CN115995955B - 基于固定关断时间的功率因数校正变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

一种基于固定关断时间的功率因数校正变换器及其控制方法，首先基于变换器的电压环的输出值和单相交流信号的电压采样值，得到电感L1上流过的电感电流的设定平均值，其次基于电感L1上流过的电感电流的设定平均值及变换器所处的工作模式，确定电感电流的峰值设定值，然后在电感电流的采样值大于电感电流的峰值设定值时，复位PWM载波，并基于PWM载波和预设的关断设定值之间的大小关系，输出相应的PWM控制信号，以在固定关断时间的基础上，实现混合模式的功率因数校正变换器。

Description

基于固定关断时间的功率因数校正变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及变换器技术领域，具体涉及一种基于固定关断时间的功率因数校正变换器及其控制方法。

背景技术

在固定频率的电流连续模式的功率因数校正（PFC）控制中，通常只能在中高负载情况下得到较好的谐波电流畸变率（ithd）和功率因数（PF值）。然而，变换器在高压输入或者轻负载的情况下，变换器中电感的电流将不能一直保持在连续电流状态（CCM模式：连续导通模式），更多的是运行在电流非连续状态（DCM模式：非连续导通模式），因此会明显的影响到在高压或轻负载情况下的功率因数校正的控制效果，导致输入电流谐波增大和其它电性能参数指标的劣化，同时还会带来开关管的损耗，不能优化全负载范围的变换效率。

如图1所示，图1是典型的单相电网输入基于BOOST变换器的功率因数校正电路的原理图。图2和图3分别是是电感电流在CCM模式和DCM模式工作的波形，其中A为电感电流，B为电感电流的平均值，C为BOOST变换器中开关管的漏极（D）和源极（S）之间的电压Vds，从图中可以看出，在CCM模式时，PFC的控制效果不错，但是在DCM模式时，在DCM和CCM区域因为两种模式的电流平均值的计算方法不一致所以导致了电流波形不连续，因此看到DCM模式时PFC的控制效果较为恶劣。

同时，在高压输入或轻负载工作时，以固定频率模式工作，效率也不如能实现接近ZVS的CRM模式（临界导通模式）工作。此外，CRM模式的电感峰值电流很大，基本上不适应应用在500W以上的PFC应用。同时CRM模式的控制方法也与CCM模式的控制方法不能兼容，因此，现有技术很难做到CRM、CCM和DCM的混合控制。

发明内容

本发明旨在提供一种基于固定关断时间的功率因数校正变换器，能够在固定关断时间的基础上，实现混合模式的功率因数校正变换器。

根据第一方面，一种实施例中提供一种基于固定关断时间的功率因数校正变换器，包括：

交流输入端，用于获取单相交流信号；

整流模块，用于将所述单相交流信号整流为直流信号；

升压变换模块，包括电感L1和开关管Q1，所述电感L1的一端用于获取所述直流信号，电感L1的另一端连接开关管Q1的第一极，开关管Q1的第二极连接地，所述升压变换模块用于通过开关管Q1的导通和关断对所述直流信号进行升压变换，以得到输出电压；

控制模块，用于获取所述变换器的电压环的输出值和所述单相交流信号的电压采样值，基于所述变换器的电压环的输出值和所述单相交流信号的电压采样值，得到所述电感L1上流过的电感电流的设定平均值；

所述控制模块还用于基于所述电感L1上流过的电感电流的设定平均值及所述变换器所处的工作模式，确定所述电感电流的峰值设定值；

所述控制模块还用于获取PWM载波，并在所述开关管Q1导通的情况下，获取所述电感L1上流过的电感电流的采样值，在所述电感电流的采样值大于所述电感电流的峰值设定值时，复位PWM载波，以使所述开关管Q1从导通进入关断；

所述控制模块还用于获取预设的关断设定值，并基于所述PWM载波和预设的关断设定值之间的大小关系，输出相应的PWM控制信号，所述PWM控制信号用于控制所述开关管Q1的导通和关断。

