der Mittelwert des Stromes während
der Wartezeit T3 gleich Null ist, gilt für den Mittelwert
Im des Stromes I pro Ansteuerzyklus bzw. pro Ansteuerperiode: Im = (Vin·T1)/[2·L·(1
+ p)] (3)
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p
bezeichnet hierbei den Proportionalitätsfaktor zwischen
der Wartedauer T3 und der Summe aus der Magnetisierungs- und Entmagnetisierungsdauer
T1, T2: p = T3/(T1 + T2) (4)
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Das
erläuterte Regelkonzept, bei dem die Einschaltdauer und/oder
die Wartezeit abhängig von der Ausgangsspannung Vout eingestellt
wird, funktioniert sowohl für eine Gleichspannung als Eingangsspannung
Vin als auch für eine periodisch variierende Eingangsspannung
Vin. So kann der in 1 dargestellte Hochsetzsteller
insbesondere als Leistungsfaktorkorrekturschaltung (Power Factor
Controller, PFC) betrieben werden. Ein solcher Power Factor Controller
ist ein Hochsetzsteller, dem eine periodisch variierende Spannung
als Eingangsspannung Vin zugeführt ist und der eine Gleichspannung als
Ausgangsspannung Vout erzeugt. Die Eingangsspannung Vin ist hierbei
beispielsweise eine sinusbetragförmige Spannung, die beispielsweise
mittels eines Brückengleichrichters 14 aus einer
sinusförmigen Netzspannung Vn erzeugt wird.
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Zur
Minimierung der Blindleistungsaufnahme aus dem Netz ist bei solchen
Power Factor Controllern gefordert, das deren Eingangsstrom I gemittelt über
eine Ansteuerperiode des Schalters 11 wenigstens annährend
proportional zu der Eingangsspannung Vin ist. Es ist bekannt und
lässt sich bezugnehmend auf Gleichung (3) zeigen, dass
ein im lückenden Be trieb arbeitender Hochsetzsteller dieser
Bedingung genügt, wenn die Wartezeit proportional ist zu
der Summe aus Magnetisierungsdauer und Entmagnetisierungsdauer der
Speicherdrossel 12 und wenn davon ausgegangen wird, dass
sich die Magnetisierungsdauer nur langsam im Vergleich zur Periodendauer
der Eingangsspannung Vin ändert und dass sich der Proportionalitätsfaktor
zwischen der Wartezeit und der Summe aus Magnetisierungsdauer und
Entmagnetisierungsdauer nur langsam im Vergleich zur Periodendauer
der Eingangsspannung Vin ändert. Diese Einschaltdauer und
der Proportionalitätsfaktor sind in bereits erläuterter
Weise Parameter zur Regelung der Leistungsaufnahme des Hochsetzstellers
und damit zur Regelung der Ausgangsspannung Vout.
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Unter
der Annahme einer sich im Vergleich zur Dauer Tp eines Ansteuerzyklus
langsam ändernden Eingangsspannung Vin und unter der Annahme eines
sich im Vergleich zur Dauer eines Ansteuerzyklus Tp langsam ändernden
Regelsignals S22 und einer sich damit langsam ändernden
Einschaltdauer T1 bzw. eines sich langsam ändernden Proportionalitätsfaktors
p gilt somit, dass der Mittelwert des pro Ansteuerzyklus aufgenommenen
Stromes proportional ist zum Momentanwert der Eingangsspannung Vin,
wie für Power Factor Controller gefordert.
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Bei
Speicherdrosseln mit hoher Güte klingt die parasitäre
Schwingung während der Wartezeit T3 nur langsam ab und
kann, wie im weiteren Verlauf der 2 dargestellt
ist, zu Verzerrungen der Stromaufnahme führen. Erfolgt
ein Wiedereinschalten des Schalters 11 am Beginn einer
weiteren Ansteuerperiode beispielsweise zu einem Zeitpunkt, zu dem
die Schwingung ihr Maximum erreicht, beginnt der Drosselstrom I
während der Magnetisierungsdauer nicht von Null, sondern
von diesem Maximalwert aus anzusteigen. Bei einer im Vergleich zur
vorherigen Ansteuerperiode gleichen Magnetisierungsdauer erreicht
der Drosselstrom während der weiteren Ansteuerperiode dadurch
einen höheren Spitzenwert, wodurch sich insgesamt die Stromaufnahme
während dieses Ansteuerzyklus vergrößert.
