JPH10108459A

JPH10108459A - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JPH10108459A
Application number: JP25999196A
Authority: JP
Inventors: Nobuhisa Nagano; 信久長野
Original assignee: Toshiba Lighting and Technology Corp
Current assignee: Toshiba Lighting and Technology Corp
Priority date: 1996-09-30
Filing date: 1996-09-30
Publication date: 1998-04-24

Abstract

(57)【要約】【課題】複数の出力系統を有するスイッチング電源装
置において、どの出力系統とも出力電圧を安定化するこ
とができ、しかも一つの出力系統に電流集中が起こる不
具合をなくして、装置としての信頼性を向上させるこ
と。【解決手段】１つの直流電源１０から入力直流電圧を、
第１，第２の２つのコンバータトランス１１，３１に供
給し、第１，第２のスイッチング手段１２，３２が、時
間的に交互にスイッチング動作（オンオフ動作）し、か
つ１つの検出手段で第１，第２の出力直流電圧Ｖ01，Ｖ
02を検出してフィードバックし、スイッチング制御回路
４０Ａでは、そのフィードバック電圧に基づいてパルス
幅変調された単一パルスを生成し、この単一パルスを時
間的に交互に出力するロジック回路にて第１，第２のス
イッチングパルスを発生して前記第１，第２のスイッチ
ング手段１２，３２を制御することにより、２つの出力
直流電圧Ｖ01，Ｖ02を安定化制御することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング手段
を用いて入力直流電圧をスイッチングし、そのスイッチ
ングオン時間を変化させ、フィルタで平滑して再び直流
化するスイッチング電源装置に係り、特に同じ入力直流
電圧に基づいて複数の直流電源電圧を出力するように構
成したスイッチング電源装置の改善に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、電気機器や照明機器などのの電源
回路として、スイッチング方式による直流安定化電源が
用いられている。

【０００３】スイッチング方式による直流安定化電源
は、入力される非安定直流電圧を高速のスイッチング手
段でオン・オフし、このときのオン時間とオフ時間の比
を変化させ、フィルタで平滑化することにより、直流電
圧値の変換及び安定化を行うものである。スイッチング
方式による直流安定化電源には、大きく分けて、チョッ
パ式のスイッチング電源装置と、インバータ式のスイッ
チング電源装置とがある。

【０００４】このようなスイッチング電源装置の一例と
して、同じ入力直流電圧に基づいて複数の直流電源電圧
を出力するように構成したスイッチング電源装装置があ
る。

【０００５】図６は、従来の複数の出力系統を有するス
イッチング電源装置の回路図を示している。ここでは、
インバータ式のスイッチング電源装置を示す。

【０００６】図６において、直流電源１０の正側出力端
はコンバータトランス１１の一次側コイル１１−１の一
端に接続しており、そのコイルのもう一方の端部は第１
のスイッチング手段１２としてのＭＯＳ型ＦＥＴのドレ
イン・ソースを介して直流電源１０の負側出力端に接続
している。同様に、直流電源１０の正側出力端はコンバ
ータトランス３１の一次側コイル３１−１の一端に接続
しており、そのコイルのもう一方の端部はスイッチング
手段３２としてのＭＯＳ型ＦＥＴのドレイン・ソースを
介して直流電源１０の負側出力端に接続している。そし
て、スイッチング手段１２，３２の各ゲートには、スイ
ッチング制御回路４０から同じスイッチングパルスが抵
抗５２，５３をそれぞれ介して供給されるようになって
いる。

【０００７】第１の出力系統であるコンバータトランス
１１の二次側コイル１１−２の一端は整流ダイオード１
３に接続し、さらにその後段に転流ダイオード１４，コ
イル１５及びコンデンサ１６からなる平滑回路が接続
し、平滑用コンデンサ１６の両端の出力端子２２，２３
から出力直流電圧Ｖ01を得るようになっている。

【０００８】同様に、第２の出力系統であるコンバータ
トランス３１の二次側コイル３１−２の一端は整流ダイ
オード３３に接続し、さらにその後段に転流ダイオード
３４，コイル３５及びコンデンサ３６からなる平滑回路
が接続し、平滑用コンデンサ３６の両端の出力端子３
７，３８から出力直流電圧Ｖ02を得るようになってい
る。

【０００９】コンバータトランス１１，３１における負
側の出力端子２３，３８は互いに共通に接続してある。

【００１０】さらに、第１の出力系統であるコンバータ
トランス１１側の出力端子２２，２３間には、出力電圧
検出用の抵抗１７，１８，１９が直列に接続し、これら
の抵抗の分圧点の電圧を出力監視用のコンパレータ回路
（コンパレータと基準電圧源から成っている）２１に供
給している。コンパレータ回路２１に入力する検出電圧
は常に基準電圧を越えるように設定されており、基準電
圧を越えた度合いに応じてコンパレータ回路２１に接続
したフォトカプラ２０の発光ダイオード２０−１の光度
が変化し、その光度変化を後述のスイッチング制御回路
４０のフォトトランジスタ２０−２で受光し、フォトト
ランジスタ２０−２の導通抵抗値を変化させることによ
りスイッチング制御回路４０にフィードバック（負帰
還）をかけるようにしてある。

【００１１】スイッチング制御回路４０は、直流電源Ｖ
ccと基準電位点（グランド）間に基準電圧源４１と抵抗
４２，４３を直列に接続し、抵抗４２，４３の接続点を
オペアンプ４４の負側入力端に接続し、オペアンプ４４
の正側入力端と基準電圧源４１の出力端間に前記フォト
カプラ２０のフォトトランジスタ２０−２を接続し、オ
ペアンプ４４の出力端と負側入力端間にコンデンサ４５
と抵抗４６を直列に接続している。オペアンプ４４，コ
ンデンサ４５及び抵抗４６は、誤差アンプを構成してい
る。オペアンプ４４の正側入力端の電圧は、動作時、負
側入力端の基準電圧より常に高くなるように設計されて
いる。誤差アンプを構成するオペアンプ４４からの誤差
出力はコンパレータ４７の負側入力端（基準端）に接続
し、コンパレータ４７の正側入力端には三角波発生器４
８からの三角波信号が入力されるようになっている。コ
ンパレータ４７の出力端はトランジスタ４９のベースに
接続し、トランジスタ４９のコレクタがトランジスタ５
０，５１をプッシュプル接続して成る電力増幅器の共通
のベースに接続し、該電力増幅器の共通エミッタ出力を
スイッチング制御信号として出力し、前記スイッチング
手段１２，３２の各ゲートに供給している。

