CN116015047A - 基于混合模式的单相功率因数校正变换器和控制方法 - Google Patents

Abstract

一种基于混合模式的单相功率因数校正变换器和控制方法，计算变换器的关断占空比，继而得到变换器的导通占空比，在CRM模式下，在电感电流的过零点或开关管Q1的漏源极电压为波形谷底时对PWM载波进行复位，得到重置后的PWM载波，根据PWM载波和重置后的PWM载波的峰值确定CRM补偿系数，在DCM模式下，获取在一个开关周期中电感电流大于0时间的占比，得到DCM补偿系数，对导通占空比进行补偿，基于补偿后的导通占空比与重置后的PWM载波的关系，生成PWM控制信号，以实现变换器在DCM、CRM、CCM多模式自然过渡工作。

Description

基于混合模式的单相功率因数校正变换器和控制方法

技术领域

本发明涉及变换器技术领域，具体涉及一种基于混合模式的单相功率因数校正变换器和控制方法。

背景技术

在固定频率的电流连续模式的功率因数校正（PFC）控制中，通常只能在中高负载情况下得到较好的谐波电流畸变率（ithd）和功率因数（PF值）。然而，变换器在高压输入或者轻负载的情况下，变换器中电感的电流将不能一直保持在连续电流状态（CCM模式：连续导通模式），更多的是运行在电流非连续状态（DCM模式：非连续导通模式），因此会明显的影响到在高压或轻负载情况下的功率因数校正的控制效果，导致输入电流谐波增大和其它电性能参数指标的劣化，同时还会带来开关管的损耗，不能优化全负载范围的变换效率。

如图1所示，图1是典型的单相电网输入基于BOOST变换器的功率因数校正电路的原理图。图2和图3分别是是电感电流在CCM模式和DCM模式工作的波形，其中A为电感电流，B为电感电流的平均值，C为BOOST变换器中开关管的漏极（D）和源极（S）之间的电压Vds，从图中可以看出，在CCM模式时，PFC的控制效果不错，但是在DCM模式时，在DCM和CCM区域因为两种模式的电流平均值的计算方法不一致所以导致了电流波形不连续，因此看到DCM模式时PFC的控制效果较为恶劣。

同时，在高压输入或轻负载工作时，以固定频率模式工作，效率也不如能实现接近ZVS的CRM模式（临界导通模式）工作。此外，CRM模式的电感峰值电流很大，基本上不适应应用在500W以上的PFC应用。同时CRM模式的控制方法也与CCM模式的控制方法不能兼容，因此，现有技术很难做到CRM、CCM和DCM的混合控制。

发明内容

本发明旨在提供一种混合模式的单相功率因数校正变换器，能够实现DCM、CRM、CCM多模式自然过渡工作。

根据第一方面，一种实施例中提供一种基于混合模式的单相功率因数校正变换器，包括：

交流输入端，用于获取单相交流信号；

整流模块，用于将所述单相交流信号整流为直流信号；

升压变换模块，包括电感L1和开关管Q1，所述电感L1的一端用于获取所述直流信号，电感L1的另一端连接开关管Q1的第一极，开关管Q1的第二极连接地，所述升压变换模块用于通过开关管Q1的导通和关断对所述直流信号进行升压变换，以得到输出电压；

控制模块，用于获取流过所述电感L1的电感电流和所述变换器的电压环的输出值；基于所述电感电流的电流值和所述变换器的电压环的输出值，确定所述开关管Q1在一个开关周期的关断占空比，继而得到所述开关管Q1在一个开关周期的导通占空比；

所述控制模块还用于获取PWM载波，并在监测到所述电感电流为零或捕获到开关管Q1的漏源极电压Vds为波形谷底时，对所述PWM载波进行复位操作，得到重置后的PWM载波；获取重置前的所述PWM载波和重置后的PWM载波的峰值，并根据所述PWM载波和重置后的PWM载波的峰值确定CRM补偿系数；