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Ein
anderes Szenario ist in 3 dargestellt. Nach einer ersten
Ansteuerperiode, bei der der Drosselstrom innerhalb der Magnetisierungsdauer
T1 von Null aus anzusteigen beginnt, wird das Schaltelement 11 zu
Beginn einer nachfolgenden Ansteuerperiode zu einem Zeitpunkt eingeschaltet,
zu dem die parasitäre Schwingung einen (negativen) Minimalwert
erreicht. Der Drosselstrom beginnt während der Magnetisierungsdauer
von diesem Minimalwert anzusteigen und erreicht bei einer im Vergleich
zur vorherigen Ansteuerperiode gleichen Magnetisierungsdauer einen
kleineren Spitzenwert. Die Stromaufnahme während der nachfolgenden
Ansteuerperiode verringert sich dadurch im Vergleich zur vorherigen Ansteuerperiode.
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Abhängig
von der Phasenlage der parasitären Schwingung bei Wiedereinschalten
des Schalters kann es somit zu einer Verzerrung der Stromaufnahme
kommen, sofern keine zusätzlichen Maßnahmen zur
Bedämpfung dieser parasitären Schwingungen getroffen
werden. 4 zeigt schematisch einen derart
verzerrten, jeweils über eine Ansteuerperiode gemittelten
Netzeingangsstrom In bei einer sinusförmigen Netzspannung
Vn. Gestrichelt dargestellt ist in 4 die gewünschte
unverzerrte, und damit sinusförmige Stromaufnahme.
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Zur
Bedämpfung der parasitären Schwingungen während
der Wartedauer T3 und damit zur Verringerung der zuvor erläuterten
Verzerrung der Stromaufnahme ist bei dem in 1 dargestellten Schaltwandler
eine Dämpfungsschaltung 40 vorgesehen, die induktiv
an die Speicherdrossel 12 gekoppelt ist und die abhängig
von einem Magnetisierungszustand der Speicherdrossel 12 aktivierbar
und deaktivierbar ist. Die induktive Kopplung der Dämpfungsschaltung 40 an
die Speicherdrossel 12 erfolgt bei dem in 1 dargestellten
Schaltwandler über die Hilfsspule 23 der Regelanordnung 20.
Die Dämpfungsschaltung 40 ist hierzu an einen
der Anschlüsse der Hilfsspule 23 angeschlossen
und kann insbesondere parallel zu der Hilfsspule 23 geschaltet
sein.
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Ein
Ausführungsbeispiel der Dämpfungsschaltung ist
in 5 dargestellt. Zum besseren Verständnis
sind in 5 außer der Dämpfungsschaltung
auch die Speicherdrossel 12, die Hilfsspule 23 und
das Schaltelement 11 der Regelanordnung dargestellt. Die
dargestellte Dämpfungsschaltung 40 weist ein Dämpfungselement 42 auf,
das in Reihe zu der Hilfsspule 23 geschaltet ist. Die Reihenschaltung mit
der Hilfsspule 23 und dem Dämpfungselement 42 ist
hierbei zwischen Klemmen für ein gleiches Versorgungspotential,
beispielsweise Bezugspotential, geschaltet. Das Dämpfungselement 42 ist
beispielsweise als ohmscher Widerstand 42 ausgebildet und durch
eine Deaktivierungsschaltung 43, 44 aktivierbar
und deaktivierbar. Die Aktivierungsschaltung umfasst in dem Beispiel
ein in Reihe zu dem Dämpfungselement 42 geschaltetes
Schaltelement 43 sowie eine Aktivierungsschaltung 44 für
das Schaltelement 43. Das Dämpfungselement 42 ist
bei geschlossenem Schalter 43 aktiviert. Bei aktiviertem
Dämpfungselement 42 fließt ein Strom
von der Hilfsspule 23 über das Dämpfungselement 42,
wodurch der Hilfsspule 23 und bedingt durch die induktive
Kopplung zwischen der Hilfsspule 23 und der Speicherdrossel 12 der
Speicherdrossel 12 Energie entnommen wird. Um über
die Dämpfungsschaltung 40 parasitäre
Schwingungen effektiv zu dämpfen, die Verlustleistung des
Hochsetzstellers jedoch nicht wesentlich zu erhöhen, ist
vorgesehen, die Dämpfungsschaltung 40 wenigstens
zeitweise während der Wartedauer T3 zu aktivieren, während
der Entmagnetisierungsdauer T2 jedoch wenigstens zeitweise jedoch
zu deaktivieren. Eine dauerhafte Aktivierung der Dämpfungsschaltung 40 während
der Entmagnetisierungsdauer T2 könnte zu einer nicht unerheblichen
Steigerung der Verlustleistung beitragen.