根据第二方面，一种实施例中提供一种基于固定关断时间的功率因数校正变换器的控制方法，包括：

获取所述变换器的电压环的输出值和所述单相交流信号的电压采样值，基于所述变换器的电压环的输出值和所述单相交流信号的电压采样值，得到所述变换器中电感L1上流过的电感电流的设定平均值；

基于所述电感L1上流过的电感电流的设定平均值及所述变换器所处的工作模式，确定所述电感电流的峰值设定值；

获取 PWM载波，并在所述变换器中开关管Q1导通的情况下，获取所述电感L1上流过的电感电流的采样值，并在所述电感电流的采样值大于所述电感电流的峰值设定值时，复位所述PWM载波，以使所述开关管Q1从导通进入关断；

获取预设的关断设定值，并基于所述PWM载波和预设的关断设定值之间的大小关系，输出相应的PWM控制信号，所述PWM控制信号用于控制所述开关管Q1的导通和关断。

依据上述实施例的基于固定关断时间的功率因数校正变换器及其控制方法，首先基于变换器的电压环的输出值和单相交流信号的电压采样值，得到电感L1上流过的电感电流的设定平均值，其次基于电感L1上流过的电感电流的设定平均值及变换器所处的工作模式，确定电感电流的峰值设定值，然后在电感电流的采样值大于电感电流的峰值设定值时，复位PWM载波，并基于PWM载波和预设的关断设定值之间的大小关系，输出相应的PWM控制信号，以在固定关断时间的基础上，实现混合模式的功率因数校正变换器。

附图说明

图1为典型的单相电网输入基于BOOST变换器的功率因数校正电路的原理图；

图2为电感电流在CCM模式工作的波形示意图；

图3为电感电流在DCM模式工作的波形示意图；

图4为本发明实施例的基于固定关断时间的功率因数校正变换器的结构示意图；

图5为CRM模式一个开关周期的电感电流示意图；

图6为DCM模式一个开关周期的电感电流示意图；

图7为CCM模式一个开关周期的电感电流示意图；

图8为控制模块的控制逻辑示意图；

图9为本发明实施例的基于固定关断时间的功率因数校正变换器的控制方法流程图；

图10为仿真结果示意图；

图11为图10展开放大后的仿真结果示意图；

图12为图11展开放大后的仿真结果示意图。

具体实施方式

下面通过具体实施方式结合附图对本发明作进一步详细说明。其中不同实施方式中类似元件采用了相关联的类似的元件标号。在以下的实施方式中，很多细节描述是为了使得本申请能被更好的理解。然而，本领域技术人员可以毫不费力的认识到，其中部分特征在不同情况下是可以省略的，或者可以由其他元件、材料、方法所替代。在某些情况下，本申请相关的一些操作并没有在说明书中显示或者描述，这是为了避免本申请的核心部分被过多的描述所淹没，而对于本领域技术人员而言，详细描述这些相关操作并不是必要的，他们根据说明书中的描述以及本领域的一般技术知识即可完整了解相关操作。

另外，说明书中所描述的特点、操作或者特征可以以任意适当的方式结合形成各种实施方式。同时，方法描述中的各步骤或者动作也可以按照本领域技术人员所能显而易见的方式进行顺序调换或调整。因此，说明书和附图中的各种顺序只是为了清楚描述某一个实施例，并不意味着是必须的顺序，除非另有说明其中某个顺序是必须遵循的。

本文中为部件所编序号本身，例如“第一”、“第二”等，仅用于区分所描述的对象，不具有任何顺序或技术含义。而本申请所说“连接”、“联接”，如无特别说明，均包括直接和间接连接（联接）。

请参考图4，图4为一种实施例的基于固定关断时间的功率因数校正变换器的结构示意图，以下简称变换器，变换器包括: 交流输入端V_ac、整流模块101、升压变换模块102、控制模块103和负载Rload；其中，交流输入端V_ac连接整流模块101的输入端，整流模块101的输出端连接升压变换模块102的输入端，升压变换模块102的输出端连接负载Rload，下面对各个模块具体说明。