【００１２】以上の構成において、直流電源１０からの
入力直流電圧はコンバータトランス１１，３１の各一次
側コイル１１−１，３１−１に供給され、スイッチング
手段としてのスイッチング手段１２，３２で、スイッチ
ング制御回路４０からの高周波スイッチングパルスにて
それぞれスイッチングされて、コンバータトランス１
１，３１の各二次側コイル１１−２，３１−２にてそれ
ぞれ２つの系統で交流パルスを出力するが、これらの交
流パルスは後段の各整流・平滑回路で直流化されて出力
直流電圧Ｖ01，Ｖ02として出力される。このとき、ここ
で、出力電圧Ｖ01が高くなるように変動した場合、その
出力変化がコンパレータ回路２１で検出され、発光ダイ
オード２０−１の光度を増すので、スイッチング制御回
路４０のフォトトランジスタ２０−２の導通抵抗が低下
し、誤差検出用オペアンプ４４の正側入力電圧が負側基
準値に対して増大しオペアンプ４４の誤差電圧も増加す
る。従って、図７に示すように、コンパレータ４７の負
側入力電圧ａは上昇し、コンパレータ正側の三角波信号
ｂと比較することによって、そのコンパレータ出力とし
て得られるパルスｃのオン期間に相当するパルス幅は減
少し、そのパルスｃが次段のトランジスタ４９〜５１か
ら成る出力増幅段を通してスイッチング手段１２のゲー
トに供給され、スイッチング手段１２のオン期間が減少
するように制御される。スイッチング手段３２のゲート
にもスイッチング手段１２と同じスイッチングパルスが
供給される。第１の整流・平滑回路の出力直流電圧Ｖ01
が低くなるように変動した場合は、スイッチング手段１
２，３２のオン期間が増加するように制御される。これ
により、第１の出力直流電圧Ｖ01が一定となるように制
御される。

【００１３】ところで、図６のように構成されたスイッ
チング電源装置では、出力Ｖ01を検出しフィードバック
している第１の出力系統と、もう一方の第２の出力系統
では、各出力端子に接続される負荷が異なっているが、
第１の出力系統については、その出力直流電圧Ｖ01を検
出してスイッチング制御回路４０にフィードバックをか
けているため、常に安定した定電圧制御ができる。しか
し、第２の出力系統では、フィードバック制御されてい
る第１の出力系統の出力変動に対応したスイッチングパ
ルスが第２の出力系統のスイッチング手段３２にも供給
されるため、第１の出力変動に影響されて安定した出力
が得られないという問題があった。

【００１４】図８に、複数の出力系統を有する他の従来
例のインバータ式のスイッチング電源装置を示す。

【００１５】図８で図６と異なる点は、出力系統が２つ
設けられていることは同じあるが、第２の出力系統の出
力を、第１の出力系統の出力端子２２，２３に接続した
ものである。その他の構成は、図６と全く同様である。
これは、負荷が接続される出力端子は１つであるが、そ
の接続負荷の負荷電流が大きい場合に対応できるように
構成した装置である。即ち、負荷出力は１つであるが、
コンバータトランスが２つあり、中間の段階では２系統
の回路構成であるために負荷電力が大の場合にも耐え得
る回路構成となっている。

【００１６】しかしながら、図８のスイッチング電源装
置では、大きな負荷出力に対応可能である反面、スイッ
チング手段１２，３２が同位相のスイッチングパルスで
オンオフされその結果直流電源１０から同時に２つのコ
ンバータトランス１１，３１に電流が供給されるため、
２つのコンバータトランス１１，３１に対応した２系統
の回路を構成する部品のばらつきに起因して、直流電源
１０から一方の系統にのみ大きな電流が流れる、即ち一
方に電流集中が起こる虞れがあり、特定の部品にストレ
スがかかり装置としての信頼性に欠けるという問題があ
った。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】上記の如く、従来の複
数の出力系統を有するスイッチング電源装置では、一方
の出力電圧が不安定になったり、或いは一方の側に電流
集中が起こるという問題があった。

【００１８】そこで、本発明は上記の問題に鑑み、複数
の出力系統を有するスイッチング電源装置において、両
方の出力系統とも出力電圧を安定化することができ、し
かも一方の出力系統に電流集中が起こる不具合をなくし
て、装置としての信頼性を向上させることができるスイ
ッチング電源装置を提供することを目的とするものであ
る。

【００１９】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明によ
るスイッチング電源装置は、直流電源と；前記直流電源
からの入力直流電圧を第１，第２のスイッチング手段を
用いてそれぞれ交流化する第１，第２の交流化手段と；
前記第１，第２の交流化手段からの各交流電圧をそれぞ
れ整流・平滑し、第１，第２の出力直流電圧を得る第
１，第２の整流・平滑回路と；前記第１，第２の整流・
平滑回路のいずれか一方或いは両者に共通して設けら
れ、前記第１，第２の出力直流電圧の各変化を検出する
ことが可能な検出手段と；前記検出手段で検出される電
圧に応じてパルス幅を変調した単一パルスを出力し、そ
の単一パルスに基づいて前記第１，第２のスイッチング
手段をプッシュプル駆動するための第１，第２のスイッ
チングパルスを出力するスイッチング制御回路と；を具
備したことを特徴とするものである。

