DE3910685A1 - Schaltungsanordnung zur bedaempfung eines sperrwandlers - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Sperrwandler, die im sogenannten "Lückenden Betrieb" arbeiten, erzeugen in derjenigen Arbeitsphase, in der ihre Speicherinduktivität weder elektrische Energie aufnimmt noch elektrische Energie abgibt (Ruhephase), eine Störfrequenz, die sich der Speisespannung überlagert und daher rührt, daß in der Speicherinduktivität vorhandene Restenergie zwischen der Induktivität und mit dieser verbundenen parasitären Kapazitäten hin- und herflutet. Diese, die Störfrequenz verursachenden Schwingungen klingen nur langsam ab, so daß noch zu Beginn der nachfolgenden Speicherphase der Magnetisierungszustand des Speicherkerns der Induktivität nicht genau definiert und damit die in der Induktivität befindliche Energiemenge nach jeder Speicherphase unterschiedlich ist. Dies führt, vor allem bei Sperrwandlern mit schnell wirkenden Regelkreisen mit unterlagerter Stromregelung, zu Speicherphasen unterschiedlicher Zeitdauer was sich als jitterähnliche Erscheinung äußert. Durch Rückspeisung in den Primärstromkreis über eine meistens vorhandene parasitäre Inversdiode wird außerdem die Abmagnetisierung eines primärseitigen Meß-Stromwandlers gestört oder es wird, wenn anstelle eines Meß-Stromwandlers ein Strom-Meßwiderstand verwendet wird, durch zeitweilige Umkehr der Polarität der Spannung am Meßwiderstand, die Auswertung des Meßsignals erheblich erschwert.

Zur Unterdrückung von unerwünschten Ausschwingvorgängen, die mit dem Ein- und Ausschalten der Speicherinduktivität verbunden sind, ist es üblich, primär- und/oder sekundärseitig RC-Glieder oder RC-Diode-Kombinationen anzuordnen.

Solche Schutzbeschaltungen unterdrücken, wenn sie ausreichend dimensioniert sind, auch die beim lückenden Betrieb auftretenden Schwingungen, sie bewirken jedoch Verluste, die zu einer erheblichen Herabsetzung des Wirkungsgrades der betreffenden Sperrwandler führen können.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Unterdrückung von an der Speicherinduktivität eines Sperrwandlers oben genannter Art auftretenden Ausschwingvorgängen zu ermöglichen, ohne die mit einer RC- oder RCD-Schaltung verbundenen Verluste inkaufnehmen zu müssen.

Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Durch den Kurzschluß der Speicherinduktivität wird deren Magnetisierungszustand über die Ruhephase hinweg erhalten. Die Spannung an der Speicherinduktivität nimmt während dieser Ruhephase den Wert 0 an. Die Verluste sind bei annähernd idealem Kurzschluß im Bedämpfungsstromkreis vernachlässigbar gering.

Weiterbildungen der Schaltungsanordnung nach der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Ansprüche 2, 3 und 4 beziehen sich auf die Verwendung eines Halbleiterschalters zum direkten Kurzschließen einer Wicklung der Speicherinduktivität, die im Anspruch 2 als Drossel, im Anspruch 3 als Transformator mit Primär- und Sekundärwicklung und im Anspruch 4 als Transformator mit zusätzlicher Bedämpfungswicklung ausgebildet ist.

Die Ansprüche 5 und 6 betreffen die Reihenschaltung einer Diode mit dem den Kurzschluß herbeiführenden Halbleiterschalter. Der Einsatz dieser zusätzlichen Diode schafft die Voraussetzungen für eine in Anspruch 7 beschriebene, einfache Ansteuerung beider Schalter durch ein gemeinsames Steuersignal.

Anspruch 8, schließlich, betrifft einfache Verzögerungsschaltungen in den Ansteuerleitungen für die verwendeten Halbleiterschalter.

Anhand von drei Figuren soll nun ein Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung nach der Erfindung eingehend beschrieben und seine Funktion erklärt werden.

Fig. 1 zeigt das Prinzip eines Sperrwandlers nach der Erfindung.