交流输入端V_ac用于获取单相交流信号。本实施例通过电压采样器Vm2测量单相交流信号的电压瞬时值，即获取到单相交流信号的电压采集值。

整流模块101用于将单相交流信号整流为直流信号。如图4所示，整流模块101可采用二极管D1、二极管D2、二极管D3和二极管D4组成的整流桥电路，在其他实施例中，整流模块101也可以采用现有的任一整流电路，此处不再赘述。

升压变换模块102包括电感L1和开关管Q1，开关管Q1包括第一极、第二极和控制极，电感L1的一端用于获取所述直流信号，电感L1的另一端连接开关管Q1的第一极，开关管Q1的第二极连接地，开关管Q1的控制极连接控制模块103的输出端。升压变换模块102用于通过开关管Q1的导通和关断对所述直流信号进行升压变换，以得到输出电压。本实施例中的升压变换模块102可以是BOOST变换器电路，其中，电感L1上的电感电流iL可通过电流采样器Iac_sen1采样，得到电感电流iL_sen，升压变换模块102输出的输出电压可通过电压采样器Vm1进行采样，得到输出电压Vo_sen。

控制模块103用于获取变换器的电压环的输出值和单相交流信号的电压采样值，基于变换器的电压环的输出值和单相交流信号的电压采样值，得到电感L1上流过的电感电流的设定平均值；再基于电感L1上流过的电感电流的设定平均值及变换器所处的工作模式，确定电感电流的峰值设定值；获取PWM载波，并在开关管Q1导通的情况下，获取电感L1上流过的电感电流的采样值，在电感电流的采样值大于电感电流的峰值设定值时，复位PWM载波，以使开关管Q1从导通进入关断；获取预设的关断设定值，并基于PWM载波和预设的关断设定值之间的大小关系，输出相应的PWM控制信号，PWM控制信号用于控制所述开关管Q1的导通和关断。其中，在PWM载波的值大于预设的关断设定值时，输出控制开关管Q1导通的PWM控制信号；在PWM载波的值小于等于所述预设的关断设定值时，输出控制开关管Q1关断的PWM控制信号。此外，变换器的电压环的输出值为升压变换模块102输出的输出电压与预设的输出电压设定值之间的差值。

在一实施例中，基于变换器的电压环的输出值和所述单相交流信号的电压采样值，得到电感L1上流过的电感电流的设定平均值包括：

将变换器的电压环的输出值和单相交流信号的电压采样值的乘积作为电感L1上流过的电感电流的设定平均值。

在一实施例中，基于电感L1上流过的电感电流的设定平均值及变换器所处的工作模式，确定电感电流的峰值设定值包括：

如图5和图6所示，在CRM和DCM模式时，电感电流的峰值设定值的表达式如下：

，

如图7所示，在CCM模式时，电感电流的峰值设定值的表达式如下：

，

其中，

表示电感电流的设定平均值，/>

表示电感电流的峰值设定值，/>

表示开关管Q1的导通时间，/>

表示开关管Q1的关断时间，/>

表示电感电流的谷底值，/>

表示电感电流为0的时间，在CRM模式时，/>

为0。

本实施例在确定电感电流的设定平均值后，只需要根据上述公式计算得到CRM、DCM和CCM模式下电感电流的峰值设定值iPK，然后再把三个不同的模式的电感电流的峰值设定值iPK根据实时的电感电流的区域来进行组合，最后得到整个交流周期的电感电流峰值的设定值。

请参考图8，在一实施例中，可通过图8所示的控制逻辑图实现电感电流的设定平均值、电感电流的峰值设定值iPK的计算及PWM控制信号的输出。

首先，对控制模块103计算电感L1上流过的电感电流的设定平均值的控制逻辑图进行说明。

控制模块103包括：取绝对值器Abs、增益器Gain1和乘法器Product；取绝对值器Abs用于对所述单相交流信号的电压瞬时值进行取绝对值处理，得到单相交流电信号的电压采样值；增益器Gain1用于对单相交流电信号的电压采样值乘以增益K；乘法器Product用于对增益器Gain1出的电压采样值和变换器的电压环的输出值进行相乘，得到电感L1上流过的电感电流的设定平均值。