【００２０】前記第１，第２のスイッチング手段は、Ｆ
ＥＴ（電界効果トランジスタ）のほか、バイポーラトラ
ンジスタであってもよい。前記第１，第２の交流化手段
としては、コンバータトランスとスイッチング手段を用
いたインバータ回路のほかに、高圧チョッパ回路や昇圧
チョッパ回路における交流化部であってもよい。

【００２１】請求項２記載の発明は、請求項１記載のス
イッチング電源装置において、前記第１，第２の交流化
手段は、前記直流電源からの入力直流電圧が第１，第２
の一次側コイルに供給される第１，第２のコンバータト
ランスを有し、第１，第２の一次側コイルそれぞれに前
記第１，第２のスイッチング手段を有して交流化を行
い、第１，第２の二次側コイルにそれぞれ交流電圧を出
力する第１，第２のインバータ回路で構成され、前記検
出手段は、前記第１の整流・平滑回路の出力直流電圧の
変化を検出する抵抗分圧回路と；前記抵抗分圧回路の分
圧点に対して前記第２の整流・平滑回路の出力直流電圧
の変化を伝える抵抗回路と；前記抵抗分圧回路の分圧点
に得られる電圧を監視し、基準電圧に対する変化度合い
を前記スイッチング制御回路に伝達する光結合手段と；
で構成されることを特徴とするものである。

【００２２】前記光結合手段は、一次側が発光ダイオー
ドで、二次側がフォトトランジスタであるフォトカプラ
のほかに、二次側がトライアックであるフォトカプラで
あってもよい。

【００２３】請求項３記載の発明は、請求項１記載のス
イッチング電源装置において、前記第１，第２の交流化
手段は、前記第１，第２のスイッチング手段のみで構成
され、該１，第２のスイッチング手段はそれぞれ前記第
１，第２の整流・平滑回路と共に第１，第２のチョッパ
式電源回路を構成し、前記検出手段は、前記第１，第２
の整流・平滑回路の正側出力端同士を複数の抵抗で接続
し、この抵抗接続点の電圧を前記スイッチング制御回路
に直接伝達することを特徴とするものである。

【００２４】前記第１，第２のチョッパ式電源回路は、
降圧チョッパ回路であってもよいし、昇圧チョッパ回路
であってもよい。

【００２５】請求項４記載の発明によるスイッチング電
源装置は、直流電源と；前記直流電源からの入力直流電
圧を第１，第２のスイッチング手段を用いてそれぞれ交
流化する第１，第２の交流化手段と；前記第１，第２の
交流化手段からの各交流電圧をそれぞれ整流・平滑する
第１，第２の整流・平滑回路を有し、第１，第２の整流
・平滑回路の出力端同士を共有化し、１つの出力直流電
圧を得る手段と；前記第１，第２の整流・平滑回路に共
通に設けられ、前記出力直流電圧の変化を検出する検出
手段と；前記検出手段で検出される電圧に応じてパルス
幅を変調した単一パルスを出力し、その単一パルスに基
づいて前記第１，第２のスイッチング手段をプッシュプ
ル駆動するための第１，第２のスイッチングパルスを出
力するスイッチング制御回路と；を具備したことを特徴
とするものである。

【００２６】請求項５記載の発明は、請求項４記載のス
イッチング電源装置において、前記第１，第２の交流化
手段は、前記直流電源からの入力直流電圧が第１，第２
の一次側コイルに供給される第１，第２のコンバータト
ランスを有し、第１，第２の一次側コイルそれぞれに前
記第１，第２のスイッチング手段を有して交流化を行
い、第１，第２の二次側コイルにそれぞれ交流電圧を出
力する第１，第２のインバータ回路で構成され、前記検
出手段は、前記第１又は第２の整流・平滑回路の出力直
流電圧の変化を検出する抵抗分圧回路と；前記抵抗分圧
回路の分圧点に得られる電圧を監視し、基準電圧に対す
る変化度合いを前記スイッチング制御回路に伝達する光
結合手段と；で構成されることを特徴とするものであ
る。

【００２７】請求項６記載の発明は、請求項１〜５のい
ずれか１つに記載のスイッチング電源装置において、前
記スイッチング制御回路は、前記検出手段で検出される
電圧を入力し、基準電圧との誤差を出力する誤差アンプ
と；三角波信号を発生する三角波発生器と；前記三角波
発生器からの三角波信号と前記誤差アンプからの誤差信
号とを比較し、前記単一パルスを出力するコンパレータ
と；前記コンパレータからの単一パルスを入力し、前記
第１，第２のスイッチング手段をプッシュプル駆動する
ための第１，第２のスイッチングパルスを発生するロジ
ック回路と；前記ロジック回路からの第１，第２のスイ
ッチングパルスを前記第１，第２のスイッチング手段に
供給しドライブするドライブ回路と；を具備したことを
特徴とするものである。

【００２８】請求項１の発明においては、第１，第２の
スイッチング手段は、従来は、互いに同位相でスイッチ
ング動作していたものを、時間的に交互にスイッチング
動作（オンオフ動作）させるようにし、かつ１つの検出
手段で第１，第２の出力直流電圧を検出してフィードバ
ックし、そのフィードバック電圧に基づいてスイッチン
グ制御回路でパルス幅変調された単一パルスを生成し、
この単一パルスを時間的に交互に出力するロジック回路
にて第１，第２のスイッチングパルスを発生して前記第
１，第２のスイッチング手段を制御することにより、第
１，第２の出力系統における第１，第２の出力直流電圧
が、１つの検出手段及び１つのスイッチング制御回路で
時間的に交互にフィードバック制御され、一方の出力直
流電圧がもう一方の出力直流電圧の影響を受けて不安定
になるのを防いで、２つの出力直流電圧を安定して制御
することができる。

【００２９】更に、出力側の第１，第２の整流・平滑回
路を構成する整流素子に流れる電流をプッシュプル動作
による分流で、ピーク値を抑えることにより、それに起
因するノイズを抑えることができる。

