CN111262432A - 三电平buck电路控制方法、充电机电路控制方法及系统 - Google Patents

三电平buck电路控制方法、充电机电路控制方法及系统 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种三电平BUCK电路控制方法、充电机电路控制方法及系统，通过对三电平BUCK电路的两均压电容进行PID闭环电压控制，使各均压电容的输出电压均为Uin/2，修正两开关管的PWM占空比；同时，以三电平BUCK电路的前馈电压补偿值作为给定的谐振变换电路的电压目标值，对谐振变换电路进行PID闭环电压控制，修正谐振变换电路的开关管PWM占空比。本发明通过增加均压闭环控制，以保证三电平BUCK电路前端均压电容电压均分。同时，增加谐振变换电路的电压闭环补偿，保证了谐振电路的有效性，消除了由于三电平BUCK电路的低频脉动对输出电压的影响，输出电压稳定，提高了BUCK电路与后级谐振电路的耦合控制。

Description

三电平BUCK电路控制方法、充电机电路控制方法及系统
技术领域
本发明属于充电机电路控制技术领域，尤其涉及一种三电平BUCK电路控制方法、充电机电路控制方法及系统。
背景技术
现有充电机电路主要包括三电平BUCK电路、谐振变换电路、以及输出整流滤波电路等，三电平BUCK电路进行均压稳压控制，谐振变换电路进行DC/DC变换后，通过输出整流滤波电路进行整流滤波，如图1所示，为充电机电路主电路拓扑结构。
现有三电平BUCK电路主要采集电压外环、电流内环、均压环的三环控制方法，均压环采用开环控制，采集输出电容C1上电压U1、输出电容C2上电压U2做差送入均压环做反馈值Ub_feedback，将反馈值与给定的目标值作为均压环的输入，进行PI调节，然后将均压环的输出值与电流环的输出值叠加之后送入PWM比较器产生驱动信号控制三电平BUCK电路两开关管的通断。在该三环控制方式中，由于开关管Q1、Q2开关特性的不同，均压环采用开环控制，以两输出电容电压的差值为反馈值，不能有效保证均压电容C1、C2输出电压的均衡控制。同时，后级谐振变换电路常用开环控制方式，但由于三电平BUCK电路输出电容C1、C2的均压控制带来的隔直电容FC电压波动，耦合到谐振电路输出端易造成输出电压存在低频脉动。
因此，有必要针对现有充电机电路的控制方法进行改进，以提高充电机电路的均压稳压、以及级联耦合控制。
发明内容
本发明针对现有充电机电路控制方法在均压稳压、以及级联耦合控制等方面存在的不足，提供了一种三电平BUCK电路控制方法、充电机电路控制方法及系统，采用三电平BUCK电路均压环闭环与谐振电路电压环闭环级联控制，以保证三电平BUCK电路电压均衡，提高了BUCK电路与后级谐振电路的耦合控制。
为了实现上述目的，本发明提供了一种三电平BUCK电路控制方法，包括：
采集三电平BUCK电路输入电压Uin,给定三电平BUCK电路均压目标值U1_ref，U1_ref＝Uin/2；
分别对两均压电容进行PID闭环电压控制，使各均压电容的输出电压均为Uin/2，修正两开关管的PWM占空比：将前馈均压环输出值作为前馈电压补偿值U* 1_ref，将前馈电压补偿值U* 1_ref与给定的均压目标值U1_ref之间的偏差ΔU1作为前馈均压环的输入，进行PID闭环调节后，得到前馈电压补偿值U* 1_ref，则
Figure BDA0002433373110000021
Figure BDA0002433373110000022
其中，
Figure BDA0002433373110000023
为修正后的三电平BUCK电路开关管的PWM占空比，kp1、ki1为PID调节系数。
优选的，在均压电容输出电压降低时，控制减小开关管的PWM占空比；在均压电容输出电压升高时，控制增大开关管的PWM占空比。
优选的，给定PWM调制载波电压上限比较值Cmp1、与电压下限比较值Cmp2，选择控制芯片中定时器为递增或递减的计数模式，设定大于等于电压上限比较值Cmp1或小于等于电压下限比较值Cmp2时，控制开关管Q1、Q2交错开通，使开关管Q1的开通时间TonQ1与开关管Q2的开通时间TonQ2相同，即TonQ1＝TonQ2，控制开关管Q1、Q2的脉冲信号相角相差180°，对两开关管Q1、Q2的开通和关断时间进行对称控制，使通过续流电抗器电流iL连续且降低电流脉动幅值，降低三电平BUCK电路输出电压的低频脉动。