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Entsprechend
ist die Aktivierungsschaltung 44 ist dazu ausgebildet,
den Schalter 43 während der Wartedauer T3 wenigstens
zeitweise zu schließen und während der Entmagnetisierungsdauer
wenigstens zeitweise zu öffnen. Der Aktivierungsschaltung 44 ist
hierzu eine Information über den momentanen Magneti sierungszustand
der Hilfsspule 23 zugeführt, wobei der momentane
Magnetisierungszustand der Hilfsspule 23 den momentanen
Magnetisierungszustand der Speicherdrossel 12 repräsentiert.
Als Information über den Magnetisierungszustand der Hilfsspule 23,
und damit der Speicherdrossel 12, ist der Aktivierungsschaltung 44 bei
der in 5 dargestellten Dämpfungsschaltung 40 unmittelbar
die über der Hilfsspule 23 anliegende Spannung
V23 zugeführt.
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Die
Funktionsweise der in 5 dargestellten Dämpfungsschaltung 40 wird
nachfolgend anhand von Signalverläufen in 6 erläutert.
Dargestellt sind in 6 zeitliche Verläufe
des Ansteuersignals S21 des Schalters 11, der Spannung über
der Hilfsspule 23 sowie des Aktivierungssignals S44, das den
in Reihe zu dem Dämpfungselement 42 geschalteten
Schalter 43 ansteuert.
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Zu
Zwecken der Erläuterung sei angenommen, dass die Hilfsspule 23 derart
in Bezug auf die Speicherdrossel 12 gepolt ist, dass eine
Spannung an dem Anschluss, an dem die Dämpfungsschaltung 40 angeschlossen
ist, während der Magnetisierungsdauer T1 der Speicherdrossel 12 bezogen
auf das Bezugspotential am anderen Anschluss der Hilfsspule 23 negativ
ist. Am Ende der Magnetisierungsdauer und zu Beginn der Entmagnetisierungsdauer
wechselt diese Spannung ihre Polarität und verbleibt auf einem
positiven Wert bis zum Ende der Entmagnetisierungsdauer T2. Während
der Wartedauer T3 schwingt die Spannung V23 entsprechend der Drosselschwingungen
zwischen positiven und negativen Werten. Die Aktivierungsschaltung 44 ist
dazu ausgebildet, den Schalter 43 wenigstens zeitweise
während der Wartedauer T3 zu aktivieren, was in 6 durch
einen High-Pegel des Ansteuersignals S44 symbolisiert ist, und wenigstens
zeitweise während der Entmagnetisierungsdauer T2 zu deaktivieren, was
in 6 durch einen Low-Pegel des Ansteuersignals S44
symbolisiert ist. Die schraffierten Bereiche in 6 symbolisieren
Zeitabschnitte, während derer das Ansteuersignal S44 den
Schalter 43 entweder leitend oder sperrend ansteuern kann.