其次，对控制模块103计算电感电流的峰值设定值iPK的控制逻辑图进行说明。

控制模块103还包括：增益器Gain2、减法器Sub、比较器CC1、采样保持器Zoh1、上升沿触发器Triggered Subsystem、比较器CC3、滤波器LPF、限幅器Saturation1、增益器Gain3、除法器Divide、限幅器Saturation2和切换器Switch。

其中：

触发器Triggered Subsystem用于获取电感L1上流过的电感电流的瞬时值，并在PWM载波pwm_set为上升沿时，输出所述电感电流的谷底值。

采样保持器Zoh1对所述电感电流的谷底值进行采样保持。

比较器CC1用于获取采样保持器Zoh1输出的所述电感电流的谷底值，并在电感电流的谷底值小于等于预设值时，输出高电平信号，在电感电流的采样值大于预设值时，输出低电平信号。在本实施例中，预设值可以为0.05或者设置为工程上为了降低零点噪音扰动的某个比较值。

增益器Gain2用于对电感L1上流过的电感电流的设定平均值进行增益处理，得到2倍的电感电流的设定平均值。

减法器Sub用于将增益器Gain2输出的2倍的电感电流的设定平均值减去电感电流的谷底值，得到CCM模式下电感电流的峰值设定值。

比较器CC3用于获取电感L1上流过的电感电流的瞬时值，并电感L1上流过的电感电流的瞬时值大于0的时间在开关管Q1的一个开关周期tsw内的占比，以得到ton+toff的时间在一个开关周期tsw内的占比。

滤波器LPF用于对比较器CC3输出的ton+toff的时间在一个开关周期tsw内的占比进行滤波处理，得到(ton+toff)/(ton+toff+td)的值。

限幅器Saturation1用于对滤波器LPF输出的(ton+toff)/(ton+toff+td)的值进行限幅处理，以限制变换器的最大输出功率。

增益器Gain3用于对电感L1上流过的电感电流的设定平均值进行增益处理，得到2倍的电感电流的设定平均值。

除法器Divide用于将2倍的电感电流的设定平均值除以所述限幅器Saturation1输出的(ton+toff)/(ton+toff+td)的值，得到DCM模式和CRM模式下所述电感电流的峰值设定值。由于DCM模式和CRM模式只在于(ton+toff)/(ton+toff+td)的值不同，因此可采用同一控制逻辑实现。

限幅器Saturation2用于对DCM模式和CRM模式下所述电感电流的峰值设定值进行限幅处理。

切换器Switch包括第一输入端、第二输入端、控制端和输出端，第一输入端用于获取CCM模式下所述电感电流的峰值设定值，第二输入端用于获取DCM模式和CRM模式下电感电流的峰值设定值，控制端用于获取比较器CC1输出的高电平信号或低电平信号，其中，当控制端获取的是低电平信号（电感电流的谷底值不为0）时，切换器Switch的输出端与第一输入端连通，当控制端获取的是高电平信号（电感电流的谷底值为0）时，切换器Switch的输出端与第二输入端连通。这样，可根据电感电流的谷底值是否为0，输出CCM模式下所述电感电流的峰值设定值或者DCM模式和CRM模式下电感电流的峰值设定值。

最后，对控制模块103计算输出PWM控制信号的控制逻辑图进行说明。

控制模块103还包括：比较器Comparator1、上升沿检测器Edge Detection、或门OR、比较器CC2、积分器Integrator1和比较器re。

其中：

比较器Comparator1用于比较电感电流的瞬时值与电感电流的峰值设定值。

上升沿检测器Edge Detection用于在比较器Comparator1输出高电平时，输出高电平信号。

或门OR的第一输入端用于连接所述上升沿检测器EdgeDetection的输出端，或门OR的第二输入端用于连接比较器CC2的输出端，或门OR的输出端连接积分器Integrator1的复位端。

积分器Integrator1的输入端用于获取一预设固定频率FMIN1，积分器Integrator1的输出端连接比较器CC2的输入端，积分器Integrator1的输出端用于输出PWM载波。