优选的，所述的三电平BUCK电路控制方法还包括：采用电压外环、电流内环、前馈均压环三环控制，具体为：
采集均压电容C1的电压值U1，均压电容C2的电压值U2，以及续流电抗器L1的电流值iL；
将电压值U1与电压值U2的和值作为电压反馈值U1_feedback，并将电压反馈值U1_feedback与给定的电压目标值U1_ref作为电压环输入，进行PI调节后，将电压环输出值作为电流环的电流目标值iL_ref1；
将电流值iL作为电流反馈值iL_feedback1，并将电流反馈值iL_feedback1与电流目标值iL_ref1代入电流环，进行PI调节后，将前馈均压环输出的前馈电压补偿值U* 1_ref与电流环输出值进行求和或偏差值生成调制信号，进行PWM调制，生成驱动信号控制开关管Q1、Q2通断。
优选的，所述的三电平BUCK电路控制方法还包括：
在均压电容C1、C2不变的情况下，降低均压电阻R1、R2的阻值，减小均压电容C1、C2的充电时间常数，减小均压调整时间。
本发明还提供了一种充电机电路控制方法，所述充电机电路采用三电平BUCK电路+LLC或LCC谐振变换电路，三电平BUCK电路采用所述的三电平BUCK电路控制方法；该方法包括：
对谐振变换电路进行PID闭环电压控制，修正谐振变换电路的开关管PWM占空比：将三电平BUCK电路前馈均压环的前馈电压补偿值U* 1_ref作为给定的谐振变换电路的电压目标值U2_ref，将前馈电压环输出值作为前馈电压环的前馈电压补偿值Uout，将前馈电压补偿值Uout与给定的电压目标值U2_ref之间的偏差ΔU2作为前馈电压环的输入，进行PID闭环调节后，得到前馈电压补偿值Uott，则
Figure BDA0002433373110000041
Figure BDA0002433373110000042
其中:
Figure BDA0002433373110000043
Figure BDA0002433373110000044
为修正后的谐振变换电路的开关管PWM占空比，kp2、ki2为PID调节系数。
本发明还提供了一种充电机控制系统，采用所述的充电机电路控制方法，包括充电机电路，所述充电机电路采用三电平BUCK电路+LLC或LCC谐振变换电路；系统还包括：
前馈均压环：用于将前馈均压环输出值作为前馈电压补偿值U* 1_ref，将前馈电压补偿值U* 1_ref与给定的均压目标值U1_ref之间的偏差ΔU1作为前馈均压环的输入，进行PID闭环调节后，得到三电平BUCK电路的前馈电压补偿值U* 1_ref。
优选的，所述充电机控制系统还包括：
三电平BUCK电路PWM控制器：用于设定三电平BUCK电路PWM调制载波电压上限比较值Cmp1与电压下限比较值Cmp2，设定大于等于电压上限比较值Cmp1或小于等于电压下限比较值Cmp2时，控制开关管Q1、Q2交错开通，开关管Q1的开通时间TonQ1与开关管Q2的开通时间TonQ2相同，控制开关管Q1、Q2的脉冲信号相角相差180°，进行PWM调制，生成驱动信号控制开关管Q1、Q2通断。
优选的，所述充电机控制系统还包括：
电压环调节器：用于将电压值U1与电压值U2的和值作为电压反馈值U1_feedback，并将电压反馈值U1_feedback与给定的电压目标值U1_ref作为电压环输入，进行PI调节后，生成电流目标值iL_ref1；
电流环调节器：用于将电流值iL作为电流反馈值iL_feedback1，并将电流反馈值iL_feedback1与电流目标值iL_ref1代入电流环，进行PI调节后，得到电流环输出值。
优选的，所述充电机控制系统还包括：
前馈电压环：与前馈均压环级联，用于将前馈均压环的输出前馈电压补偿值U* 1_ref作为给定的谐振变换电路的电压目标值U2_ref，将前馈电压环输出值作为前馈电压补偿值Uout，将前馈电压补偿值Uott与给定的电压目标值U2_ref之间的偏差ΔU2作为前馈电压环的输入，进行PID闭环调节后，得到谐振变换电路的前馈电压补偿值Uout。
优选的，所述充电机控制系统还包括：
谐振变换电路PWM控制器：用于接收谐振变换电路前馈电压环输出的前馈电压补偿信号，修正谐振变换电路开关管的PWM占空比，调节谐振变换电路的输出电压、电流。
优选的，所述三电平BUCK电路包括：
均压电阻R1、R2及均压电容C1、C2组成半桥均压电路，均压电阻R1、R2串联后的中点连接均压电容C1、C2串联后的中点；