Eine besonders effektive Dämpfung der Schwingungen bei
einer besonders niedrigen Verlustleistung kann insbesondere dann
erreicht werden, wenn die Dämpfungsschaltung während
der gesamten Wartedauer T3 aktiviert und während der gesamten
Entmagnetisierungsdauer T2 deaktiviert ist.
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Bezugnehmend
auf 5 besteht optional die Möglichkeit, ein
Gleichrichterelement 41 in Reihe zu dem Dämpfungselement 42 zu
schalten. Dieses Gleichrichterelement 41, das beispielsweise
als Diode realisiert ist, ermöglicht einen Stromfluss durch das
Dämpfungselement 42 nur bei einer der zwei möglichen
Polaritäten der Schwingung. In dem dargestellten Beispiel
ist das Gleichrichterelement 41 so verschaltet, dass ein
Stromfluss durch das Dämpfungselement 42 nur bei
positiver Polung der Spannung V23 über der Hilfsspule 23 fließen
kann.
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Die
Diode 41 kann weggelassen werden, wenn der Schalter 43 während
der Magnetisierungsdauer sicher sperrt. Benötigt wird in
diesem Fall ein bidirektionaler Schalter, also ein Schalter, der
in der Lage ist, gesteuert durch das Signal sowohl bei positiven
als auch bei negativen Spannungen V23 über der Hilfsspule 23 zu
sperren. Die Dämpfungswirkung könnte hierdurch
noch gesteigert werden.
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Ein
erstes Ausführungsbeispiel einer Dämpfungsschaltung 40 mit
einer Aktivierungsschaltung 44, die eine anhand von 6 erläuterte
Funktionalität aufweist, ist in 7 dargestellt.
Das Schaltelement 43 zur Aktivierung des Dämpfungselements 42 ist
bei dieser Dämpfungsschaltung als Transistor, in dem Beispiel
als npn-Bipolartransistor realisiert. In diesem Zusammenhang sei
darauf hingewiesen, dass anstelle eines Bipolartransistors selbstverständlich
auch ein MOS-Transistor, insbesondere ein n-Kanal-MOSFET, eingesetzt
werden kann. Die Laststrecke des dargestellten Transistors 43 ist
zwischen das Dämpfungselement 42 und Bezugspotential
ge schaltet. Der Transistor 43 leitet, wenn das durch die Aktivierungsschaltung 44 erzeugte
Ansteuersignal S44 einen Signalpegel annimmt, der bezogen auf das
Bezugspotential größer ist als die Schwellenspannung
des Transistors 43.
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Die
Erzeugung des Ansteuersignals S44 erfolgt bei der in 7 dargestellten
Aktivierungsschaltung 44 abhängig von dem Magnetisierungszustand der
Hilfsspule 23 und abhängig von dem Ansteuersignal
S20 des Schalters (11 in 1) des Schaltwandlers.
Die dargestellte Aktivierungsschaltung weist zwei Reihenschaltungen
mit jeweils einem Widerstandselement 441, 444 und
einem kapazitiven Speicherelement 442, 445 auf.
Eine erste Reihenschaltung ist hierbei zwischen einen ersten Eingang 46 der
Aktivierungsschaltung, dem das Ansteuersignal S20 zugeführt
ist, und den Steueranschluss des Transistors 43 geschaltet,
eine zweite Reihenschaltung 444, 445 ist zwischen
einen zweiten Anschluss 47, der an die Hilfsspule 23 angeschlossen
ist, und den Steueranschluss des Transistors 43 geschaltet. Die
Widerstandselemente 441, 444 der Reihenschaltungen
sind hierbei jeweils zwischen den Steueranschluss des Transistors 43 und
das kapazitive Speicherelement 442, 445 der jeweiligen
Reihenschaltung geschaltet. Ein erstes Gleichrichterelement 443 ist
zwischen einen dem kapazitiven Speicherelement 442 und
dem Widerstandselement 441 der ersten Reihenschaltung gemeinsamen
Knoten und Bezugspotential geschaltet, während ein zweites Gleichrichterelement 446,
beispielsweise eine Diode, zwischen einen dem kapazitiven Speicherelement 445 und
dem Widerstandselement 444 der zweiten Reihenschaltung
und Bezugspotential geschaltet ist. Das erste Gleichrichterelement 443 ist
in dem dargestellten Beispiel so verschaltet, dass sich das erste kapazitive
Speicherelement 442 bei einem positiven Signalpegel des
Ansteuersignals S20 gegenüber Bezugspotential auf eine
diesem Signalpegel entsprechende Spannung aufladen kann. Das zweite
Gleichrichterelement 446 ist so verschaltet, dass sich
das zweite kapazitive Speicherelement 445 bei einer negativen
Spannung V23 mit der Hilfsspule 23 bezogen auf Bezugspotential
auf eine Span nung aufladen kann, die dieser negativen Hilfsspulenspannung
V23 entspricht.