比较器re用于对PWM载波和预设的关断设定值进行比较，并输出相应的PWM控制信号。

综上，在本发明实施例中，采用变换器的电压环的输出值和单相交流信号的电压采样值的乘积作为电感电流的设定平均值；在开关管Q1的关断阶段，由PWM载波与预设的关断设定值去比较，当PWM载波大于预设的关断设定值后，控制开关管Q1导通，进入开关导通时间，其中PWM载波是由一个以固定斜率增大的积分器来实现，在模拟电路上可以由电流源对电容器充电，也可以在数字上是用固定时钟频率的累加器来实现。预设的关断设定值可根据开关频率来设定，例如关断时间越大，那么开关频率越低。在开关管Q1的导通阶段，关断开关管Q1的时间点由根据不同模式所计算的电感电流的峰值设定值与电感电流的采样值进行比较得到，具体为当电感电流的采样值大于所计算的电感电流的峰值设定值时，控制开关管Q1关断,同时复位PWM载波，进入开关关断时间。

请参考图9，本发明实施例还提供了一种基于固定关断时间的功率因数校正变换器的控制方法，以下简称控制方法，该控制方法包括步骤201至步骤204。

步骤201：获取变换器的电压环的输出值和所述单相交流信号的电压采样值，基于变换器的电压环的输出值和所述单相交流信号的电压采样值，得到变换器中电感L1上流过的电感电流的设定平均值。

步骤202：基于电感L1上流过的电感电流的设定平均值及变换器所处的工作模式，确定电感电流的峰值设定值。

步骤203：获取PWM载波，并在变换器中开关管Q1导通的情况下，获取电感L1上流过的电感电流的采样值，并在电感电流的采样值大于电感电流的峰值设定值时，复位PWM载波，以使开关管Q1从导通进入关断。

步骤204：获取预设的关断设定值，并基于PWM载波和预设的关断设定值之间的大小关系，输出相应的PWM控制信号，其中PWM控制信号用于控制所述开关管Q1的导通和关断。

需要说明的是，上述实施例中的方法步骤应用于变换器的控制模块中，控制模块的具体实施方式已在上述实施例中进行了详细说明，此处不再赘述。

请参考图10，图10为本发明实施例提供的基于固定关断时间的功率因数校正变换器的仿真结果示意图，其中，CH1为电网输入的单线交流信号的电流（IAC）和电网输入的单线交流信号的电压（VAC），CH2为电感电流，CH3 为PWM载波（PWM RAMP）和预设的关断设定值（OFFTIME设定值），CH4为PWM控制信号，CH5为电感电流的峰值设定值（iPK）和电感电流（iL）。如图11和图12所示，图11和图12为对图10进行放大展开后的仿真结果示意图，展开放大到导通周期后可以更清楚的看到当电感电流超过计算出来电感电流的峰值设定值后随即关闭开关管Q1，变换器的工作转移到关断阶段。

以上应用了具体个例对本发明进行阐述，只是用于帮助理解本发明，并不用以限制本发明。对于本发明所属技术领域的技术人员，依据本发明的思想，还可以做出若干简单推演、变形或替换。

Claims (8)

1.一种基于固定关断时间的功率因数校正变换器，其特征在于，包括：

交流输入端，用于获取单相交流信号；

整流模块，用于将所述单相交流信号整流为直流信号；

升压变换模块，包括电感L1和开关管Q1，所述电感L1的一端用于获取所述直流信号，电感L1的另一端连接开关管Q1的第一极，开关管Q1的第二极连接地，所述升压变换模块用于通过开关管Q1的导通和关断对所述直流信号进行升压变换，以得到输出电压；

控制模块，用于获取所述变换器的电压环的输出值和所述单相交流信号的电压采样值，基于所述变换器的电压环的输出值和所述单相交流信号的电压采样值，得到所述电感L1上流过的电感电流的设定平均值；