开关管Q1、续流二极管D1、以及续流电抗器L1组成第一BUCK斩波电路，开关管Q1的集电极连接均压电容C1正极端，发射极连接续流二极管D1阴极与续流电抗器L1；开关管Q2、续流二极管D2、以及续流电抗器L1组成第二BUCK斩波电路，开关管Q2的发射极连接均压电容C2负极端，集电极连接续流二极管D2阳极；均压电容C1、C2串联后的中点连接续流二极管D1、D2串联后的中点；所述第一BUCK斩波电路与所述第二BUCK斩波电路并联后组成三电平BUCK电路。
优选的，所述LLC谐振变换电路包括：支撑电容FC、H桥逆变电路、隔直电容Cr、谐振电感Lr与Lm、以及变压器TM；
支撑电容FC、H桥逆变电路并联至三电平BUCK电路输出侧；
H桥逆变电路超前臂Q3的中性点与滞后臂Q4的中性点之间串联有隔直电容Cr、谐振电感Lr以及谐振电感Lm，谐振电感Lm两端分别连接变压器TM原边绕组两个输入端。
优选的，所述LCC谐振变换电路包括：支撑电容FC、H桥逆变电路、谐振电容Cs与Cp、谐振电感Lr、以及变压器TM；
支撑电容FC、H桥逆变电路并联至三电平BUCK电路输出侧；
H桥逆变电路超前臂Q3的中性点与滞后臂Q4的中性点之间串联有谐振电容Cs、谐振电感Lr以及谐振电容Cp，谐振电容Cp两端分别连接变压器TM原边绕组两个输入端。
与现有技术相比，本发明的优点和积极效果在于：
本发明提供了一种三电平BUCK电路控制方法，通过增加均压闭环控制，给定参考电压
Figure BDA0002433373110000071
以保证三电平BUCK电路前端均压电容电压U1、U2均分。同时，通过将三电平BUCK电路两开关管的开通和关断时间进行对称控制，使通过续流电抗器电流iL连续且降低电流脉动幅值，降低三电平BUCK电路输出电压的低频脉动。
同时，本发明还提供了一种充电机控制方法，在三电平BUCK电路闭环控制的基础上，级联电压闭环，将三电平BUCK电路的前馈电压补偿值U* 1_ref作为给定的谐振变换电路的电压目标值U2_ref，将前馈电压环输出值作为前馈电压环的前馈电压补偿值Uout，将前馈电压补偿值Uout与给定的电压目标值U2_ref之间的偏差ΔU2作为前馈电压环的输入，进行PID闭环调节后，得到前馈电压补偿值Uout。增加闭环补偿后，对谐振变换电路中开关管Q3、Q4的开通占空比进行修正，保证了谐振电路的有效性，消除了由于三电平BUCK电路的低频脉动对输出电压的影响，输出电压稳定，提高了BUCK电路与后级谐振电路的耦合控制。同时，本发明还提供了相应的控制系统，对充电机电路进行均压、稳压控制。
附图说明
图1为充电机主电路原理图；
其中：(a)图中采用三电平BUCK电路+LLC谐振电路方式；
(b)图中采用三电平BUCK电路+LCC谐振电路方式；
图2为三电平BUCK电路中，开关管Q1、Q2开通与关断输出电流、电压的变化；
图3为本发明的三电平BUCK电路中前馈均压环控制原理图；
图4为本发明的三电平BUCK电路中开关管PWM控制原理图；
图5为本发明的三电平BUCK电路+谐振电路闭环控制原理图；
图6为均压电容C1、C2的均压控制效果；
其中：(a)图中显示均压控制前D1、D2电压波形变化；
(b)图中显示均压控制后D1、D2电压波形变化；
图7为LLC谐振电路耦合控制与输出电压效果；
其中：(a)图中显示LLC谐振变换电路输出波形、BUCK回路输出电压波形、电抗器L1的电流，1-LLC输出电压波形，2-BUCK回路输出电压波形，3-L1电流波形；(b)图中显示开关管Q3、Q4电压电流波形；(c)图中显示二极管D3、D4电压电流波形。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的具体实施方式进行进一步的描述。
如图1所示，充电机电路可以采用BUCK电路+LLC或LCC谐振电路形式，实现充电机输出可调直流电压、低噪音、轻量化的功能。
如图1(a)所示，充电机电路采用三电平双BUCK电路+LLC谐振电路拓扑结构时，包括三电平BUCK电路、LLC谐振变换电路、以及输出整流滤波电路，对于三电平BUCK电路，均压电阻R1、R2及均压电容C1、C2组成半桥均压电路，均压电阻R1、R2串联后的中点连接均压电容C1、C2串联后的中点，实现输入均压；开关管Q1、续流二极管D1、以及续流电抗器L1组成第一BUCK斩波电路，开关管Q1的集电极连接均压电容C1正极端，发射极连接续流二极管D1阴极与续流电抗器L1；开关管Q2、续流二极管D2、以及续流电抗器L1组成第二BUCK斩波电路，开关管Q2的发射极连接均压电容C2负极端，集电极连接续流二极管D2阳极；均压电容C1、C2串联后的中点连接续流二极管D1、D2串联后的中点；第一BUCK斩波电路与第二BUCK斩波电路并联后组成三电平BUCK斩波电路，保证三电平电路输入端的电压在开关管Q1、Q2开通关断时的电压均衡。