所述控制模块还用于获取在所述开关管Q1一个开关周期中所述电感电流大于0对应时间的占比，得到DCM补偿系数；

所述控制模块还用于基于CRM补偿系数、DCM补偿系数对所述开关管Q1在一个开关周期的导通占空比进行补偿，得到补偿后的导通占空比；基于所述补偿后的导通占空比与重置后的PWM载波的关系，生成并输出PWM控制信号，所述PWM控制信号用于控制所述开关管Q1的导通和关断。

根据第二方面，一种实施例中提供一种基于混合模式的单相功率因数校正变换器的控制方法，包括：

获取所述变换器中流过电感L1的电感电流和所述变换器的电压环的输出值；基于所述电感电流的电流值和所述变换器的电压环的输出值，确定所述变换器中开关管Q1在一个开关周期的关断占空比，继而得到所述开关管Q1在一个开关周期的导通占空比；

获取PWM载波，并在监测到所述电感电流为零或捕获到开关管Q1的漏源极电压Vds为波形谷底时，对所述PWM载波进行复位操作，得到重置后的PWM载波；获取重置前的PWM载波和重置后的PWM载波的峰值，并根据所述PWM载波和重置后的PWM载波的峰值确定CRM补偿系数；

获取所述开关管Q1在一个开关周期中所述电感电流大于0对应时间的占比，得到DCM补偿系数；

基于CRM补偿系数、DCM补偿系数对所述开关管Q1在一个开关周期的导通占空比进行补偿，得到补偿后的导通占空比；基于所述补偿后的导通占空比与重置后的PWM载波的关系，生成并输出PWM控制信号，所述PWM控制信号用于控制所述开关管Q1的导通和关断。

根据第三方面，一种实施例中提供一种基于输入阻抗的全负载功率因数校正变换器,包括：

交流输入端，用于获取单相交流信号；

整流模块，用于将所述单相交流信号整流为直流信号；

升压变换模块，包括电感L1和开关管Q1，所述电感L1的一端用于获取所述直流信号，电感L1的另一端连接开关管Q1的第一极，开关管Q1的第二极连接地，所述升压变换模块用于通过开关管Q1的导通和关断对所述直流信号进行升压变换，以得到输出电压；

控制模块，用于获取流过所述电感L1的电感电流和所述变换器的电压环的输出值；基于所述电感电流的电流值和所述变换器的电压环的输出值，确定所述开关管Q1在一个开关周期的关断占空比，继而得到所述开关管Q1在一个开关周期的导通占空比；

所述控制模块还用于获取在所述开关管Q1一个开关周期中所述电感电流大于0对应时间的占比，得到DCM补偿系数；

所述控制模块还用于基于DCM补偿系数对所述开关管Q1在一个开关周期的导通占空比进行补偿，得到补偿后的导通占空比；获取PWM载波，基于所述补偿后的导通占空比与PWM载波的关系，生成并输出PWM控制信号，所述PWM控制信号用于控制所述开关管Q1的导通和关断。

在一实施例中，所述控制模块包括：低通滤波器LPF3、除法器Divide、限幅器Saturation1和比较器Comparator1；

所述低通滤波器LPF3用于获取所述电感电流iL_sen，对所述电管电流iL_sen进行低通滤波处理后，输出低通滤波处理后的电感电流的平均值；

所述除法器Divide用于获取低通滤波处理后的电感电流的平均值和所述变换器的电压环的输出值vloop，将低通滤波处理后的电感电流除以所述变换器的电压环的输出值vloop，输出所述开关管Q1在一个开关周期的关断占空比Doff；

所述限幅器Saturation1用于对开关管Q1在一个开关周期的关断占空比Doff进行限幅处理，得到限幅处理后的关断占空比Doff；

所述比较器Comparator1用于获取限幅处理后的关断占空比Doff和开关管Q1允许的最大导通占空比Dmax，将所述开关管Q1允许的最大导通占空比Dmax减去所述限幅处理后的关断占空比Doff，得到所述开关管Q1在一个开关周期的导通占空比Don。

在一实施例中，所述控制模块还包括：比较器CC2、低通滤波器LPF2_5K、限幅器Saturation2、乘法器multiplier、限幅器Saturation3、减法器Comparator2和SR触发器SRFlip-flop；