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Die
Funktionsweise der in 7 dargestellten Dämpfungsschaltung
wird nachfolgend erläutert:
Betrachtet sei zunächst
die Magnetisierungsdauer, bei der das Ansteuersignal S21 bezugnehmend
auf 6 einen positiven Signalwert und die Hilfsspulenspannung
V23 einen negativen Signalwert annehmen. Über dem ersten
kapazitiven Speicherelement 442 liegt dadurch eine positive
Spannung V442 an, die Spannung über dem ersten Gleichrichterelement 443 ist
in eingeschwungenem Zustand wenigstens annährend Null,
so dass aus dem Ansteuersignal S20 während der Magnetisierungsdauer
T1 kein zur leitenden Ansteuerung des Transistors 41 geeigneter Signalpegel
resultiert. Die Hilfsspulenspannung V23 weist während der
Magnetisierungsdauer T1 bezugnehmend auf 6 einen
negativen Signalpegel auf. Eine Spannung V445 über dem
zweiten kapazitiven Speicherelement ist entsprechend negativ. Eine Spannung über
dem zweiten Gleichrichterelement 446 ist hierbei wenigstens
annährend Null, so dass auch aus der Hilfsspulenspannung
V23 kein zur leitenden Ansteuerung des Transistors 43 geeigneter Signalpegel
resultiert. Der Transistor 43 ist während der
Magnetisierungsdauer T1 somit abgeschaltet, das Dämpfungselement 42 somit
deaktiviert. Ist eine Diode 41 in Reihe zu dem Schalter 43 vorhanden,
so sorgt bereits diese Diode 41, die während der
Magnetisierungsdauer bedingt durch die negative Hilfsspannung V23
sperrt, dafür, dass das Dämpfungselement 42 während
der Magnetisierungsdauer deaktiviert ist.
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Am
Ende der Magnetisierungsdauer T1 weist das Ansteuersignal S21 eine
fallende Flanke auf, wodurch das elektrische Potential an dem gemeinsamen
Knoten zwischen kapazitivem Speicherelement und Widerstandselement 441, 442 um
einen Wert abgesenkt wird, der dem Signalhub des Ansteuersignals
S21 entspricht. Das elektrische Potential an diesem gemeinsamen
Kno ten wird dadurch negativ. Die Hilfsspulenspannung V23 weist am
Ende der Magnetisierungsdauer T1 eine steigende Flanke auf, wodurch
das elektrische Potential an dem dem kapazitiven Speicherelement 445 und
dem Widerstandselement 444 gemeinsamen Knoten um einen
Wert angehoben wird, der dem Signalhub der Hilfsspulenspannung V23
entspricht. Das elektrische Potential an diesem gemeinsamen Knoten
nimmt dadurch den positiven Signalwert an. Die Widerstandselemente 441, 444 sind
bei dieser Aktivierungsschaltung 44 so aufeinander abgestimmt,
dass das negative Potential an dem gemeinsamen Knoten der ersten
Reihenschaltung 441, 442 das positive Potential
an dem gemeinsamen Knoten der zweiten Reihenschaltung 444, 445 "dominiert",
so dass das elektrische Potential am Ansteueranschluss des Transistors 43 nicht ausreichend
ist, den Transistor 43 leitend anzusteuern. Diese unterschiedlichen
Potentiale an dem gemeinsamen Knoten der ersten Reihenschaltung 441, 442 und
dem gemeinsamen Knoten der zweiten Reihenschaltung 444, 445 führen
im weiteren zu einem Stromfluss über die Widerstände 441 und 444 und
in der zeitlichen Folge zu einem Anstieg des Potentials an dem gemeinsamen
Knoten der ersten Reihenschaltung 441, 442 und
zu einem Absinken des Potentials an dem gemeinsamen Knoten der zweiten Reihenschaltung 444, 445,
bis sich die beiden Potentiale einander angeglichen haben. Der Wert,
auf den sich diese beiden Potentiale dabei einstellen, ist abhängig
von dem Kapazitätsverhältnis der kapazitiven Speicherelemente 442 und 445.
