CN117134586B - 一种多模式工作的功率因数校正控制系统 - Google Patents
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Abstract
一种多模式工作的功率因数校正控制系统，涉及开关电源的功率因数校正技术领域。该系统应用于BOOST变换器，包括电网输入端、整流模块、升压模块和控制模块。升压模块包括电感和开关管，电感的第一端连接整流模块的正极，电感的第二端连接开关管的第一端，开关管的第二端连接整流模块的负极，控制模块连接开关管的控制端，以控制开关管的通断。其中，根据电感电流的平均值对应确定BOOST变换器不同工作模式的电感电流的峰值，根据电感电流的峰值和电感电流的采样值确定开通时间；还根据输出电压对应的电压环电压确定初始关断时间，并获取电感的绕组电压以确定开关管的电压为零的时间，根据初始关断时间和开关管的电压为零的时间确定关断时间。
Description
技术领域
本发明涉及开关电源的功率因数校正技术领域，具体涉及一种多模式工作的功率因数校正控制系统。
背景技术
在固定频率的电流连续模式的功率因数校正（PFC）控制中，通常只能在中高负载情况下得到较好的谐波电流畸变率（ithd）和功率因数（PF值）。但是变换器在高压输入或者轻负载情况下，电感的电流将不能一直保持在电流连续状态，更多的是运行在DCM（DCM：断续导通模式）的情况。因此会明显的影响到高压或者轻负载情况下的功率因数矫正的控制效果，导致输入谐波增大和其他电性能参数指标的劣化。同时开关频率也会带来开关损耗，不能优化全负载范围的变换频率。
请参考图1为典型的单相电网输入基于BOOST变换器的功率因数校正电路的原理图。目前阶段的临界模式的功率因数校正控制上，会遇到高输入电压的情况下为了工作在临界模式会存在工作频率很高的问题，这种情况下开关损耗和磁芯损耗的占空比会增大，导致电源系统的转换频率降低。但是如果限制开关频率，则会使得电感电流的波形不能很好的跟随交流电网的电压波形，使得功率因数的控制效果变差。
发明内容
本发明主要解决的技术问题是：提供一种能够适应DCM模式和CRM模式自然过渡的功率因数校正的控制系统。
根据第一方面，一种实施例中提供一种多模式工作的功率因数校正控制系统，所述多模式工作的功率因数校正控制系统应用于BOOST变换器，包括：
电网输入端，用于获取电网电流；
整流模块，连接于所述电网输入端，以对所述电网电流进行整流；
升压模块，连接于所述整流模块，以生成输出电压；所述升压模块包括电感Lpfc和开关管Q1，所述电感Lpfc的第一端连接所述整流模块的正极，所述电感Lpfc的第二端连接开关管Q1的第一端，开关管Q1的第二端连接所述整流模块的负极；
控制模块，所述控制模块连接所述开关管Q1的控制端，以控制所述开关管Q1的通断；
根据所述控制模块输出PWM载波控制所述开关管Q1的开通时间和关断时间，以使所述电感Lpfc的电感电流跟随所述电网电流；
其中，所述控制模块根据所述电感电流的平均值对应确定所述BOOST变换器不同导通模式的电感电流的峰值，根据所述电感电流的峰值和电感电流的采样值确定所述开通时间；
所述控制模块还根据所述输出电压对应的电压环电压确定初始关断时间，并获取电感Lpfc的绕组电压以确定所述开关管Q1的电压为零的时间，根据所述初始关断时间和所述开关管Q1的电压为零的时间确定所述关断时间。
一种实施例中，所述控制模块还获取电网电流对应的电网电压瞬时值和电网电压有效值，以及所述输出电压对应的电压环电压；令所述电网电压瞬时值乘以所述输出电压对应的电压环电压并除以所述电网电压有效值的平方，以确定所述电感电流的平均值。
一种实施例中，所述控制模块包括减法器SUM4、比例积分控制器PI1、系数衰减器P4、乘法器MULT5、系数衰减器P1、绝对值计算器ABS1、除法器DIVD2、有效值计算器RMS1、平方计算器POW1和限幅器LIM3；
所述减法器SUM4获取输出电压的设定值和输出电压的采样值，并将所述输出电压的设定值减去所述输出电压的采样值；
所述比例积分控制器PI1的输入端连接所述减法器SUM4的输出端，以确定所述输出电压对应的电压环电压的标幺值；
所述系数衰减器P4的输入端连接所述比例积分控制器PI1的输出端，以对所述输出电压对应的电压环电压的标幺值进行对应系数的放大；
所述乘法器MULT5的第一输入端连接所述系数衰减器P4的输出端；
所述系数衰减器P1用于获取所述电网电压的瞬时值；
所述绝对值计算器ABS1的输入端连接所述系数衰减器P1的输出端；