【００３０】請求項２の発明においては、請求項１の発
明を、インバータ式のスイッチング電源装置に適用した
ものである。第１，第２の交流化手段としての２つのイ
ンバータ回路が交互にオンオフし、１つの検出手段と１
つのスイッチング制御回路で第１，第２の出力直流電圧
を別々に安定化することができる。

【００３１】請求項３の発明においては、請求項１の発
明を、チョッパ式のスイッチング電源装置に適用したも
のである。第１，第２の交流化手段としての２つのチョ
ッパ回路の第１，第２のスイッチング手段が交互にオン
オフし、１つの検出手段と１つのスイッチング制御回路
で第１，第２の出力直流電圧を別々に安定化することが
できる。

【００３２】請求項４の発明においては、第１，第２の
交流化手段にそれぞれ接続した第１，第２の整流・平滑
回路の各出力端を互いに共通に接続し、負荷電流の大き
い１つの負荷に対応できるスイッチング電源装置を構成
するもので、このように構成しても、第１，第２の交流
化手段を構成する第１，第２のスイッチング手段をプッ
シュプル駆動して交互にオンオフするため、第１の系統
と第２の系統とで流れる電流にアンバランスを生じるこ
とがなく、従って特定部品にかかるストレスも減少し、
装置としての信頼性を向上できる。

【００３３】請求項５の発明においては、請求項４の発
明を、インバータ式スイッチング電源装置に適用したも
のである。第１，第２の交流化手段としての２つのイン
バータ回路が交互にオンオフし、第１のスイッチング手
段と第２のスイッチング手段とで流れる電流にアンバラ
ンスを生じることがなく、１つの出力直流電圧を安定化
し、大電流負荷に対応することができる。

【００３４】請求項６記載の発明においては、第１，第
２のスイッチング手段に単一パルスを供給して駆動する
従来のスイッチング制御回路に対して、ロジック回路を
付加した構成とすることにより、従来回路で出力される
前記単一パルスを入力し、プッシュプル駆動するために
必要な第１，第２の２つのスイッチングパルスを生成で
きるようにした。

【００３５】

【発明の実施の形態】発明の実施の形態について図面を
参照して説明する。図１は本発明の第１の実施の形態の
スイッチング電源装置を示す回路図である。本実施の形
態では、複数の出力系統を有するインバータ式のスイッ
チング電源装置について説明する。図６と同一機能を有
する部分には同一符号を付して説明する。

【００３６】図１において、図６と異なる点は、図６で
は、スイッチング制御回路４０は、２つのスイッチング
手段１２，３２を駆動するために単一種類のスイッチン
グ信号を使用していたのに対して、本実施の形態では、
スイッチング制御回路４０Ａは、２つのスイッチング手
段１２，３２をプッシュプル駆動するための第１，第２
の２種類のスイッチング信号を生成するように構成して
いる。また、スイッチング手段１２，３２がプッシュプ
ル駆動されると、コンバータトランス１１，３１の各２
次側コイルから各整流ダイオード１３，３３を通して流
れる電流もお互いに時間的に交互となるので、出力監視
用コンパレータ回路２１による出力電圧の監視も交互に
行えるよう、第１の出力系統における検出用抵抗１７，
１８の接続点に対して、第２の出力系統における正側出
力端子３７を、抵抗５４を介して接続する構成としたも
のである。ただし、第１の出力系統の出力電圧Ｖ01と、
第２の出力系統の出力電圧Ｖ02とは、その大きさが大き
く異ならない場合について説明する。従って、図６と異
なるのは、スイッチング制御回路４０Ａの構成と、前記
抵抗５４を用いた新たな検出ラインの接続だけであり、
その他の構成は、図６と同様である。

【００３７】図１において、直流電源１０の正側出力端
は第１のコンバータトランス１１の一次側コイル１１−
１の一端に接続しており、そのコイルのもう一方の端部
は第１のスイッチング手段１２としてのＭＯＳ型ＦＥＴ
のドレイン・ソースを介して直流電源１０の負側出力端
に接続している。同様に、直流電源１０の正側出力端は
第２のコンバータトランス３１の一次側コイル３１−１
の一端に接続しており、そのコイルのもう一方の端部は
第２のスイッチング手段３２としてのＭＯＳ型ＦＥＴの
ドレイン・ソースを介して直流電源１０の負側出力端に
接続している。そして、スイッチング手段１２，３２の
各ゲートには、スイッチング制御回路４０Ａから交互に
オン時間を有する第１，第２の２種のスイッチングパル
スが各抵抗５２，５３を介して供給されるようになって
いる。コンバータトランス１１とスイッチング手段１２
は、第１の交流化手段としての第１のインバータ回路を
構成しており、コンバータトランス３１とスイッチング
手段３２は、第２の交流化手段としての第２のインバー
タ回路を構成している。

【００３８】第１の出力系統であるコンバータトランス
１１の二次側には、第１の整流・平滑回路が設けられて
いる。第１の整流・平滑回路は、整流ダイオード１３，
転流ダイオード１４，コイル１５及び平滑コンデンサ１
６で構成されている。コンバータトランス１１の二次側
コイル１１−２の一端は整流回路としての整流ダイオー
ド１３に接続し、さらにその後段に転流ダイオード１
４，コイル１５及びコンデンサ１６からなる平滑回路が
接続し、平滑用コンデンサ１６の両端の出力端子２２，
２３から出力直流電圧Ｖ01を得るようになっている。

【００３９】コンバータトランス１１と整流ダイオード
１３の接続関係は、フォワード型とし、スイッチング手
段１２がオンの期間に二次側に電流が流れるようにして
いる。これは、フォワード型とすることにより、後述す
る検出手段による出力直流電圧の検出値が即座にスイッ
チング制御回路４０Ａにフィードバックされるようにす
るためである。