Dieses Kapazitätsverhältnis ist unter Berücksichtigung
der Signalhübe des Ansteuersignals S21 und der Hilfsspannung
V23 so gewählt, dass der Transistor 43 dadurch
auch während der Entmagnetisierungsdauer T2 gesperrt bleibt.
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Das
erste kapazitive Speicherelement 442 und das daran angeschlossene
Gleichrichterelement 443 und das zweite kapazitive Speicherelement 445 und
das daran angeschlossene Gleichrichterelement 444 funktionieren
als Ladungspumpen, von denen die erste Ladungspumpe 442, 443 bei
einer fallenden Flanke des Ansteuersignals eine negative Ladung über
den Widerstand 441 in Richtung des Ansteueranschlusses
des Transistors 43 "pumpt", und von denen die zweite Ladungspumpe
bei einer steigenden Flanke der Hilfsspulenspannung V23 eine positive Ladung über
den Widerstand 444 in Richtung des Ansteueranschlusses 43 des
Transistors 43 pumpt. Die Parameter der einzelnen Bauelemente
der Reihenschaltungen sind hierbei so aufeinander abgestimmt, dass
die negative Ladung bei einem Pumpvorgang der ersten Ladungspumpe 442, 443 die
positive Ladung bei einem Pumpvorgang der zweiten Ladungspumpe 445, 446 so
weit kompensiert, dass der Transistor 43 gesperrt bleibt.
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Am
Ende der Entmagnetisierungsdauer weist die Hilfsspulenwicklung V23
eine fallende Flanke auf, wodurch das zweite kapazitive Speicherelement 445 entladen,
bzw. auf eine negative Spannung aufgeladen wird. Bei einer anschließenden
steigenden Flanke der Hilfsspulenspannung V23 wird erneut positive
Ladung in Richtung des Ansteueranschlusses des Transistors 43 "gepumpt",
während keine weitere negative Ladung durch die erste Reihenschaltung
geliefert wird. Die positive Ladung der zweiten Reihenschaltung
kompensiert dadurch die zuvor gelieferte negative Ladung der ersten
Reihenschaltung, wodurch der Transistor 43 mit der ersten steigenden
Flanke der Schwingung der Hilfsspulenspannung V23 eingeschaltet
wird. Mit jeder positiven Flanke der Schwingung wird hierbei Ladung
an den Ansteueranschluss des Transistors 43 nachgeliefert. In
diesem Zusammenhang sei darauf hingewiesen, dass anstelle des in 7 dargestellten
Bipolartransistors 43 auch ein MOSFET verwendet werden kann.
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Der
Transistor 43 wird zu Beginn einer nachfolgenden Magnetisierungsdauer,
spätestens jedoch im Verlauf dieser Magnetisierungsdauer
gesperrt, wenn die Potentiale an den gemeinsamen Knoten in zuvor
erläuterter Weise annährend auf Null absinken. Bei
einer Deaktivierung des Transistors 43 erst während
der Magnetisierungsdauer verhindert das Gleichrichterelement 41 eine
Aktivierung des Dämpfungselements 42 und ver hindert
somit eine durch die Dämpfungsschaltung bedingte Erhöhung
der Verlustleistung während der Magnetisierungsdauer.