对于LLC谐振变换电路包括：支撑电容FC、H桥逆变电路、隔直电容Cr、谐振电感Lr与Lm、以及变压器TM；支撑电容FC、H桥逆变电路并联至三电平BUCK电路输出侧；H桥逆变电路超前臂Q3的中性点与滞后臂Q4的中性点之间串联有隔直电容Cr、谐振电感Lr以及谐振电感Lm，谐振电感Lm两端分别连接变压器TM原边绕组两个输入端。
对于输出整流滤波电路，设置于变压器TM副边侧，输出整流电路由D3、D4组成，输出滤波电路由C3组成。
当然，如图1(b)所示，谐振变换电路也可以采用LCC谐振变换电路，与LLC谐振电路基本一致，LCC谐振电路包括支撑电容FC、H桥逆变电路、谐振电容Cs与Cp、谐振电感Lr、以及变压器TM；支撑电容FC、H桥逆变电路并联至三电平BUCK电路输出侧；H桥逆变电路超前臂Q3的中性点与滞后臂Q4的中性点之间串联有谐振电容Cs、谐振电感Lr以及谐振电容Cp，谐振电容Cp两端分别连接变压器TM原边绕组两个输入端。
实际设计中，需要考虑上述充电机电路的三电平BUCK电路的均压稳压问题，以及与后级谐振电路的级联耦合控制问题。
本发明实施例以三电平双BUCK电路+LLC谐振电路为例，图2给出了三电平双BUCK电路在工作时，开关管Q1、Q2开关开通与关断后器件两端电压的变化及输出电流、电压的变化情况，该电路在运行过程由于开关管Q1、Q2开关特性的不同，导致均压电容C1、C2输出电压不均衡。同时，由于输出电容C1、C2的均压控制带来的隔直电容FC电压波动，耦合到输出端造成输出电压存在低频脉动。
因此，针对三电平BUCK电路的均压平衡以及输出电压的稳定性问题，本发明实施例提供了一种三电平BUCK电路控制方法，三电平BUCK电路采用基于电压外环、电流内环以及均压环控制的三环控制方法，对于三电平BUCK电路的均压平衡问题，本发明在软件方面，参考图3所示，分别对两均压电容进行PID闭环电压控制，使各均压电容的输出电压均为Uin/2，修正两开关管的PWM占空比，实现均压电容C1、C2输出电压均衡。即：
①采集均压电容C1的电压值U1，均压电容C2的电压值U2，以及续流电抗器L1的电流值iL；将电压值U1与电压值U2的和值作为电压反馈值U1_feedback，并将电压反馈值U1_feedback与给定的电压目标值U1_ref作为电压环输入，进行PI调节后，将电压环输出值作为电流环的电流目标值iL_ref1，将电流值iL作为电流反馈值iL_feedback1，并将电流反馈值iL_feedback1与电流目标值iL_ref1代入电流环，进行PI调节；
②采集三电平BUCK电路输入电压Uin,给定三电平BUCK电路均压目标值U1_ref，U1_ref＝Uin/2；然后分别对两均压电容进行PID闭环电压控制，使各均压电容的输出电压均为Uin/2，修正两开关管的PWM占空比：将前馈均压环输出值作为前馈电压补偿值U* 1_ref，将前馈电压补偿值U* 1_ref与给定的均压目标值U1_ref之间的偏差ΔU1作为前馈均压环的输入，进行PID闭环调节后，得到前馈电压补偿值U* 1_ref，则
Figure BDA0002433373110000111
Figure BDA0002433373110000112
其中，
Figure BDA0002433373110000113
为修正后的三电平BUCK电路开关管的PWM占空比，kp1、ki1为PID调节系数。
③将前馈均压环输出的前馈电压补偿值U* 1_ref与电流环输出值进行求和或偏差值生成调制信号，进行PWM调制，生成驱动信号控制开关管Q1、Q2通断，在均压电容输出电压降低时，控制减小开关管的PWM占空比；在均压电容输出电压升高时，控制增大开关管的PWM占空比，保证输出电容C1、C2的电压差控制在一定范围内，实现均压电容C1、C2输出电压均衡。
同时，在硬件方面，可以在不增加电阻整体损耗的前提下，在输出电容C1、C2保持不变的情况下，降低均压电阻R1、R2的阻值，降低输出电容C1、C2的充电时间，缩短均压调整时间，实现电压均衡控制。两输出电容C1、C2的充电时间常数为τ1＝R1*C1、τ2＝R2*C2，在电容容值一定的前提下，R1、R2的阻值越小，电容的充电时间常数越短，越有利于电容被抽掉的能量恢复。因此，对于三电平BUCK电路均压问题，可以通过增加均压闭环和降低R1、R2的阻值，通过给定参考电压