所述乘法器MULT5的第二输入端连接所述绝对值计算器ABS1的输出端，用以将所述输出电压对应的电压环电压乘以所述电网电压的瞬时值；
所述除法器DIVD2的第一输入端连接所述乘法器MULT5的输出端；
所述有效值计算器RMS1的输入端连接所述系数衰减器P1的输出端，以根据所述电网电压的瞬时值生成所述电网电压的有效值；
所述平方计算器POW1的输入端连接所述有效值计算器RMS1的输出端，以计算所述电网电压有效值的平方值；
所述限幅器LIM3的输入端连接所述平方计算器POW1的输出端；
所述除法器DIVD2的第二输入端连接所述限幅器LIM3的输出端，以得到所述电感电流的平均值。
一种实施例中，所述控制模块根据所述电感电流的平均值对应确定所述BOOST变换器不同导通模式的电感电流的峰值，包括：
当所述BOOST变换器在临界导通模式时，所述电感电流的平均值乘以2，以得到所述电感电流的峰值；
当所述BOOST变换器在断续导通模式时，所述电感电流的平均值乘以2，再除以电感电流的采样值不为零的时间在所述开关管Q1的开关周期的占比，以得到所述电感电流的峰值；
所述控制模块获取电感电流的采样值，所述电感电流的采样值未达到所述电感电流的峰值的时间为所述开关管Q1的开通时间，并且，当所述电感电流的采样值达到所述电感电流的峰值时，所述开关管Q1的开通时间截至，控制模块控制开关管Q1关断，所述开关管Q1进入关断时间。
一种实施例中，所述控制模块包括比较器COMP9、SR触发器SRFF2、低通滤波器LPF2、限幅器LIM1、系数衰减器P2、除法器DIVD1、限幅器LIM2和比较器COMP8；
所述比较器COMP9的同相输入端用于获取零点电平，所述比较器COMP9的反相输入端用于获取所述电感电流的采样值，当所述电感电流的采样值为零时，所述比较器COMP9的输出端输出高电平；
所述SR触发器SRFF2的S端连接所述比较器COMP9的输出端，以确定所述电感电流的采样值为零的时间；
所述低通滤波器LPF2的输入端连接所述SR触发器SRFF2的输出端，以确定所述电感电流的采样值不为零的时间在所述开关管Q1的开关周期的占比；
所述限幅器LIM1的输入端连接所述低通滤波器LPF2的输出端；
所述除法器DIVD1的第一输入端连接所述限幅器LIM1的输出端；
所述系数衰减器P2的输入端用于获取电感电流的平均值，以对所述电感电流的平均值乘以2；
所述除法器DIVD1的第二输入端连接所述系数衰减器P2，以得到所述电感电流的峰值；
所述限幅器LIM2的输入端连接所述除法器DIVD1的输出端；
所述比较器COMP8的同相输入端用于获取所述电感电流的采样值，所述比较器COMP8的反相输入端连接所述限幅器LIM2的输出端，以对所述电感电流的采样值和所述电感电流的峰值进行比较。
一种实施例中，所述控制模块还获取预设关断时间的标幺值，将所述预设关断时间的标幺值减去所述输出电压对应的电压环电压的标幺值，以确定所述初始关断时间。
一种实施例中，所述控制模块包括减法器SUM4、比例积分控制器PI1、减法器SUM5、系数衰减器P5和限幅器LIM4；
所述减法器SUM4获取输出电压的设定值和输出电压的采样值，并将所述输出电压的设定值减去所述输出电压的采样值；
所述比例积分控制器PI1的输入端连接所述减法器SUM4的输出端，以确定所述输出电压对应的电压环电压的标幺值；
所述减法器SUM5的第一输入端连接所述比例积分控制器PI1，所述减法器SUM5的第二输入端用于获取所述预设关断时间的标幺值；
所述系数衰减器P5的输入端连接所述减法器SUM5的输出端；
所述限幅器LIM4的输入端连接所述系数衰减器P5的输出端，以输出所述初始关断时间。
一种实施例中，所述控制模块还包括比较器COMP5，所述比较器COMP5的同相输入端用于获取所述升压模块中电容在开关管Q1的关断时间内的充电时间，所述比较器COMP5的反相输入端用于获取所述初始关断时间，当所述充电时间等于所述初始关断时间时，所述比较器COMP5输出PWM载波的高电平。
一种实施例中，所述控制模块还包括比较器COMP2、延迟器Dly1、与门AND3、延迟器dly3、非门NOT4和与门AND5；
所述比较器COMP2的同相输入端用于获取零点电平，所述比较器COMP2的反相输入端用于获取所述电感Lpfc的绕组电压，当所述电感Lpfc的绕组电压为零时，所述比较器COMP2输出高电平；
所述延迟器Dly1的输入端连接所述比较器COMP2的输出端，以对所述高电平进行延迟，以确定开关管Q1的电压为零的时间；