Fig. 2 zeigt schematisch den Spannungsverlauf am primärseitigen Schalter eines Sperrwandlers ohne Bedämpfung im "lückenden" Betrieb.

Fig. 3 zeigt schematisch den Spannungsverlauf am primärseitigen Schalter eines Sperrwandlers mit entsprechend der Erfindung ausgestalteter Bedämpfung im "lückenden" Betrieb.

In Fig. 1 ist ein Sperrwandler dargestellt, der einen Transformator TR als Speicherinduktivität enthält. Ein erster Schalter S 1, der von einer Steuerschaltung ST angesteuert wird, schließt periodisch einen Primärstromkreis, der von einer Eingangsspannungsklemme Ue über einen Stromwandler SW, die Primärwicklung N 1 des Transformators, und den Schalter S 1 zur Masseklemme 0 führt. Die Ausgangsspannung wird an Klemmen Ua+, Ua- einem Sekundärstromkreis entnommen, der aus einer Reihenschaltung aus einer Sekundärwicklung N 2 des Transformators und einer Diode D 2 besteht und der durch einen Siebkondensator C 1 überbrückt ist.

Im sogenannten "Lückenden Betrieb" schließt der Schalter S 1 für eine Zeit t ₁ (Fig. 2). Während dieser Zeit (Speisephase) wird der Kern des Transformators TR durch den über die Primärwicklung N 1 fließenden Strom magnetisiert, d. h. mit magnetischer Energie aufgeladen. Die Speisephase endet, wenn der Schalter S 1 öffnet und kein Strom mehr durch die Wicklung N 1 fließt. Es folgt die sogenannte Abmagnetisierungphase (t ₂ in Fig. 2), während der das Magnetfeld im Kern des Transformators TR abklingt und dabei in der Sekundärwicklung N 2 eine in Durchlaßrichtung der Diode D 2 gepolte Spannung U 2 induziert. Diese Spannung erzeugt einen Stromfluß aus der Wicklung N 2 in den Kondensator C 1 und eine an die Klemmen Ua+ und Ua- angeschlossene Last.

Übersteigt die Spannung am Kondensator C 1 die in der Sekundärspule induzierte Spannung, wenn diese nach einer gewissen Zeit auf einen niedrigeren Wert abgesunken ist, so endet der Stromfluß im Sekundärkreis und damit die Abmagnetisierungsphase t ₂. Die im Transformatorkern verbliebene Restenergie, die nicht mehr in den Sekundärstromkreis eingespeist werden kann, flutet nun zwischen der Induktivität des Transformators und parasitären Kapazitäten C _p hin und her und führt zu einer störenden Schwingung während der Zeit (Ruhephase t ₃) zwischen dem Ende der Abmagnetisierungsphase und dem Beginn der nächsten Speisephase. Je nachdem, in welchem Magnetisierungszustand der Transformatorkern zu Beginn der nächsten Speisephase angetroffen wird, enthält er am Ende der Speisephase (zu Beginn der Abmagnetisierungsphase) mehr oder weniger magnetische Energie. Die während der aufeinanderfolgenden Abmagnetisierungsphasen in den Sekundärstromkreis eingespeicherten elektrischen Energiemengen sind dementsprechend unterschiedlich groß. Es kommt zu Jittererscheinungen in der Ausgangsspannung.

Auch die Steuerung des Schalters S 1 leidet unter der Instabilität der Energieübertragung, denn der Steuerschaltung ST werden einmal über eine nicht dargestellte, zur Ausgangsspannungsregelung vorhandene Ausgangsspannungsrückführung die sekundärseitigen Spannungsschwankungen mitgeteilt, zum anderen reagieren auch primärseitige Meßeinrichtungen wie der Spannungswandler SW auf primärseitig auftretende, der Eingangsspannung überlagerte Spannungs- oder Stromänderungen, die durch Rückspeisung in den Primärstromkreis, z. B. über eine Inversdiode D 1, verursacht sind.