所述控制模块还用于基于所述电感L1上流过的电感电流的设定平均值及所述变换器所处的工作模式，确定所述电感电流的峰值设定值；

所述控制模块还用于获取 PWM载波，并在所述开关管Q1导通的情况下，获取所述电感L1上流过的电感电流的采样值，在所述电感电流的采样值大于所述电感电流的峰值设定值时，复位PWM载波，以使所述开关管Q1从导通进入关断；

所述控制模块还用于获取预设的关断设定值，并基于所述PWM载波和预设的关断设定值之间的大小关系，输出相应的PWM控制信号，所述PWM控制信号用于控制所述开关管Q1的导通和关断；

基于所述电感L1上流过的电感电流的设定平均值及所述变换器所处的工作模式，确定所述电感电流的峰值设定值包括：

在CRM和DCM模式时，所述电感电流的峰值设定值的表达式如下：

；

在CCM模式时，所述电感电流的峰值设定值的表达式如下：

；

其中，

表示电感电流的设定平均值，/>

表示电感电流的峰值设定值，/>

表示开关管Q1的导通时间，/>

表示开关管Q1的关断时间，/>

表示电感电流的谷底值，/>

表示电感电流为0的时间，在CRM模式时，/>

为0。

2.如权利要求1所述的功率因数校正变换器，其特征在于，基于所述PWM载波和预设的关断设定值之间的大小关系，输出相应的PWM控制信号包括：

在所述PWM载波的值大于所述预设的关断设定值时，输出控制所述开关管Q1导通的PWM控制信号；

在所述PWM载波的值小于等于所述预设的关断设定值时，输出控制所述开关管Q1关断的PWM控制信号。

3.如权利要求1所述的功率因数校正变换器，其特征在于，基于所述变换器的电压环的输出值和所述单相交流信号的电压采样值，得到所述电感L1上流过的电感电流的设定平均值包括：

将所述变换器的电压环的输出值和所述单相交流信号的电压采样值的乘积作为所述电感L1上流过的电感电流的设定平均值。

4.如权利要求1所述的功率因数校正变换器，其特征在于，所述控制模块包括：取绝对值器Abs、增益器Gain1和乘法器Product；

所述取绝对值器Abs用于对所述单相交流信号的电压瞬时值进行取绝对值处理，得到所述单相交流电信号的电压采样值；

所述增益器Gain1用于对所述单相交流电信号的电压采样值乘以增益K；

所述乘法器Product用于对所述增益器Gain1出的电压采样值和所述变换器的电压环的输出值进行相乘，得到所述电感L1上流过的电感电流的设定平均值。

5.如权利要求4所述的功率因数校正变换器，其特征在于，所述控制模块还包括：增益器Gain2、减法器Sub、比较器CC1、采样保持器Zoh1、上升沿触发器Triggered Subsystem、比较器CC3、滤波器LPF、限幅器Saturation1、增益器Gain3、除法器Divide、限幅器Saturation2和切换器Switch；

所述触发器Triggered Subsystem用于获取电感L1上流过的电感电流的瞬时值，并在PWM载波pwm_set为上升沿时，输出所述电感电流的谷底值；

所述采样保持器Zoh1对所述电感电流的谷底值进行采样保持；

所述比较器CC1用于获取采样保持器Zoh1输出的所述电感电流的谷底值，并在所述电感电流的谷底值小于等于预设值时，输出高电平信号，在所述电感电流的采样值大于预设值时，输出低电平信号；

所述增益器Gain2用于对所述电感L1上流过的电感电流的设定平均值进行增益处理，得到2倍的电感电流的设定平均值；

所述减法器Sub用于将所述增益器Gain2输出的2倍的电感电流的设定平均值减去所述电感电流的谷底值，得到CCM模式下所述电感电流的峰值设定值；

所述比较器CC3用于获取电感L1上流过的电感电流的瞬时值，并电感L1上流过的电感电流的瞬时值大于0的时间在开关管Q1的一个开关周期tsw内的占比，以得到ton+toff的时间在一个开关周期tsw内的占比；

所述滤波器LPF用于对所述比较器CC3输出的ton+toff的时间在一个开关周期tsw内的占比进行滤波处理，得到(ton+toff)/(ton+toff+td)的值；