所述与门AND3的第一输入端用于获取所述延迟的高电平，所述与门AND3的第二输入端用于获取所述PWM载波的高电平，以确定所述关断时间；
所述延迟器dly3的输入端连接所述与门AND3的输出端；
所述非门NOT4的输入端连接所述延迟器dly3的输出端；
所述与门AND5的第一输入端连接所述与门AND3的输出端，所述与门AND5的第二输入端连接所述非门NOT4的输出端，用于抓取所述与门AND3的上升沿，以在所述上升沿控制所述PWM载波导通开关管Q1，进入开通时间。
一种实施例中，所述控制模块还包括或门OR4和比较器COMP11；
所述或门OR4的第一输入端连接所述比较器COMP8的输出端，所述或门OR4的第二输入端连接所述比较器COMP11的输出端；所述比较器COMP11的同相输入端用于获取所述升压模块中电容在开关管Q1的关断时间内的充电电压，所述比较器COMP11的反相输入端用于获取开关管Q1的预设开关频率对应的电压，当所述充电电压大于所述预设开关频率对应的电压时，所述或门OR4控制所述升压模块中电容停止充电。
根据上述实施例的一种多模式工作的功率因数校正控制系统，应用于BOOST变换器，包括电网输入端、整流模块、升压模块和控制模块。升压模块包括电感Lpfc和开关管Q1，电感Lpfc的第一端连接整流模块的正极，电感Lpfc的第二端连接开关管Q1的第一端，开关管Lpfc的第二端连接整流模块的负极，控制模块连接开关管Lpfc的控制端，以控制开关管Lpfc的通断。其中，根据电感电流的平均值对应确定BOOST变换器不同工作模式的电感电流的峰值，根据电感电流的峰值和电感电流的采样值确定开通时间；还根据输出电压对应的电压环电压确定初始关断时间，并获取电感Lpfc的绕组电压以确定开关管Q1的电压为零的时间，根据初始关断时间和开关管的电压为零的时间确定关断时间。本申请利用初始关断时间和开关管的电压为零的时间相结合，以实现重负载下的临界导通模式和轻负载变频多谷底的断续导通模式的工作切换。
附图说明
图1为背景技术中典型的单相电网输入基于BOOST变换器的功率因数校正电路的原理图；
图2为一种实施例的多模式工作的功率因数校正控制系统的电路示意图；
图3为一种实施例的多模式工作的功率因数校正控制系统的控制模块逻辑图；
图4为一种实施例的BOOST变换器工作在临界导通模式（CRM）的电感电流曲线图；
图5为一种实施例的BOOST变换器工作在断续导通模式（DCM）的电感电流的曲线图；
图6为一种实施例的BOOST变换器工作的参数波形图；
图7为一种实施例的一个开关周期下的BOOST变换器工作的参数波形图；
图8为一种实施例的临界导通模式下的BOOST变换器工作的参数波形图；
图9为一种实施例的断续导通模式下的BOOST变换器工作的参数波形图。
具体实施方式
下面通过具体实施方式结合附图对本发明作进一步详细说明。其中不同实施方式中类似元件采用了相关联的类似的元件标号。在以下的实施方式中，很多细节描述是为了使得本申请能被更好的理解。然而，本领域技术人员可以毫不费力的认识到，其中部分特征在不同情况下是可以省略的，或者可以由其他元件、材料、方法所替代。在某些情况下，本申请相关的一些操作并没有在说明书中显示或者描述，这是为了避免本申请的核心部分被过多的描述所淹没，而对于本领域技术人员而言，详细描述这些相关操作并不是必要的，他们根据说明书中的描述以及本领域的一般技术知识即可完整了解相关操作。
另外，说明书中所描述的特点、操作或者特征可以以任意适当的方式结合形成各种实施方式。同时，方法描述中的各步骤或者动作也可以按照本领域技术人员所能显而易见的方式进行顺序调换或调整。因此，说明书和附图中的各种顺序只是为了清楚描述某一个实施例，并不意味着是必须的顺序，除非另有说明其中某个顺序是必须遵循的。
本文中为部件所编序号本身，例如“第一”、“第二”等，仅用于区分所描述的对象，不具有任何顺序或技术含义。而本申请所说“连接”、“联接”，如无特别说明，均包括直接和间接连接（联接）。
由于当前在高压轻负载的工况下，输入电流谐波失真大、PF（功率因数）低、开关频率高、工作效率低的问题，本申请提供一种多模式工作的功率因数校正控制系统，可以适应临界导通模式和断续导通模式下的多模式工作的单相功率因数校正的控制方法，同时可以适应60~500W的单相PFC的应用。可以实现在轻负载时固定频率工作，随着负载增加进入变频断续导通模式（DCM）多谷底开关模式工作，继续增加负载可进入到临界导通模式（CRM）工作，下面进行具体说明。