Die Erfindung sieht zusätzlich zu der in Fig. 1 dargestellten, bisher beschriebenen Schaltung eine Bedämpfungsschaltung DS vor, welche eine zweite Sekundärwicklung N 3 des Transformators TR, eine mit dieser in Reihe geschaltete Diode D 3 und einen zweiten Schalter S 2 enthält, die einen Kurzschlußstromkreis bilden. Die Diode D 3 ist so gepolt, daß sie erst dann leitend wird, wenn die in der Sekundärwicklung N 2 induzierte Spannung U 2 zum Ende der Abmagnetisierungsphase hin negativ wird und nicht über die Diode D 2 in die Kapazität C 1 gelangen kann. Das abklingende Magnetfeld im Kern des Transformators erzeugt jetzt im Kurzschlußstromkreis der Bedämpfungsschaltung einen Strom, der infolge der Selbstinduktion der Wicklung N 3 bestrebt ist, das Magnetfeld des Transformators konstant zu halten. Das im Kern des Transformators vorhandene Magnetfeld wird auf diese Weise bis zur nächsten Speisephase konserviert. Die störenden Strom- und Spannungsschwankungen im Primärkreis treten nicht mehr auf. Am Schalter S 1 wird eine Spannung von nahezu 0 Volt gemessen. Der Spannungsverlauf ist in Fig. 3 dargestellt.

Die Ansteuerung der beiden Schalter S 1, S 2 durch die Steuerschaltung ST erfolgt durch Steuersignale, die aus ein und demselben Steuersignal U _st abgeleitet sind. Das Steuersignal für den Schalter S 1 wird diesem über einen Inverter INV zugeführt, das Steuersignal für den Schalter S 2 erreicht diesen, verzögert über ein RC-Glied, bestehend aus einem Widerstand R 2 und einem Kondensator C 2, über dessen Widerstand R 2. Um ein schnelles Abschalten des Schalters S 2 beim Abschalten des Steuersignals zu erreichen, ist dem Widerstand R 2 eine Diode D 4 parallelgeschaltet, über die sich der Kondensator C 2 rasch entladen kann, sobald ein niedriges Steuerpotential (z. B. Null) am Ausgang der Steuerschaltung ansteht.

In der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung gibt die Steuerschaltung, die aus einer nicht dargestellten Hilfsspannungsquelle gespeist wird, um eine Speisephase einzuleiten, eine niedrige Steuerspannung U _st 0 aus. Da beide Schalter nur auf höhere positive Steuerspannung reagieren, schließt nur der Schalter S 1, der vom Ausgang des vorgeschalteten Inverters INV eine positive Steuerspannung erhält. Der Schalter S 2, der mit niedriger Steuerspannung beaufschlagt wird, bleibt geöffnet, der Kondensator C ₂ nimmt über die Diode D 4 das niedrige Steuerspotential an.

Wechselt die Steuerspannung U _st am Ende der Speisephase zu einem positiven Wert, so öffnet der Schalter S 1, da der Inverterausgang ein dem niedrigen Steuerpotential entsprechendes Steuersignal abgibt. Der Schalter S 2 schließt erst nach einiger Zeit, da zunächst der Kondensator C ₂ über den Widerstand R 2 positiv aufgeladen werden muß, bevor ein positives Steuersignal ausreichender Höhe am Schalter S 2 ansteht. Der Schalter S 2 schließt somit erst zu einem Zeitpunkt, zu dem der Schalter S 1 längst geöffnet ist. Ein Kurzschluß der Wicklung N 3 während der Speisephase ist damit ausgeschlossen. Auch zu Beginn der nächsten Speisephase ist sichergestellt, daß der Schalter S 2 geöffnet ist, bevor der Schalter S 1 schließt. Dies bewirkt einerseits die Durchlauf-Verzögerungszeit des Inverters, die das Steuersignal für den Schalter S 1 verzögert, andererseits die Diode D 4, die ein schnelles Entladen des Kondensators C ₂ und damit ein schnelles Öffnen des Schalters S 2 ermöglicht.