Figure BDA0002433373110000121
以保证三电平BUCK前端支撑电容电压U1、U2均分。
对于三电平BUCK电路输出电压的稳定性问题，参考图4所示，本发明通过给定PWM调制载波电压上限比较值Cmp1、与电压下限比较值Cmp2，选择控制芯片中定时器为递增或递减的计数模式，设定大于等于电压上限比较值Cmp1或小于等于电压下限比较值Cmp2时，控制开关管Q1、Q2交错开通，使开关管Q1的开通时间TonQ1与开关管Q2的开通时间TonQ2相同，即TonQ1＝TonQ2，控制开关管Q1、Q2的脉冲信号相角相差180°，对两开关管Q1、Q2的开通和关断时间进行对称控制，使通过续流电抗器电流iL连续且降低电流脉动幅值，降低三电平BUCK电路输出电压的低频脉动。
同时，针对三电平BUCK电路与后级LLC谐振变换电路之间的耦合控制问题，本发明还提供了一种充电机电路控制方法，其中，三电平BUCK电路采用上述的三电平BUCK电路控制方法，在三电平BUCK电路闭环控制的基础上，增加谐振电路的电压闭环控制，参考图5所示，控制三电平BUCK电路输出电压与谐振变换电路输出电压的在一定范围内反向修正调节Q3、Q4的占空比，具体为：
对LLC谐振变换电路进行PID闭环电压控制，将三电平BUCK电路前馈均压环的前馈电压补偿值U* 1_ref作为给定的谐振变换电路的电压目标值U2_ref，将前馈电压环输出值作为前馈电压环的前馈电压补偿值Uout，将前馈电压补偿值Uout与给定的电压目标值U2_ref之间的偏差ΔU2作为前馈电压环的输入，进行PID闭环调节后，得到前馈电压补偿值Uout，则
Figure BDA0002433373110000131
Figure BDA0002433373110000132
Figure BDA0002433373110000133
其中:
Figure BDA0002433373110000134
为修正后的谐振变换电路的开关管PWM占空比，kp2、ki2为PID调节系数。增加闭环补偿环节后，对谐振变换电路中开关管Q3、Q4的开通占空比进行修正，并做限幅处理，保证谐振电路的有效性。
参考图6所示，其中，(a)图中显示均压控制前D1、D2电压波形变化，(b)图中显示均压控制后D1、D2电压波形变化；对比均压控制前后D1、D2电压波形变化，可以看出该三电平BUCK电路控制方法可以实现对于输出电容C1、C2的输出电压良好的均压控制。
参考图7所示，其中，(a)图中显示LLC谐振变换电路输出波形、BUCK回路输出电压波形、电抗器L1的电流，1-LLC输出电压波形，2-BUCK回路输出电压波形，3-L1电流波形；(b)图中显示开关管Q3、Q4电压电流波形；(c)图中显示二极管D3、D4电压电流波形。由(a)图可以看出，LLC谐振变换电路输出电压稳定，消除了由于BUCK三电平电路的低频脉动对输出电压的影响；同时，由(b)、(c)图可以看出，LLC谐振电路中开关管Q3、Q4能够较好的实现零电压开通，二极管D3、D4能够实现零电流关断，大大提高了整机的效率。
因此，本发明的三电平BUCK电路控制方法可以实现对于输出电容C1、C2的输出电压良好的均压、稳压控制；同时，该充电机控制方法消除了由于三电平BUCK电路的低频脉动对输出电压的影响，输出电压稳定，开关管Q3、Q4能够较好的实现零电压开通，二极管D3、D4能够实现零电流关断，大大提高了整机的效率，提高了BUCK电路与后级谐振电路的耦合控制。
同时，基于上述的充电机控制方法，本发明还提供了相应的控制系统，充电机电路采用上述的三电平BUCK电路+LLC谐振变换电路；对于三电平BUCK电路控制，系统主要包括：
电压环调节器：用于将电压值U1与电压值U2的和值作为电压反馈值U1_feedback，并将电压反馈值U1_feedback与给定的电压目标值U1_ref作为电压环输入，进行PI调节后，生成电流目标值iL_ref1；
电流环调节器：用于将电流值iL作为电流反馈值iL_feedback1，并将电流反馈值iL_feedback1与电流目标值iL_ref1代入电流环，进行PI调节后，得到电流环输出值。
前馈均压环：用于将前馈均压环输出值作为前馈电压补偿值U* 1_ref，将前馈电压补偿值U* 1_ref与给定的均压目标值U1_ref之间的偏差ΔU1作为前馈均压环的输入，进行PID闭环调节后，得到三电平BUCK电路的前馈电压补偿值U* 1_ref。