请参考图2，本申请提供的多模式工作的功率因数校正系统应用于BOOST变换器，其包括电网输入端100、整流模块200、升压模块300和控制模块400。
一种实施例中，电网输入端100获取电网电流。
一种实施例中，整流模块200连接电网输入端100，用于对电网电流进行整流。
一种实施例中，升压模块300包括电感Lpfc和开关管Q1，电感Lpfc的第一端连接整流模块200的正极，电感Lpfc的第二端连接开关段Q1的第一端，开关管Q1的第二端连接整流模块200的负极。升压模块300用于生成输出电压。
一种实施例中，控制模块400连接开关管Q1的控制端，以控制开关管Q1的通断。控制模块400输出PWM载波控制开关管Q1的开通时间和关断时间，以使电感Lpfc的电感电流跟随电网电流。其中，控制模块400根据电感电流的平均值对应确定BOOST变换器不同导通模式的电感电流的峰值，利用电感电流的峰值和电感电流的采样值确定开关管Q1的开通时间。控制模块400还根据输出电压对应的电压环电压确定初始关断时间，同时获取电感Lpfc的绕组电压以确定开关管Q1的电压为零的时间，根据初始关断时间和开关管Q1的电压为零的时间确定关断时间。
一种实施例中，控制模块400控制开关管Q1的开通时间通过电感电流的采样值和电感电流的峰值来确定，下面进行具体阐述。
一种实施例中，已知电感Lpfc的电感电流上存在开关管Q1的开关电流，但是经过PFC变换器的输入滤波器后，入网电流可以看作是电感电流的平均值，因此控制模块400获取电网电流对应的电网电压瞬时值和电网电压有效值，同时，控制模块400还获取输出电压对应的电压环电压。将电网电压瞬时值乘以输出电压对应的电压环电压再除以电网电压有效值的平方，作为电感电流的平均值。
请参考图3，一种实施例中，控制模块400利用减法器SUM4、比例积分控制器PI1、系数衰减器P4、乘法器MULT5、系数衰减器P1、绝对值计算器ABS1、除法器DIVD2、有效值计算器RMS1、平方计算器POW1和限幅器LIM3来确定电感电流的平均值。
其中，减法器SUM4获取输出电压的设定值（即图3中的Vout_set）和输出电压的采样值（即图3中的Vo_sen），并将输出电压的设定值减去输出电压的采样值。比例积分控制器PI1的输入端连接减法器SUM4的输出端，以确定输出电压对应的电压环电压的标幺值，其实质上是将电压环电压输出范围确定为0~1的标幺值。系数衰减器P4的输入端连接比例积分控制器PI1的输出端，以对输出电压对应的电压环电压的标幺值进行对应系数的放大。乘法器MULT5的第一输入端连接系数衰减器P4的输出端。系数衰减器P1用于获取电网电压的瞬时值（即图3中的Vac_sen）。绝对值计算器ABS1的输入端连接系数衰减器P1的输出端。乘法器MULT5的第二输入端连接绝对值计算器ABS1的输出端，用以将输出电压对应的电压环电压乘以电网电压的瞬时值。除法器DIVD2的第一输入端连接乘法器MULT5的输出端。有效值计算器RMS1的输入端连接系数衰减器P1的输出端，以根据电网电压的瞬时值生成电网电压的有效值。平方计算器POW1的输入端连接有效值计算器RMS1的输出端，以计算电网电压有效值的平方值。限幅器LIM3的输入端连接平方计算器POW1的输出端。除法器DIVD2的第二输入端连接限幅器LIM3的输出端，以最终得到电感电流的平均值（即图3中的iavg_set）。
一种实施例中，在确定了电感电流的平均值后，控制模块400根据该电感电流的平均值计算出BOOST变换器在不同模式下的电感电流的峰值。
请参考图4为BOOST变换器工作在临界导通模式（CRM）的电感电流曲线图，在该电感电流曲线图下可以确定：
；
其中，iLavg表示电感电流的平均值，iPk表示电感电流的峰值。
因此，由上式可以确定，BOOST变化器工作在临界导通模式时，将电感电流的平均值乘以2，便可以得到电感电流的峰值。
请参考图5为BOOST变换器工作在断续导通模式（DCM）的电感电流的曲线图，在该电感电流曲线图下可以确定：
；
其中，iLavg表示电感电流的平均值，iPk表示电感电流的峰值，ton表示开关管Q1的开通时间，toff表示开关管Q1的关断时间，td表示电感电流的采样值为零的时间，ton+toff+td为一个开关周期tsw。
因此，由上式可以确定，BOOST变换器工作在断续导通模式时，将电感电流的平均值乘以2，再除以电感电流的采样值不为零的时间在所述开关管Q1的开关周期的占比，以得到所述电感电流的峰值。