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Die
dargestellte Dämpfungsschaltung 40 kann als integrierte
Schaltung, insbesondere zusammen mit den Schaltungskomponenten der
Regelanordnung (Bezugszeichen 20 in 1) in einer
gemeinsamen integrierten Schaltung realisiert werden. Die Dämpfungsschaltung 40 zur
Dämpfung der Drosselschwingungen kann bezugnehmend auf 1 insbesondere
an den Anschluss der integrierten Schaltung angeschlossen sein, über
den das Magnetisierungssignal S23 von der Hilfsspule 23 zugeführt ist.
Auf zusätzliche Anschlüsse der integrierten Schaltung
kann dann verzichtet werden.
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Ein
weiteres Ausführungsbeispiel einer Dämpfungsschaltung
ist in 8 dargestellt. Das Ansteuersignal S44 zur Ansteuerung
des in dem Beispiel als npn-Bipolartransistor ausgebildeten Schalters 43 wird
hierbei unmittelbar aus der Hilfsspulenspannung V23 abgeleitet.
Der Steueranschluss des Transistors ist hierzu über einen
Vorwiderstand 451, der zur Begrenzung des Steuerstromes
dient, und über ein weiteres Schaltelement 451 an
den dem Bezugspotential abgewandten Anschluss der Hilfsspule 23 angeschlossen.
Eine zwischen den Vorwiderstand 451 und Bezugspotential
geschaltete Zenerdiode 452 dient in dem Beispiel zur Begrenzung
der der Aktivierungsschaltung 44 zugeführten Hilfsspulenspannung
V23. Die Ansteuerung des Transistors 43 über die
Hilfsspulenspannung V23 bewirkt bei dieser Aktivierungsschaltung 44,
dass der Transistor 43 nur bei positiven Signalwerten der
Hilfsspulenspannung V23 eingeschaltet, und damit das Dämpfungselement 42 nur
bei positiven Signalwerten der Hilfsspulenspannung 23 aktiviert
ist. Um eine Aktivierung des Transistors 43 während
der Entmagnetisierungsdauer T2, während der die Hilfsspulenspannung
V23 ebenfalls positive Signalwerte annimmt, zu verhindern, ist der Schalter 456 vorhanden,
der abhängig von dem Ansteuersignal S21 des Schaltwandlerschalters
(11 in 1) und abhängig von
dem Magnetisierungszustand der Hilfsspule 23 an gesteuert
ist. Die Aktivierungsschaltung 44 weist hierzu ein Flip-Flop,
in dem Beispiel ein RS-Flip-Flop, auf, dessen Rücksetz-Eingang
R das Ansteuersignal S21 und dessen Setzeingang S ein von einem
Nulldurchgangsdetektor 453, 454 erzeugtes Nulldurchgangssignal
S454 zugeführt ist.
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Für
die nachfolgende Erläuterung sei angenommen, dass der Schalter 456 bei
gesetztem Flip-Flop leitet und bei zurückgesetztem Flip-Flop sperrt.
Das Flip-Flop 455 wird mit einer steigenden Flanke des
Ansteuersignals S21 und damit zu Beginn der Magnetisierungsdauer
zurückgesetzt, wodurch der Schalter 456 geöffnet
und eine Ansteuerung des das Dämpfungselement 42 aktivierenden
Schalters 43 verhindert wird. Ein Setzen des Flip-Flops
und damit eine Einschalten des Schalters 456 erfolgt bei
einem ersten Nulldurchgang der Hilfsspulenspannung V23 mit einer
fallenden Flanke, das heißt bezugnehmend auf 6 mit
dem ersten Nulldurchgang der Hilfsspulenspannung V23 nach Ende der
Entmagnetisierungsdauer. Auf diese Weise ist sichergestellt, dass
der Schalter 456 während der Entmagnetisierungsdauer
sicher gesperrt ist.