【００４０】同様に、第２の出力系統であるコンバータ
トランス３１の二次側には、第２の整流・平滑回路が設
けられている。第２の整流・平滑回路は、整流ダイオー
ド３３，転流ダイオード３４，コイル３５及び平滑コン
デンサ３６で構成されている。コンバータトランス３１
の二次側コイル３１−２の一端は整流回路としての整流
ダイオード３３に接続し、さらにその後段に転流ダイオ
ード３４，コイル３５及びコンデンサ３６からなる平滑
回路が接続し、平滑用コンデンサ３６の両端の出力端子
３７，３８から出力直流電圧Ｖ02を得るようになってい
る。

【００４１】コンバータトランス３１と整流ダイオード
３３の接続関係は、フォワード型とし、スイッチング手
段３２がオンの期間に二次側に電流が流れるようにして
いる。これは、コンバータトランス１１の場合と同様に
フォワード型とすることにより、後述する検出手段によ
る出力直流電圧の検出値が即座にスイッチング制御回路
４０Ａにフィードバックされるようにするためである。

【００４２】コンバータトランス１１，３１における負
側の出力端子２３，３８は互いに共通に接続してある。

【００４３】さらに、第１の出力系統であるコンバータ
トランス１１側の出力端子２２，２３間には、検出手段
が設けられている。検出手段は、抵抗１７，１８，１
９，５４，フォトカプラ２０及びコンパレータ回路で構
成されている。コンバータトランス１１側の出力端子２
２，２３間には、出力電圧検出用の抵抗１７，１８，１
９が直列に接続し、これらの抵抗の分圧点の電圧を出力
監視用のコンパレータ回路（コンパレータと基準電圧源
から成っている）２１に供給している。また、第１の出
力系統における検出用抵抗１７，１８の接続点に対し
て、第２の出力系統における正側出力端子３７を、抵抗
５４を介して接続する構成としている。コンパレータ回
路２１に入力する検出電圧は常に基準電圧を越えるよう
に設定されており、基準電圧を越えた度合いに応じてコ
ンパレータ回路２１に接続したフォトカプラ２０の発光
ダイオード２０−１の光度が変化し、その光度変化を後
述のスイッチング制御回路４０Ａのフォトトランジスタ
２０−２で受光し、フォトトランジスタ２０−２の導通
抵抗値を変化させることによりスイッチング制御回路４
０Ａにフィードバック（負帰還）をかけるようにしてあ
る。

【００４４】図２に、図１におけるスイッチング制御回
路４０Ａの回路構成を示す。図２のスイッチング制御回
路４０Ａは、ＩＣチップ構成となっており、直流電源Ｖ
ccに接続する端子１と基準電位点（グランド）に接続す
る端子４との間に基準電圧源４１と抵抗４２，４３を直
列に接続し、抵抗４２，４３の接続点をオペアンプ４４
の負側入力端に接続し、オペアンプ４４の正側入力端に
接続する端子５と基準電圧源４１の出力端に接続する端
子６との間に前記フォトカプラ２０のフォトトランジス
タ２０−２を接続し、オペアンプ４４の出力端とその負
側入力端間にコンデンサ４５と抵抗４６を直列に接続し
ている。オペアンプ４４，コンデンサ４５及び抵抗４６
は、誤差アンプを構成している。オペアンプ４４の正側
入力端の電圧は、装置の動作時、負側入力端の基準電圧
より常に高くなるように設計されている。誤差アンプを
構成するオペアンプ４４からの誤差出力はコンパレータ
４７の負側入力端（基準端）に接続し、コンパレータ４
７の正側入力端には三角波発生器４８から三角波信号が
入力されるようになっている。コンパレータ４７から
は、前記フォトカプラ２０を介してフィードバックされ
る検出電圧に応じてパルス幅が変調された単一パルスが
出力される。

【００４５】そして、コンパレータ４７の出力端は、前
記コンパレータ４７からの単一パルスに基づいてプッシ
ュプル駆動用の２つのスイッチングパルスを生成するロ
ジック回路に供給される。ロジック回路は、反転ゲート
６０，ナンドゲート６２，６３，及びアンドゲート６
４，６５から構成されている。前記コンパレータ４７の
出力端が反転ゲート６０を介してＴフリップフロップ６
１のＴ端子に接続し、Ｔフリップフロップ６１のＱ端子
はナンドゲート６２の一方の入力端に接続し反転Ｑ端子
はナンドゲート６３の一方の入力端に接続しており、ナ
ンドゲート６２，６３のそれぞれのもう一方の入力端に
は前記基準電圧源４１の出力端が接続している。ナンド
ゲート６２の出力端はアンドゲート６４の一方の入力端
に接続し、ナンドゲート６３の出力端はアンドゲート６
５の一方の入力端に接続しており、アンドゲート６４，
６５のそれぞれのもう一方の入力端には前記コンパレー
タ４７の出力端が接続している。

【００４６】そして、アンドゲート６４，６５の各出力
端は、第１，第２のスイッチング手段１２，３２をドラ
イブするためのドライブ回路に接続している。ドライブ
回路は、トランジスタ４９Ａ，４９Ｂ，５０Ａ，５０
Ｂ，５１Ａ，５１Ｂから構成されている。前記アンドゲ
ート６４の出力端はトランジスタ４９Ａのベースに接続
し、トランジスタ４９Ａのコレクタがトランジスタ５０
Ａ，５１Ａをプッシュプル接続して成る電力増幅器の共
通のベースに接続し、該電力増幅器の共通エミッタ出力
を端子２より第１のスイッチングパルスとして出力し、
前記スイッチング手段１２のゲートに供給している。同
様に、前記アンドゲート６５の出力端はトランジスタ４
９Ｂのベースに接続し、トランジスタ４９Ｂのコレクタ
がトランジスタ５０Ｂ，５１Ｂをプッシュプル接続して
成る電力増幅器の共通のベースに接続し、該電力増幅器
の共通エミッタ出力を端子３より第２のスイッチングパ
ルスとして出力し、前記スイッチング手段３２のゲート
に供給している。