所述限幅器Saturation1用于对所述滤波器LPF输出的(ton+toff)/(ton+toff+td)的值进行限幅处理；

所述增益器Gain3用于对所述电感L1上流过的电感电流的设定平均值进行增益处理，得到2倍的电感电流的设定平均值；

所述除法器Divide用于将2倍的电感电流的设定平均值除以所述限幅器Saturation1输出的(ton+toff)/(ton+toff+td)的值，得到DCM模式和CRM模式下所述电感电流的峰值设定值；

所述限幅器Saturation2用于对所述DCM模式和CRM模式下所述电感电流的峰值设定值进行限幅处理，以限制所述变换器的最大输出功率；

所述切换器Switch包括第一输入端、第二输入端、控制端和输出端，第一输入端用于获取CCM模式下所述电感电流的峰值设定值，第二输入端用于获取DCM模式和CRM模式下所述电感电流的峰值设定值，控制端用于获取所述比较器CC1输出的高电平信号或低电平信号，其中，当控制端获取的是低电平信号时，所述切换器Switch的输出端与第一输入端连通，当控制端获取的是高电平信号时，所述切换器Switch的输出端与第二输入端连通。

6.如权利要求5所述的功率因数校正变换器，其特征在于，所述控制模块还包括：比较器Comparator1、上升沿检测器Edge Detection、或门OR、比较器CC2、积分器Integrator1和比较器re；

所述比较器Comparator1用于比较所述电感电流的采样值与所述电感电流的峰值设定值；

所述上升沿检测器Edge Detection用于在所述比较器Comparator1输出高电平时，输出高电平信号；

所述或门OR的第一输入端用于连接所述上升沿检测器Edge Detection的输出端，或门OR的第二输入端用于连接比较器CC2的输出端，或门OR的输出端连接积分器Integrator1的复位端；

所述积分器Integrator1的输入端用于获取一预设固定频率，积分器Integrator1的输出端连接比较器CC2的输入端，所述积分器Integrator1的输出端用于输出PWM载波；

所述比较器re用于对PWM载波和预设的关断设定值进行比较，并输出相应的PWM控制信号。

7.一种基于固定关断时间的功率因数校正变换器的控制方法，其特征在于，包括：

获取所述变换器的电压环的输出值和单相交流信号的电压采样值，基于所述变换器的电压环的输出值和所述单相交流信号的电压采样值，得到所述变换器中电感L1上流过的电感电流的设定平均值；

基于所述电感L1上流过的电感电流的设定平均值及所述变换器所处的工作模式，确定所述电感电流的峰值设定值；

获取PWM载波，并在所述变换器中开关管Q1导通的情况下，获取所述电感L1上流过的电感电流的采样值，并在所述电感电流的采样值大于所述电感电流的峰值设定值时，复位所述PWM载波，以使所述开关管Q1从导通进入关断；

获取预设的关断设定值，并基于所述PWM载波和预设的关断设定值之间的大小关系，输出相应的PWM控制信号，所述PWM控制信号用于控制所述开关管Q1的导通和关断；

基于所述电感L1上流过的电感电流的设定平均值及所述变换器所处的工作模式，确定所述电感电流的峰值设定值包括：

在CRM和DCM模式时，所述电感电流的峰值设定值的表达式如下：

；

在CCM模式时，所述电感电流的峰值设定值的表达式如下：

；

其中，

表示电感电流的设定平均值，/>

表示电感电流的峰值设定值，/>

表示开关管Q1的导通时间，/>

表示开关管Q1的关断时间，/>

表示电感电流的谷底值，/>

表示电感电流为0的时间，在CRM模式时，/>

为0。

8.如权利要求7所述的控制方法，其特征在于，基于所述PWM载波和预设的关断设定值之间的大小关系，输出相应的PWM控制信号包括：

在所述PWM载波的值大于所述预设的关断设定值时，输出控制所述开关管Q1导通的PWM控制信号；

在所述PWM载波的值小于等于所述预设的关断设定值时，输出控制所述开关管Q1关断的PWM控制信号。

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