Claims (8)

1. Schaltungsanordnung zur Bedämpfung eines Sperrwandlers, der eine Speicherinduktivität aufweist, die mittels eines von einer Steuerschaltung gesteuerten ersten Schalters während einer Speicherphase an eine eingangsseitige Spannungsquelle angeschlossen ist, aus dieser elektrische Energie aufnimmt und in magnetischer Form speichert, und während einer darauffolgenden Abmagnetisierungsphase von der eingangseitigen Spannungsquelle abgetrennt ist und während der Speicherphase gespeicherte Energie als elektrische Energie in einen ausgangsseitigen Stromkreis abgibt und die während einer der Abmagnetisierungsphase folgenden Ruhephase weder Energie aus der eingangsseitigen Spannungsquelle aufnimmt noch Energie in den ausgangsseitigen Stromkreis abgibt, dadurch gekennzeichnet, daß von der Steuerschaltung (ST) ein weiterer Schalter (S 2) angesteuert wird, mit dessen Hilfe mindestens eine Wicklung (N 3) der Speicherinduktivität (TR) während der Ruhephase (t ₃) für eine Stromflußrichtung kurzgeschlossen werden kann.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Speicherinduktivität eine Drossel verwendet wird, deren Wicklung durch den weiteren Schalter kurzgeschlossen wird und daß hierzu der weitere Schalter als Halbleiterschalter ausgebildet ist, dessen Schaltstrecke der Speicherinduktivität parallelgeschaltet ist und dessen Steuerstrecke mit der Steuerschaltung (ST) verbunden ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Speicherinduktivität ein Transformator (TR) verwendet wird, dessen Primärwicklung (N 1) mittels des weiteren Schalters kurzgeschlossen wird, und daß hierzu als weiterer Schalter ein Halbleiterschalter vorgesehen ist, dessen Schaltstrecke der Primärwicklung parallelgeschaltet ist und dessen Steuerstrecke mit der Steuerschaltung (ST) verbunden ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Speicherinduktivität ein Transformator (TR) verwendet wird, der neben einer Primärwicklung (N 1) und einer Sekundärwicklung (N 2) eine zusätzliche Bedämpfungswicklung (N 3) besitzt, die durch den weiteren Schalter (S 2) kurzgeschlossen wird, und daß hierzu als weiterer Schalter ein Halbleiterschalter vorgesehen ist, dessen Schaltstrecke der Bedämpfungswicklung (N 3) parallelgeschaltet ist, und dessen Steuerstrecke mit der Steuerschaltung (ST) verbunden ist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß mit der Schaltstrecke des Halbleiterschalters eine Diode in Reihe liegt, die in Richtung der Spannung gepolt ist, die während der Speicherphase (t ₁) an der durch den Halbleiterschalter kurzzuschließenden Wicklung der Speicherinduktivität anliegt.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß mit der Schaltstrecke des Halbleiterschalters (S 2) eine Diode (D 3) in Reihe liegt, die in Richtung der während der Speicherphase (t ₁) an der Bedämpfungswicklung (N 3) anstehenden Spannung gepolt ist.

7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Schalter (S 1) ein Halbleiterschalter ist, dessen Schaltstrecke mit der während der Speicherphase stromdurchflossenen Wicklung (N 1) der Speicherinduktivität in Reihe liegt, daß die Steuersignale für beide Schalter (S 1, S 2) aus demselben Grund-Steuersignal (U _st) der Steuerschaltung (ST) abgeleitet werden, und daß durch Verzögerungsschaltungen in den Steuerzuleitungen zu den einzelnen Schaltern sichergestellt ist, daß zu Beginn der Speicherphase (t ₁) der erste Schalter (S 1) erst schließt, nachdem der weitere Schalter (S 2) geöffnet ist und am Ende der Speicherphase (t ₁) der weitere Schalter (S 2) erst schließt, nachdem der erste Schalter (S 1) geöffnet ist.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Schalter (S 1) über einen Inverter (INV), der zweite Schalter (S 2) über ein RC-Glied (R 2, C 2) angesteuert wird, dessen Widerstand (R 2) zum schnellen Entladen des Kondensators (C 2) des RC-Gliedes durch eine Diode (D 4) überbrückt ist.