【００４７】図２のスイッチング制御回路４０Ａの端子
２，３からは図３(b) に示すようなスイッチングパルス
が出力されて、スイッチング手段１２，３２の各ゲート
に供給される。図３(a) は従来例（図６）で用いられる
スイッチングパルスを示している。

【００４８】以上の図１及び図２の構成において、直流
電源１０からの入力直流電圧は第１，第２のコンバータ
トランス１１，３１の各一次側コイル１１−１，３１−
１に供給され、第１，第２のスイッチング手段１２，３
２で、スイッチング制御回路４０Ａからの第１，第２の
スイッチングパルスにてそれぞれ時間的に交互にオンオ
フされ、コンバータトランス１１，３１の各二次側コイ
ル１１−２，３１−２に２つの系統で交流パルスを出力
する。これらの２つの交流パルスも互いに極性的に反対
の波形となっている。これらの交流パルスは後段の第
１，第２の各整流・平滑回路で直流化されて第１，第２
の出力直流電圧Ｖ01，Ｖ02として出力される。

【００４９】ここで、第１のスイッチング手段１２がオ
ンしている期間に、第１の整流・平滑回路の出力直流電
圧Ｖ01が高くなるように変動した場合、その出力変化は
コンパレータ回路２１で直ちに検出され、発光ダイオー
ド２０−１の光度を増すので、スイッチング制御回路４
０Ａのフォトトランジスタ２０−２の導通抵抗が低下
し、誤差検出用オペアンプ４４の正側入力電圧が負側基
準値に対して増大しオペアンプ４４の誤差電圧も増加す
る。従って、図７に示したように、コンパレータ４７の
負側入力電圧ａは上昇し、コンパレータ正側の三角波信
号ｂと比較することによって、そのコンパレータ出力と
して得られるパルスｃのオン期間に相当するパルス幅は
減少し、そのパルスｃが次段のロジック回路（６０〜６
５）及び後段のドライブ回路（４９Ａ，５０Ａ及び５１
Ａ）を経て第１のスイッチング手段１２のゲートに供給
され、スイッチング手段１２のオン期間が減少するよう
に制御される。第１の整流・平滑回路の出力直流電圧Ｖ
01が低くなるように変動した場合は、スイッチング手段
１２のオン期間が増加するように制御される。これによ
り、第１の出力直流電圧Ｖ01が一定となるように制御さ
れる。

【００５０】同様に、第２のスイッチング手段３２がオ
ンしている期間に、第２の整流・平滑回路の出力直流電
圧Ｖ02が高くなるように変動した場合、その出力変化は
コンパレータ回路２１で直ちに検出され、発光ダイオー
ド２０−１の光度を増すので、スイッチング制御回路４
０Ａのフォトトランジスタ２０−２の導通抵抗が低下
し、誤差検出用オペアンプ４４の正側入力電圧が負側基
準値に対して増大しオペアンプ４４の誤差電圧も増加す
る。従って、図７に示したように、コンパレータ４７の
負側入力電圧ａは上昇し、コンパレータ正側の三角波信
号ｂと比較することによって、そのコンパレータ出力と
して得られるパルスｃのオン期間に相当するパルス幅は
減少し、そのパルスｃが次段のロジック回路（６０〜６
５）及び後段のドライブ回路（４９Ｂ，５０Ｂ及び５１
Ｂ）を経て第２のスイッチング手段３２のゲートに供給
され、スイッチング手段３２のオン期間が減少するよう
に制御される。第２の整流・平滑回路の出力直流電圧Ｖ
02が低くなるように変動した場合は、スイッチング手段
３２のオン期間が増加するように制御される。これによ
り、第２の出力直流電圧Ｖ02が一定となるように制御さ
れる。

【００５１】以上の第１の実施の形態によれば、スイッ
チング制御回路４０Ａ内の誤差アンプで生成した単一パ
ルスを時間的に交互に出力するロジック回路にて第１，
第２のスイッチングパルスを発生して第１，第２のスイ
ッチング手段１２，３２を制御することにより、第１，
第２の出力系統における第１，第２の出力直流電圧Ｖ0
1，Ｖ02が、１つの検出手段及び１つのスイッチング制
御回路で時間的に交互にフィードバック制御され、一方
の出力直流電圧がもう一方の出力直流電圧の影響を受け
て不安定になるのを防いで、２つの出力直流電圧Ｖ01，
Ｖ02を安定化制御することができる。

【００５２】図４は本発明の第２の実施の形態のスイッ
チング電源装置を示す回路図である。本実施の形態で
は、複数の出力系統を有する他のインバータ式のスイッ
チング電源装置を示している。図１及び図８と同一機能
を有する部分には同一符号を付してある。

【００５３】図４で図１と異なる点は、出力系統が２つ
設けられていることは同じあるが、第２の出力系統の出
力を、第１の出力系統の出力端子２２，２３に接続した
ものである。その他の構成は、図６と全く同様である。
これは、負荷が接続される出力端子は１つであるが、そ
の接続負荷の負荷電流が大きい場合に対応できるように
構成した装置である。即ち、第１のコンバータトランス
１１，第１のスイッチング手段１２及び第１の整流・平
滑回路による第１の出力系統と、第２のコンバータトラ
ンス３１，第２のスイッチング手段３２及び第１の整流
・平滑回路による第２の出力系統とを有するが、負荷出
力の出力端子２２，２３を共通にしてああり、中間の段
階では２系統の回路構成であるために負荷電力が大きい
場合にも耐え得る回路構成となっている。その他の構成
は、図１と同様である。スイッチング制御回路４０Ａに
ついても、図３で説明した回路と同様のものが使用され
る。