一种实施例中，BOOST变换器工作在峰值电流的模式下，也就是将电感电流的采样值和电感电流的峰值进行比较，在电感电流的采样值未达到电感电流的峰值的情况下，开关管Q1一直导通，处于开通时间。在电感电流的采样值达到电感电流的峰值时，开关管Q1的开通时间截止，开关管Q1关闭，开始进入关断时间。
需要说明的是，BOOST变换器工作在断续导通模式下时，使用电感电流大于零点的比较器得到ton+toff的时间在开关周期内的占比，再使用LPF来得到(ton+toff)/(ton+toff+td)的值。然后根据电感电流的平均值设定计算得到电感电流的峰值。电感电流的采样值与零点比较得到电感电流过零点时刻，然后使用触发器抓取过零穿越到PWM开启时刻之间的时刻td。BOOST变换器工作在临界导通模式下时，与断续导通模式一致，只是td为0，可以按照断续导通模式的方法计算得到电感电流的峰值。
请参考图3，控制模块200利用比较器COMP9、SR触发器SRFF2、低通滤波器LPF2、限幅器LIM1、除法器DIVD1、系数衰减器P2、除法器DIVD1、限幅器LIM2和比较器COMP8来确定开关管Q1的开通时间。
其中，比较器COMP9的反相输入端用于获取电感电流的采样值（即图3中的iL），比较器COMP9的同相输入端用于获取零点电平（即图3中的Zero）。当电感电流的采样值为零时，比较器COMP9的输出端输出高电平。SR触发器SRFF2的S端连接比较器COMP9的输出端，以确定电感电流的采样值为零的时间。低通滤波器LPF2的输入端连接SR触发器SRFF2的输出端，以确定电感电流的采样值不为零的时间在开关管Q1的开关周期的占比。限幅器LIM1的输入端连接低通滤波器LPF2的输出端。除法器DIVD1的第一输入端连接限幅器LIM1的输出端。系数衰减器P2的输入端用于获取电感电流的平均值，以对电感电流的平均值乘以2。除法器DIVD1的第二输入端连接系数衰减器P2，以得到电感电流的峰值。限幅器LIM2的输入端连接除法器DIVD1的输出端。比较器COMP8的同相输入端用于获取电感电流的采样值（即图3中的iL_sen），比较器COMP8的反相输入端连接限幅器LIM2的输出端，以将电感电流的采样值和电感电流的峰值进行比较，从而确定开关管Q1的开通时间。
请参考图3，一种实施例中，控制模块400还包括或门OR4和比较器COMP11。或门OR4的第一输入端连接比较器COMP8的输出端，或门OR4的第二输入端连接比较器COMP11的输出端。比较器COMP11的同相输入端用于获取升压模块中电容在开关管Q1的关断时间内的充电电压，比较器COMP11的反相输入端用于获取开关管Q1的预设开关频率对应的电压。当充电电压大于开关管Q1的预设开关频率对应的电压时，或门OR4控制升压模块中电容停止充电，以防止开关管Q1关断时间中的初始关断时间过大或过小。
一种实施例中，控制模块400控制开关管Q1的关断时间通过PWM RAMP和初始关断时间，以及开关管Q1电压为零的时间确定，下面进行具体阐述。
一种实施例中，控制模块400获取预设关断时间的标幺值，将预设关断时间的标幺值减去输出电压对应的电压环电压的标幺值，以确定初始关断时间。
请参考图3，控制模块400利用减法器SUM4、比例积分控制器PI1、减法器SUM5、系数衰减器P5和限幅器LIM4确定初始关断时间。
其中，减法器SUM4获取输出电压的设定值和输出电压的采样值，并将输出电压的设定值减去输出电压的采样值。比例积分控制器PI1的输入端连接减法器SUM4的输出端，以确定输出电压对应的电压环电压的标幺值。减法器SUM5的第一输入端连接比例积分控制器PI1，所述减法器SUM5的第二输入端用于获取预设关断时间的标幺值（即图3中的Toff_max）。系数衰减器P5的输入端连接减法器SUM5的输出端。限幅器LIM4的输入端连接系数衰减器P5的输出端，以输出初始关断时间（即图3中的TOFF_SET）。
需要说明的是，在本申请提供的控制模块400中，由于使用了电网有效值前馈去平衡高压和低压的外环增益，因此可以直接用比例积分控制器PI1的输出（其范围为0~1.0的标幺值）与Toff_max最大值1做减法操作，以此实现了当电压环电压输出为最大值时，TOFF_SET则会达到最小值。由于TOFF_SET越小，开关管Q1的开关频率越高，所以TOFF_SET不能小到为零值，这样系统没有开关管Q1的关闭时间，是不能正常工作的。因此在TOFF_SET的计算部分还做一个最大值和最小值的钳位。其中，TOFF_SET的最大值要能低于PWM RAMP（PWM载波的斜率）的最大值，保证能至少还存在开关管Q1的开通时间；TOFF_SET的最小值可根据开关管Q1的开关频率来进行设置，在本申请中开关管Q1的最高开关频率出现在电网电压正弦波的90deg和270deg处。