三电平BUCK电路PWM控制器：用于设定三电平BUCK电路PWM调制载波电压上限比较值Cmp1与电压下限比较值Cmp2，设定大于等于电压上限比较值Cmp1或小于等于电压下限比较值Cmp2时，控制开关管Q1、Q2交错开通，开关管Q1的开通时间TonQ1与开关管Q2的开通时间TonQ2相同，控制开关管Q1、Q2的脉冲信号相角相差180°，进行PWM调制，生成驱动信号控制开关管Q1、Q2通断。
对于谐振变换电路控制，系统主要包括：
前馈电压环：与前馈均压环级联，用于将前馈均压环的输出前馈电压补偿值U* 1_ref作为给定的谐振变换电路的电压目标值U2_ref，将前馈电压环输出值作为前馈电压补偿值Uout，将前馈电压补偿值Uott与给定的电压目标值U2_ref之间的偏差ΔU2作为前馈电压环的输入，进行PID闭环调节后，得到LLC谐振变换电路的前馈电压补偿值Uott。
谐振变换电路PWM控制器：用于接收LLC谐振变换电路前馈电压环输出的前馈电压补偿信号，修正LLC谐振变换电路开关管的PWM占空比，调节LLC谐振变换电路的输出电压、电流。
需要注意的是，本发明提供的三电平BUCK电路控制方法、充电机控制方法、充电机控制系统同样适用于三电平BUCK电路+LCC谐振电路，在此不再单独描述。
综上可知，本发明针对三电平BUCK电路的均压稳压问题，提供了一种三电平BUCK电路控制方法，通过增加均压闭环和硬件中降低均压电阻R1、R2的阻值，通过给定参考电压
Figure BDA0002433373110000161
以保证三电平BUCK电路前端均压电容电压U1、U2均分。同时，通过将三电平BUCK电路两开关管的开通和关断时间进行对称控制，使通过续流电抗器电流iL连续且降低电流脉动幅值，降低三电平BUCK电路输出电压的低频脉动。
同时，对于三电平BUCK电路与后级谐振电路的级联耦合控制问题，本发明提供了一种充电机控制方法，在三电平BUCK电路闭环控制的基础上，级联电压闭环，将三电平BUCK电路的前馈电压补偿值U* 1_ref作为给定的谐振变换电路的电压目标值U2_ref，将前馈电压环输出值作为前馈电压环的前馈电压补偿值Uout，将前馈电压补偿值Uott与给定的电压目标值U2_ref之间的偏差ΔU2作为前馈电压环的输入，进行PID闭环调节后，得到前馈电压补偿值Uout。增加闭环补偿后，对谐振变换电路中开关管Q3、Q4的开通占空比进行修正，并做限幅处理，保证了谐振电路的有效性，消除了由于三电平BUCK电路的低频脉动对输出电压的影响，输出电压稳定，提高了BUCK电路与后级谐振电路的耦合控制。同时，根据上述的充电机控制方法，本发明还提供了相应的控制系统，对充电机电路进行均压、稳压控制。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非是对本发明作其它形式的限制，任何熟悉本专业的技术人员可能利用上述揭示的技术内容加以变更或改型为等同变化的等效实施例应用于其它领域，但是凡是未脱离本发明技术方案内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与改型，仍属于本发明技术方案的保护范围。

Claims (14)

1.一种三电平BUCK电路控制方法，其特征在于，包括：
采集三电平BUCK电路输入电压Uin,给定三电平BUCK电路均压目标值U1_ref，U1_ref＝Uin/2；
分别对两均压电容进行PID闭环电压控制，使各均压电容的输出电压均为Uin/2，修正两开关管的PWM占空比：将前馈均压环输出值作为前馈电压补偿值U* 1_ref，将前馈电压补偿值U* 1_ref与给定的均压目标值U1_ref之间的偏差ΔU1作为前馈均压环的输入，进行PID闭环调节后，得到前馈电压补偿值U* 1_ref，则
Figure FDA0002433373100000011
Figure FDA0002433373100000012
其中，
Figure FDA0002433373100000013
为修正后的三电平BUCK电路开关管的PWM占空比，kp1、ki1为PID调节系数。
2.根据权利要求1所述的三电平BUCK电路控制方法，其特征在于，在均压电容输出电压降低时，控制减小开关管的PWM占空比；在均压电容输出电压升高时，控制增大开关管的PWM占空比。