【００５４】図４の構成において、第１，第２の交流化
手段にそれぞれ接続した第１，第２の整流・平滑回路の
各出力端を互いに共通に接続した構成としているが、こ
のように構成しても、スイッチング制御回路４０Ａが前
述したように第１，第２の交流化手段に含まれる第１，
第２のスイッチング手段をプッシュプル駆動して交互に
オンオフさせるため、直流電源１０から第１のコンバー
タトランス１１と第２のコンバータトランス３１に交互
に電流が供給されるため、第１のコンバータトランス１
１と第２のコンバータトランス３１とで流れる電流にア
ンバランスを生じることがなく、従って特定部品にかか
るストレスも減少できる。

【００５５】図５は本発明の第３の実施の形態のスイッ
チング電源装置を示す回路図である。本実施の形態で
は、複数の出力系統を有するチョッパ式のスイッチング
電源装置を示している。図１及び図４と同一機能を有す
る部分には同一符号を付してある。

【００５６】図５において、直流電源１０の正側電源ラ
インと負側電源ライン間には、第１の降圧チョッパ回路
と、第２の降圧チョッパ回路とが並列に接続されてい
る。第１の降圧チョッパ回路は、直流電源１０の負側電
源ライン上に例えばＭＯＳ型ＦＥＴを用いた第１のスイ
ッチング手段１２のソース・ドレインが直列に介挿され
ており、直流電源１０の正側電源ラインと前記スイッチ
ング手段１２の後段の負側電源ライン間には転流ダイオ
ード１４，コイル１５及び平滑コンデンサ１６から成る
第１の整流・平滑回路が設けられ、平滑コンデンサ１６
の両端の出力端子２２，２３から第１の出力直流電圧Ｖ
01を出力する構成となっている。また、第２の降圧チョ
ッパ回路は、同様に、直流電源１０の負側電源ライン上
に例えばＭＯＳ型ＦＥＴを用いた第１のスイッチング手
段３２のソース・ドレインが直列に介挿されており、直
流電源１０の正側電源ラインと前記スイッチング手段３
２の後段の負側電源ライン間には転流ダイオード３４，
コイル３５及びコンデンサ３６から成る第２の整流・平
滑回路が設けられ、平滑コンデンサ３６の両端の出力端
子３７，３８から第２の出力直流電圧Ｖ02を出力する構
成となっている。

【００５７】そして、第１の降圧チョッパ回路の正側出
力端子２２と第２の降圧チョッパ回路の正側出力端子３
７との間に抵抗１７，抵抗５４を直列接続し、抵抗１
７，抵抗５４の接続点を、スイッチング制御回路４０Ａ
の端子５（誤差アンプ入力端）に直接接続している。ス
イッチング制御回路４０Ａの端子２は抵抗５２を介して
第１のスイッチング手段１２のゲートに接続し、スイッ
チング制御回路４０Ａの端子３は抵抗５３を介して第２
のスイッチング手段３２のゲートに接続している。スイ
ッチング制御回路４０Ａは、図２と同様の構成となって
いる。

【００５８】このように構成された図５の構成におい
て、第１，第２の降圧チョッパ回路の各交流化手段とし
ての第１，第２のスイッチング手段１２，３２が交互に
オンオフし、１つの検出手段（抵抗１７，５４）と１つ
のスイッチング制御回路４０Ａで第１，第２の出力直流
電圧Ｖ01，Ｖ02を別々に安定化することができる。

【００５９】

【発明の効果】請求項１の発明によれば、スイッチング
制御回路内の誤差アンプで生成した単一パルスを時間的
に交互に出力するロジック回路にて第１，第２のスイッ
チングパルスを発生して第１，第２のスイッチング手段
を制御することにより、第１，第２の出力系統における
第１，第２の出力直流電圧が、１つの検出手段及び１つ
のスイッチング制御回路で時間的に交互にフィードバッ
ク制御され、第１，第２の出力直流電圧を安定化制御す
ることができる。

【００６０】更に、出力側の第１，第２の整流・平滑回
路を構成する整流素子に流れる電流をプッシュプル動作
による分流で、ピーク値を抑えることにより、それに起
因するノイズを抑えることができる。

【００６１】請求項２の発明によれば、請求項１の発明
を、インバータ式のスイッチング電源装置に適用したも
のである。第１，第２の交流化手段としての２つのイン
バータ回路が交互にオンオフし、１つの検出手段と１つ
のスイッチング制御回路で第１，第２の出力直流電圧を
別々に安定化することができる。

【００６２】請求項３の発明によれば、請求項１の発明
を、チョッパ式のスイッチング電源装置に適用したもの
である。第１，第２の交流化手段としての２つのチョッ
パ回路の第１，第２のスイッチング手段が交互にオンオ
フし、１つの検出手段と１つのスイッチング制御回路で
第１，第２の出力直流電圧を別々に安定化することがで
きる。

【００６３】請求項４の発明によれば、第１，第２の交
流化手段にそれぞれ接続した第１，第２の整流・平滑回
路の各出力端を互いに共通に接続し、負荷電流の大きい
１つの負荷に対応できるスイッチング電源装置を構成す
るもので、このように構成しても、第１，第２の交流化
手段を構成する第１，第２のスイッチング手段をプッシ
ュプル駆動して交互にオンオフするため、第１の系統と
第２の系統とで流れる電流にアンバランスを生じること
がなく、従って特定部品にかかるストレスも減少し、装
置としての信頼性を向上できる。

【００６４】請求項５の発明によれば、請求項４の発明
を、インバータ式スイッチング電源装置に適用したもの
である。第１，第２の交流化手段としての２つのインバ
ータ回路が交互にオンオフし、第１のスイッチング手段
と第２のスイッチング手段とで流れる電流にアンバラン
スを生じることがなく、１つの出力直流電圧を安定化
し、大電流負荷に対応することができる。