请参考图3，一种实施例中，控制模块400还包括比较器COMP5，比较器COMP5的同相输入端用于获取升压模块中电容在开关管Q1的关断时间内的充电时间，比较器COMP5的反相输入端用于获取初始关断时间。当充电时间大于等于初始关断时间时，比较器COMP5输出PWM载波的高电平（即图3中的PWM_SET）。
请参考图3，一种实施例中，控制模块还包括比较器COMP2、延迟器Dly1、与门AND3、延迟器dly3、非门NOT4和与门AND5。比较器COMP2的反相输入端用于获取电感Lpfc的绕组电压（即图3中的AUX_ZCD），比较器COMP2的同相输入端用于获取零点电平（即图3中的Zero），当电感Lpfc的绕组电压为零时，比较器COMP2输出高电平。延迟器Dly1的输入端连接比较器COMP2的输出端，以对高电平进行延迟，从而确定开关管Q1的电压为零的时间。与门AND3的第一输入端用于获取延迟的高电平，与门AND3的第二输入端用于获取PWM载波的高电平，以确定关断时间。延迟器dly3的输入端连接与门AND3的输出端。非门NOT4的输入端连接延迟器dly3的输出端。与门AND5的第一输入端连接非门NOT4的输出端，与门AND5的第二输入端连接与门AND3的输出端，用于抓取与门AND3的上升沿，以在上升沿控制PWM载波导通开关管Q1，进入开通时间。
需要说明的是，请参考图6为BOOST变换器工作的电流波形，将其展开放大到一个开关周期如图7所示，可以更清楚的看到当电感电流的采样值碰到电感电流的峰值时，开关管Q1进入关断时间。在开关管Q1的关断时间中，当初始关断时间大于PWM RAMP的同时，再捕获到开关管Q1的电压为零的时间，也即电感电压为谷底的时间，结束开关管Q1的关断时间，进入开关管Q1的开通时间。根据不同的负载所设定不同从而确定不同的初始关断时间，该初始关断时间也用于电感电压的第N个谷底电压点。由于初始关断时间是可以通过事先确定，在开关周期的幅度上不会进行调整，因此选择谷底的数量只与初始关断时间的时间长度有关。当电感Lpfc和开关管Q1的选型固定后，节点的谐振频率基本固定，震荡的正弦波的周期越多，则关断时间越长。当已经达到初始关断时间时，没有捕获到电感电压为谷底的时间，则会自动等到一个电感电压为谷底的时间（即开关管Q1的电压为零的时间），结束关断时间，进入开关管Q1的开通时间。
请参考图8和图9，一种实施例中，在断续导通模式存在多谷底的情况下，当初始关断时间大于PWM RAMP时，说明初始关断时间的计时已结束，可以直接导通开关管Q1进行工作。但是此时开关管Q1的电压VDS可能处于较高的水平，直接打开开关管Q1会带来开关损耗，因此增加DCM阶段的VDS电压检测。当初始关断时间计时完毕后，同时通过电感的辅助绕组或直接观测PFC开关管的开关电压波形的VDS电压谷底，然后选择一个与初始关断时间最接近的谷底作为开关切换点即可实现多谷底工作。在重负载的情况下，电感在开关管Q1的开通时间流入的电流较大，VDS电压谷底的时间更长；在负载减弱的情况下，电感在开关管Q1的开通时间流入的电流较小，初始关断时间更长，因此利用本申请将初始关断时间和VDS电压谷底相结合实现重负载CRM和轻负载变频多谷底的DCM工作。
以上应用了具体个例对本发明进行阐述，只是用于帮助理解本发明，并不用以限制本发明。对于本发明所属技术领域的技术人员，依据本发明的思想，还可以做出若干简单推演、变形或替换。
Claims (9)
1.一种多模式工作的功率因数校正控制系统，其特征在于，所述多模式工作的功率因数校正控制系统应用于BOOST变换器，包括：
电网输入端，用于获取电网电流；
整流模块，连接于所述电网输入端，以对所述电网电流进行整流；
升压模块，连接于所述整流模块，以生成输出电压；所述升压模块包括电感Lpfc和开关管Q1，所述电感Lpfc的第一端连接所述整流模块的正极，所述电感Lpfc的第二端连接开关管Q1的第一端，开关管Q1的第二端连接所述整流模块的负极；
控制模块，所述控制模块连接所述开关管Q1的控制端，以控制所述开关管Q1的通断；
根据所述控制模块输出PWM载波控制所述开关管Q1的开通时间和关断时间，以使所述电感Lpfc的电感电流跟随所述电网电流；