3.根据权利要求1或2所述的三电平BUCK电路控制方法，其特征在于，给定PWM调制载波电压上限比较值Cmp1、与电压下限比较值Cmp2，选择控制芯片中定时器为递增或递减的计数模式，设定大于等于电压上限比较值Cmp1或小于等于电压下限比较值Cmp2时，控制开关管Q1、Q2交错开通，使开关管Q1的开通时间TonQ1与开关管Q2的开通时间TonQ2相同，即TonQ1＝TonQ2，控制开关管Q1、Q2的脉冲信号相角相差180°，对两开关管Q1、Q2的开通和关断时间进行对称控制，使通过续流电抗器电流iL连续且降低电流脉动幅值，降低三电平BUCK电路输出电压的低频脉动。
4.根据权利要求3所述的三电平BUCK电路控制方法，其特征在于，该方法还包括：采用电压外环、电流内环、前馈均压环三环控制，具体为：
采集均压电容C1的电压值U1，均压电容C2的电压值U2，以及续流电抗器L1的电流值iL；
将电压值U1与电压值U2的和值作为电压反馈值U1_feedback，并将电压反馈值U1_feedback与给定的电压目标值U1_ref作为电压环输入，进行PI调节后，将电压环输出值作为电流环的电流目标值iL_ref1；
将电流值iL作为电流反馈值iL_feedback1，并将电流反馈值iL_feedback1与电流目标值iL_ref1代入电流环，进行PI调节后，将前馈均压环输出的前馈电压补偿值U* 1_ref与电流环输出值进行求和或偏差值生成调制信号，进行PWM调制，生成驱动信号控制开关管Q1、Q2通断。
5.根据权利要求1所述的三电平BUCK电路控制方法，其特征在于，该方法还包括：
在均压电容C1、C2不变的情况下，降低均压电阻R1、R2的阻值，减小均压电容C1、C2的充电时间常数，减小均压调整时间。
6.一种充电机电路控制方法，所述充电机电路采用三电平BUCK电路+LLC或LCC谐振变换电路，三电平BUCK电路采用权利要求1-5任一项所述的三电平BUCK电路控制方法；其特征在于：该方法包括：
对谐振变换电路进行PID闭环电压控制，修正谐振变换电路的开关管PWM占空比：将三电平BUCK电路前馈均压环的前馈电压补偿值U* 1_ref作为给定的谐振变换电路的电压目标值U2_ref，将前馈电压环输出值作为前馈电压环的前馈电压补偿值Uout，将前馈电压补偿值Uout与给定的电压目标值U2_ref之间的偏差ΔU2作为前馈电压环的输入，进行PID闭环调节后，得到前馈电压补偿值Uout，则
Figure FDA0002433373100000031
Figure FDA0002433373100000032
其中:
Figure FDA0002433373100000033
Figure FDA0002433373100000034
为修正后的谐振变换电路的开关管PWM占空比，kp2、ki2为PID调节系数。
7.一种充电机控制系统，采用权利要求6所述的充电机电路控制方法，包括充电机电路，所述充电机电路采用三电平BUCK电路+LLC或LCC谐振变换电路；其特征在于，系统还包括：
前馈均压环：用于将前馈均压环输出值作为前馈电压补偿值U* 1_ref，将前馈电压补偿值U* 1_ref与给定的均压目标值U1_ref之间的偏差ΔU1作为前馈均压环的输入，进行PID闭环调节后，得到三电平BUCK电路的前馈电压补偿值U* 1_ref。
8.根据权利要求7所述的充电机控制系统，其特征在于，系统还包括：
三电平BUCK电路PWM控制器：用于设定三电平BUCK电路PWM调制载波电压上限比较值Cmp1与电压下限比较值Cmp2，设定大于等于电压上限比较值Cmp1或小于等于电压下限比较值Cmp2时，控制开关管Q1、Q2交错开通，开关管Q1的开通时间TonQ1与开关管Q2的开通时间TonQ2相同，控制开关管Q1、Q2的脉冲信号相角相差180°，进行PWM调制，生成驱动信号控制开关管Q1、Q2通断。
9.根据权利要求8所述的充电机控制系统，其特征在于，系统还包括：
电压环调节器：用于将电压值U1与电压值U2的和值作为电压反馈值U1_feedback，并将电压反馈值U1_feedback与给定的电压目标值U1_ref作为电压环输入，进行PI调节后，生成电流目标值iL_ref1；
电流环调节器：用于将电流值iL作为电流反馈值iL_feedback1，并将电流反馈值iL_feedback1与电流目标值iL_ref1代入电流环，进行PI调节后，得到电流环输出值。
10.根据权利要求7-9任一项所述的充电机控制系统，其特征在于，系统还包括：