【００６５】請求項６記載の発明によれば、第１，第２
のスイッチング手段に単一パルスを供給して駆動する従
来のスイッチング制御回路に対して、プッシュプル信号
を生成するロジック回路を付加した構成とすることによ
り、従来回路で出力される前記単一パルスに基づき、プ
ッシュプル駆動するために必要な第１，第２の２つのス
イッチングパルスを生成できるようにした。従来回路に
簡単なロジック回路を付加するのみで実施できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態のスイッチング電源
装置を示す回路図。

【図２】本発明に係るスイッチング制御回路を示す回路
図。

【図３】本発明実施の形態で使用されるスイッチングパ
ルスを示す図。

【図４】本発明の第２の実施の形態のスイッチング電源
装置を示す回路図。

【図５】本発明の第３の実施の形態のスイッチング電源
装置を示す回路図。

【図６】従来のスイッチング電源装置を示す回路図。

【図７】従来例におけるスイッチング制御回路で生成さ
れるスイッチングパルスを説明する図。

【図８】他の従来例のスイッチング電源装置を示す回路
図。

【符号の説明】

１０…直流電源１１…第１のコンバータトランス１２…第１のスイッチング手段１３，３３…整流ダイオード１６，３６…平滑コンデンサ１７〜１９，５４…出力電圧検出用の抵抗２０…検出信号伝達用のフォトカプラ（光結合手段）４０Ａ…スイッチング制御回路４７…単一パルス発生用のコンパレータ６０〜６５の回路…プッシュプル信号発生用のロジック
回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源と；前記直流電源からの入力直流
電圧を第１，第２のスイッチング手段を用いてそれぞれ
交流化する第１，第２の交流化手段と；前記第１，第２
の交流化手段からの各交流電圧をそれぞれ整流・平滑
し、第１，第２の出力直流電圧を得る第１，第２の整流
・平滑回路と；前記第１，第２の整流・平滑回路のいず
れか一方或いは両者に共通して設けられ、前記第１，第
２の出力直流電圧の各変化を検出することが可能な検出
手段と；前記検出手段で検出される電圧に応じてパルス
幅を変調した単一パルスを出力し、その単一パルスに基
づいて前記第１，第２のスイッチング手段をプッシュプ
ル駆動するための第１，第２のスイッチングパルスを出
力するスイッチング制御回路と；を具備したことを特徴
とするスイッチング電源装置。
【請求項２】前記第１，第２の交流化手段は、前記直流
電源からの入力直流電圧が第１，第２の一次側コイルに
供給される第１，第２のコンバータトランスを有し、第
１，第２の一次側コイルそれぞれに前記第１，第２のス
イッチング手段を有して交流化を行い、第１，第２の二
次側コイルにそれぞれ交流電圧を出力する第１，第２の
インバータ回路で構成され、前記検出手段は、前記第１の整流・平滑回路の出力直流
電圧の変化を検出する抵抗分圧回路と；前記抵抗分圧回
路の分圧点に対して前記第２の整流・平滑回路の出力直
流電圧の変化を伝える抵抗回路と；前記抵抗分圧回路の
分圧点に得られる電圧を監視し、基準電圧に対する変化
度合いを前記スイッチング制御回路に伝達する光結合手
段と；で構成されることを特徴とする請求項１記載のス
イッチング電源装置。
【請求項３】前記第１，第２の交流化手段は、前記第
１，第２のスイッチング手段のみで構成され、該１，第
２のスイッチング手段はそれぞれ前記第１，第２の整流
・平滑回路と共に第１，第２のチョッパ式電源回路を構
成し、前記検出手段は、前記第１，第２の整流・平滑回路の正
側出力端同士を複数の抵抗で接続し、この抵抗接続点の
電圧を前記スイッチング制御回路に直接伝達することを
特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】直流電源と；前記直流電源からの入力直流
電圧を第１，第２のスイッチング手段を用いてそれぞれ
交流化する第１，第２の交流化手段と；前記第１，第２
の交流化手段からの各交流電圧をそれぞれ整流・平滑す
る第１，第２の整流・平滑回路を有し、第１，第２の整
流・平滑回路の出力端同士を共有化し、１つの出力直流
電圧を得る手段と；前記第１，第２の整流・平滑回路に
共通に設けられ、前記出力直流電圧の変化を検出する検
出手段と；前記検出手段で検出される電圧に応じてパル
ス幅を変調した単一パルスを出力し、その単一パルスに
基づいて前記第１，第２のスイッチング手段をプッシュ
プル駆動するための第１，第２のスイッチングパルスを
出力するスイッチング制御回路と；を具備したことを特
徴とするスイッチング電源装置。
【請求項５】前記第１，第２の交流化手段は、前記直流
電源からの入力直流電圧が第１，第２の一次側コイルに
供給される第１，第２のコンバータトランスを有し、第
１，第２の一次側コイルそれぞれに前記第１，第２のス
イッチング手段を有して交流化を行い、第１，第２の二
次側コイルにそれぞれ交流電圧を出力する第１，第２の
インバータ回路で構成され、前記検出手段は、前記第１又は第２の整流・平滑回路の
出力直流電圧の変化を検出する抵抗分圧回路と；前記抵
抗分圧回路の分圧点に得られる電圧を監視し、基準電圧
に対する変化度合いを前記スイッチング制御回路に伝達
する光結合手段と；で構成されることを特徴とする請求
項４記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】前記スイッチング制御回路は、前記検出手段で検出される電圧を入力し、基準電圧との
誤差を出力する誤差アンプと；三角波信号を発生する三
角波発生器と；前記三角波発生器からの三角波信号と前
記誤差アンプからの誤差信号とを比較し、前記単一パル
スを出力するコンパレータと；前記コンパレータからの
単一パルスを入力し、前記第１，第２のスイッチング手
段をプッシュプル駆動するための第１，第２のスイッチ
ングパルスを発生するロジック回路と；前記ロジック回
路からの第１，第２のスイッチングパルスを前記第１，
第２のスイッチング手段に供給しドライブするドライブ
回路と；を具備したことを特徴とする請求項１〜５のい
ずれか１つに記載のスイッチング電源装置。