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Der
Nulldurchgangsdetektor 453 umfasst beispielsweise einen
Komparator 453, der die Hilfsspulenspannung V23 mit Bezugspotential
vergleicht und der abhängig davon, ob diese Spannung oberhalb
oder unterhalb des Bezugspotentials liegt, einen High-Pegel oder
einen Low-Pegel an seinem Ausgang zur Verfügung stellt.
Ein Ausgangssignal S453 dieses Komparators ist einem flankengesteuerten Setz-Eingang
S des Flip-Flops 455 zugeführt. Der Komparator 453 und
das Flip-Flop 455 sind hierbei so aufeinander abgestimmt,
dass das Flip-Flop 455 bei einer Flanke des Komparatorsignals
S453, die aus einem Nulldurchgang der Hilfsspannung V23 während
einer fallenden Flanke resultiert, gesetzt wird. Das Flip-Flop 455 ist
hierzu beispielsweise ein positiv flankengesteuertes, das bei einer
steigenden Flanke des Signals am Setzeingang gesetzt wird. Der Komparator 453 erzeugt
das Komparatorsignal S453 in die sem Fall so, dass es bei einer negativen
Hilfsspannung einen High-Pegel aufweist.
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Optional
ist bei der in 8 dargestellten Dämpfungsschaltung
eine Diode 41 in Reihe zu dem Schalter 43 geschaltet,
die so verschaltet ist, dass sie während der Magnetisierungsdauer,
d. h. im vorliegenden Fall bei einer negativen Hilfsspannung V23, sperrt.
Das Vorsehen einer solchen Diode 41 kann dann erforderlich
sein, wenn der verwendete Schalter 43 abhängig
von der Polarität der anliegenden Spannung unterschiedliche
Sperreigenschaften besitzt, d. h. bezogen auf das dargestellte Beispiel, wenn
der Schalter 43 bei einer negativen Hilfsspannung V23 eine
geringere Spannungsfestigkeit als bei einer positiven Spannung besitzt.
Zu solchen Schaltern mit unterschiedlichen Sperreigenschaften gehören üblicherweise
Bipolartransistoren.
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Bei
den zuvor erläuterten Ausführungsbeispielen wird
davon ausgegangen, dass die Dämpfungsschaltung 40 über
eine ohnehin in der Regelanordnung 20 vorhandene Hilfsspule 23 induktiv
an die Speicherdrossel 12 gekoppelt ist.
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Bezugnehmend
auf 9 besteht selbstverständlich auch die
Möglichkeit, eine separate Hilfsspule vorzusehen, die nur
dazu dient, die Dämpfungsschaltung 40 induktiv
an die Speicherdrossel 12 zu koppeln. Diese separate Hilfsspule
ist in 9 mit dem Bezugszeichen 15 bezeichnet.
Eine solche separate Hilfsspule 15 kann insbesondere bei
Regelanordnungen erforderlich sein, die ohne Hilfsspule zur Detektion
des Magnetisierungszustandes der Speicherdrossel auskommen.
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In
nicht näher dargestellter Weise besteht auch die Möglichkeit,
die Dämpfungsschaltung 40 unmittelbar an die Speicherdrossel 12 anzuschließen.
In diesem Fall sind als Schaltungskomponenten der Dämpfungsschaltung
jedoch hochspannungsfeste Schaltungskomponenten zu verwenden. Des
weiteren kann die Dämpfungsschaltung in nicht näher dargestellter
Weise auch kapazitiv an das induktive Speicherelement gekoppelt
sein.
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Zusammenfassend
kann die Dämpfungsschaltung auf beliebige Weise an das
induktive Speicherelement gekoppelt sein. Die Dämpfungsschaltung
kann insbesondere direkt an das induktive Speicherelement gekoppelt
oder angeschlossen sein oder über eine Potentialbarriere,
beispielsweise eine induktive oder kapazitive Potentialbarriere,
an das induktive Speicherelement gekoppelt sein.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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