前馈电压环：与前馈均压环级联，用于将前馈均压环的输出前馈电压补偿值U* 1_ref作为给定的谐振变换电路的电压目标值U2_ref，将前馈电压环输出值作为前馈电压补偿值Uout，将前馈电压补偿值Uout与给定的电压目标值U2_ref之间的偏差ΔU2作为前馈电压环的输入，进行PID闭环调节后，得到谐振变换电路的前馈电压补偿值Uout。
11.根据权利要求10所述的充电机控制系统，其特征在于，系统还包括：
谐振变换电路PWM控制器：用于接收谐振变换电路前馈电压环输出的前馈电压补偿信号，修正谐振变换电路开关管的PWM占空比，调节谐振变换电路的输出电压、电流。
12.根据权利要求7所述的充电机控制系统，其特征在于，所述三电平BUCK电路包括：
均压电阻R1、R2及均压电容C1、C2组成半桥均压电路，均压电阻R1、R2串联后的中点连接均压电容C1、C2串联后的中点；
开关管Q1、续流二极管D1、以及续流电抗器L1组成第一BUCK斩波电路，开关管Q1的集电极连接均压电容C1正极端，发射极连接续流二极管D1阴极与续流电抗器L1；开关管Q2、续流二极管D2、以及续流电抗器L1组成第二BUCK斩波电路，开关管Q2的发射极连接均压电容C2负极端，集电极连接续流二极管D2阳极；均压电容C1、C2串联后的中点连接续流二极管D1、D2串联后的中点；所述第一BUCK斩波电路与所述第二BUCK斩波电路并联后组成三电平BUCK电路。
13.根据权利要求12所述的充电机控制系统，其特征在于，所述LLC谐振变换电路包括：支撑电容FC、H桥逆变电路、隔直电容Cr、谐振电感Lr与Lm、以及变压器TM；
支撑电容FC、H桥逆变电路并联至三电平BUCK电路输出侧；
H桥逆变电路超前臂Q3的中性点与滞后臂Q4的中性点之间串联有隔直电容Cr、谐振电感Lr以及谐振电感Lm，谐振电感Lm两端分别连接变压器TM原边绕组两个输入端。
14.根据权利要求13所述的充电机控制系统，其特征在于，所述LCC谐振变换电路包括：支撑电容FC、H桥逆变电路、谐振电容Cs与Cp、谐振电感Lr、以及变压器TM；
支撑电容FC、H桥逆变电路并联至三电平BUCK电路输出侧；
H桥逆变电路超前臂Q3的中性点与滞后臂Q4的中性点之间串联有谐振电容Cs、谐振电感Lr以及谐振电容Cp，谐振电容Cp两端分别连接变压器TM原边绕组两个输入端。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115603587A (zh) * 2022-10-27 2023-01-13 北京智芯微电子科技有限公司（Cn） 低emi的变换器电路、电子装置、芯片及电力传输系统
CN115995955A (zh) * 2023-03-23 2023-04-21 茂睿芯（深圳）科技有限公司 基于固定关断时间的功率因数校正变换器及其控制方法

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN206650590U (zh) * 2017-04-24 2017-11-17 株洲中车时代电气股份有限公司 低地板车辅助变流器

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN206650590U (zh) * 2017-04-24 2017-11-17 株洲中车时代电气股份有限公司 低地板车辅助变流器

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
罗成渝: "《Buck三电平直流变换器的双闭环控制设计》", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库(电子期刊)》 *

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115603587A (zh) * 2022-10-27 2023-01-13 北京智芯微电子科技有限公司（Cn） 低emi的变换器电路、电子装置、芯片及电力传输系统
CN115995955A (zh) * 2023-03-23 2023-04-21 茂睿芯（深圳）科技有限公司 基于固定关断时间的功率因数校正变换器及其控制方法
CN115995955B (zh) * 2023-03-23 2023-06-06 茂睿芯（深圳）科技有限公司 基于固定关断时间的功率因数校正变换器及其控制方法

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