其中，所述控制模块根据所述电感电流的平均值对应确定所述BOOST变换器不同导通模式的电感电流的峰值，根据所述电感电流的峰值和电感电流的采样值确定所述开通时间；所述控制模块包括比较器COMP9、SR触发器SRFF2、低通滤波器LPF2、限幅器LIM1、除法器DIVD1、系数衰减器P2、限幅器LIM2和比较器COMP8；比较器COMP9的反相输入端用于获取电感电流的采样值，比较器COMP9的同相输入端用于获取零点电平；当电感电流的采样值为零时，比较器COMP9的输出端输出高电平；SR触发器SRFF2的S端连接比较器COMP9的输出端，以确定电感电流的采样值为零的时间；低通滤波器LPF2的输入端连接SR触发器SRFF2的输出端，以确定电感电流的采样值不为零的时间在开关管Q1的开关周期的占比；限幅器LIM1的输入端连接低通滤波器LPF2的输出端；除法器DIVD1的第一输入端连接限幅器LIM1的输出端；系数衰减器P2的输入端用于获取电感电流的平均值，以对电感电流的平均值乘以2；除法器DIVD1的第二输入端连接系数衰减器P2，以得到电感电流的峰值；限幅器LIM2的输入端连接除法器DIVD1的输出端；比较器COMP8的同相输入端用于获取电感电流的采样值，比较器COMP8的反相输入端连接限幅器LIM2的输出端，以将电感电流的采样值和电感电流的峰值进行比较，从而确定开关管Q1的开通时间；
所述控制模块还根据所述输出电压对应的电压环电压确定初始关断时间，并获取电感Lpfc的绕组电压以确定所述开关管Q1的电压为零的时间，根据所述初始关断时间和所述开关管Q1的电压为零的时间确定所述关断时间。
2.如权利要求1所述的多模式工作的功率因数校正控制系统，其特征在于，所述控制模块还获取电网电流对应的电网电压瞬时值和电网电压有效值，以及所述输出电压对应的电压环电压；令所述电网电压瞬时值乘以所述输出电压对应的电压环电压并除以所述电网电压有效值的平方，以确定所述电感电流的平均值。
3.如权利要求2所述的多模式工作的功率因数校正控制系统，其特征在于，所述控制模块还包括减法器SUM4、比例积分控制器PI1、系数衰减器P4、乘法器MULT5、系数衰减器P1、绝对值计算器ABS1、除法器DIVD2、有效值计算器RMS1、平方计算器POW1和限幅器LIM3；
所述减法器SUM4获取输出电压的设定值和输出电压的采样值，并将所述输出电压的设定值减去所述输出电压的采样值；
所述比例积分控制器PI1的输入端连接所述减法器SUM4的输出端，以确定所述输出电压对应的电压环电压的标幺值；
所述系数衰减器P4的输入端连接所述比例积分控制器PI1的输出端，以对所述输出电压对应的电压环电压的标幺值进行对应系数的放大；
所述乘法器MULT5的第一输入端连接所述系数衰减器P4的输出端；
所述系数衰减器P1用于获取所述电网电压的瞬时值；
所述绝对值计算器ABS1的输入端连接所述系数衰减器P1的输出端；
所述乘法器MULT5的第二输入端连接所述绝对值计算器ABS1的输出端，用以将所述输出电压对应的电压环电压乘以所述电网电压的瞬时值；
所述除法器DIVD2的第一输入端连接所述乘法器MULT5的输出端；
所述有效值计算器RMS1的输入端连接所述系数衰减器P1的输出端，以根据所述电网电压的瞬时值生成所述电网电压的有效值；
所述平方计算器POW1的输入端连接所述有效值计算器RMS1的输出端，以计算所述电网电压有效值的平方值；
所述限幅器LIM3的输入端连接所述平方计算器POW1的输出端；
所述除法器DIVD2的第二输入端连接所述限幅器LIM3的输出端，以得到所述电感电流的平均值。
4.如权利要求1所述的多模式工作的功率因数校正控制系统，其特征在于，所述控制模块根据所述电感电流的平均值对应确定所述BOOST变换器不同导通模式的电感电流的峰值，包括：
当所述BOOST变换器在临界导通模式时，所述电感电流的平均值乘以2，以得到所述电感电流的峰值；
当所述BOOST变换器在断续导通模式时，所述电感电流的平均值乘以2，再除以电感电流的采样值不为零的时间在所述开关管Q1的开关周期的占比，以得到所述电感电流的峰值；
所述控制模块获取电感电流的采样值，所述电感电流的采样值未达到所述电感电流的峰值的时间为所述开关管Q1的开通时间，并且，当所述电感电流的采样值达到所述电感电流的峰值时，所述开关管Q1的开通时间截止，控制模块控制开关管Q1关断，所述开关管Q1进入关断时间。
5.如权利要求1所述的多模式工作的功率因数校正控制系统，其特征在于，所述控制模块还获取预设关断时间的标幺值，将所述预设关断时间的标幺值减去所述输出电压对应的电压环电压的标幺值，以确定所述初始关断时间。
6.如权利要求5所述的多模式工作的功率因数校正控制系统，其特征在于，所述控制模块还包括减法器SUM4、比例积分控制器PI1、减法器SUM5、系数衰减器P5和限幅器LIM4；
所述减法器SUM4获取输出电压的设定值和输出电压的采样值，并将所述输出电压的设定值减去所述输出电压的采样值；
所述比例积分控制器PI1的输入端连接所述减法器SUM4的输出端，以确定所述输出电压对应的电压环电压的标幺值；
所述减法器SUM5的第一输入端连接所述比例积分控制器PI1，所述减法器SUM5的第二输入端用于获取所述预设关断时间的标幺值；
所述系数衰减器P5的输入端连接所述减法器SUM5的输出端；
所述限幅器LIM4的输入端连接所述系数衰减器P5的输出端，以输出所述初始关断时间。
7.如权利要求6所述的多模式工作的功率因数校正控制系统，其特征在于，所述控制模块还包括比较器COMP5，所述比较器COMP5的同相输入端用于获取所述升压模块中电容在开关管Q1的关断时间内的充电时间，所述比较器COMP5的反相输入端用于获取所述初始关断时间，当所述充电时间等于所述初始关断时间时，所述比较器COMP5输出PWM载波的高电平。
8.如权利要求7所述的多模式工作的功率因数校正控制系统，其特征在于，所述控制模块还包括比较器COMP2、延迟器Dly1、与门AND3、延迟器dly3、非门NOT4和与门AND5；
所述比较器COMP2的同相输入端用于获取零点电平，所述比较器COMP2的反相输入端用于获取所述电感Lpfc的绕组电压，当所述电感Lpfc的绕组电压为零时，所述比较器COMP2输出高电平；
所述延迟器Dly1的输入端连接所述比较器COMP2的输出端，以对所述高电平进行延迟，以确定开关管Q1的电压为零的时间；
所述与门AND3的第一输入端用于获取所述延迟的高电平，所述与门AND3的第二输入端用于获取所述PWM载波的高电平，以确定所述关断时间；
所述延迟器dly3的输入端连接所述与门AND3的输出端；
所述非门NOT4的输入端连接所述延迟器dly3的输出端；
所述与门AND5的第一输入端连接所述与门AND3的输出端，所述与门AND5的第二输入端连接所述非门NOT4的输出端，用于抓取所述与门AND3的上升沿，以在所述上升沿控制所述PWM载波导通开关管Q1，进入开通时间。
9.如权利要求1所述的多模式工作的功率因数校正控制系统，其特征在于，所述控制模块还包括或门OR4和比较器COMP11；
所述或门OR4的第一输入端连接所述比较器COMP8的输出端，所述或门OR4的第二输入端连接所述比较器COMP11的输出端；所述比较器COMP11的同相输入端用于获取所述升压模块中电容在开关管Q1的关断时间内的充电电压，所述比较器COMP11的反相输入端用于获取开关管Q1的预设开关频率对应的电压，当所述充电电压大于所述预设开关频率对应的电压时，所述或门OR4控制所述升压模块中电容停止充电。
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Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2706650A2 (en) * | 2012-09-10 | 2014-03-12 | Hitachi Ltd. | Power conversion system |
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Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2706650A2 (en) * | 2012-09-10 | 2014-03-12 | Hitachi Ltd. | Power conversion system |
| CN105591530A (zh) * | 2015-11-01 | 2016-05-18 | 华南理工大学 | 基于模型预测和三角波比较的三相pwm整流控制方法 |
| CN106100373A (zh) * | 2016-07-04 | 2016-11-09 | 南京航空航天大学 | 自适应优化thd的高频crm升压型pfc变换器 |
| CN113300606A (zh) * | 2021-05-24 | 2021-08-24 | 杰华特微电子股份有限公司 | 反激变换器及其控制方法 |
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