所述比较器CC2的输入端获取电感电流iL的瞬时值；

所述低通滤波器LPF2_5K的输入端连接所述比较器CC2的输出端；

所述限幅器Saturation2的输入端连接所述低通滤波器LPF2_5K的输出端；

所述乘法器multiplier的一个输入端连接所述比较器Comparator1的输出端，乘法器multiplier的另一个输入端连接所述限幅器Saturation2的输出端；所述乘法器multiplier的输出端用于输出DCM补偿系数；

所述限幅器Saturation3的输入端连接所述乘法器multiplier的输出端；

所述比较器Comparator2的一个输入端用于获取PWM载波，减法器Comparator2的另一个输入端连接限幅器Saturation3的输出端；

所述SR触发器SR Flip-flop的R端连接所述减法器Comparator2的输出端，SR触发器SR Flip-flop的Q端输出PWM控制信号。

在一实施例中，所述控制模块还包括：积分器Integrator和比较器CC1；

所述积分器Integrator的输入端获取一频率设定值；

所述比较器CC1的输入端连接积分器Integrator的输出端，比较器CC1的输出端连接积分器Integrator的复位端；其中，当积分器Integrator输入的PWM载波的值大于预设值时，比较器CC1输出高电平至积分器Integrator的复位端，积分器Integrator被复位，以使PWM载波被复位到从0开始积分增大，所述积分器Integrator的输出端用于输出峰值为预设值的PWM载波。

根据第四方面，一种实施例中提供一种基于输入阻抗的全负载功率因数校正变换器的控制方法，包括：

获取流过所述电感L1的电感电流和所述变换器的电压环的输出值；基于所述电感电流的电流值和所述变换器的电压环的输出值，确定所述开关管Q1在一个开关周期的关断占空比，继而得到所述开关管Q1在一个开关周期的导通占空比；

获取在所述开关管Q1一个开关周期中所述电感电流大于0对应时间的占比，得到DCM补偿系数；

基于DCM补偿系数对所述开关管Q1在一个开关周期的导通占空比进行补偿，得到补偿后的导通占空比；获取PWM载波，基于所述补偿后的导通占空比与PWM载波的关系，生成并输出PWM控制信号，所述PWM控制信号用于控制所述开关管Q1的导通和关断。

在一实施例中，所述基于所述电感电流的电流值和所述变换器的电压环的输出值，确定所述开关管Q1在一个开关周期的关断占空比包括：

将所述电感电流的电流值和所述变换器的电压环的输出值的比值作为开关管Q1在一个开关周期的关断占空比，其中所述关断占空比满足大于0且小于1。

在一实施例中，所述DCM补偿系数对所述开关管Q1在一个开关周期的导通占空比进行补偿，得到补偿后的导通占空比包括：

所述DCM补偿系数和所述开关管Q1在一个开关周期的导通占空比进行相乘，得到补偿后的导通占空比。

依据上述实施例的基于混合模式的单相功率因数校正变换器和控制方法，首先，在基于输入阻抗的控制方式下计算得到变换器的关断占空比，继而得到变换器的导通占空比，其次，在CRM模式下，在电感电流的过零点或开关管Q1的漏源极电压Vds为波形谷底对PWM载波进行复位操作，从而得到重置后的PWM载波，再根据PWM载波和重置后的PWM载波的峰值确定CRM补偿系数，然后，在DCM模式下，获取在一个开关周期中电感电流大于0对应时间的占比，得到DCM补偿系数，最后，基于CRM补偿系数、DCM补偿系数对导通占空比进行补偿，基于补偿后的导通占空比与重置后的PWM载波的关系，生成并输出PWM控制信号，以实现变换器在DCM、CRM、CCM多模式自然过渡工作。

附图说明

图1为典型的单相电网输入基于BOOST变换器的功率因数校正电路的原理图；

图2为电感电流在CCM模式工作的波形示意图；

图3为电感电流在DCM模式工作的波形示意图；

图4为本发明实施例的基于混合模式的单相功率因数校正变换器的结构示意图；

图5为基于输入阻抗的变换器控制原理图；

图6为导通占空比Don与PWM载波的波形示意图；

图7为采用电感电流过零点复位PWM载波的控制原理图；

图8为采用可复位积分器实现电感电流过零点复位PWM载波的控制框图；

图9为CCM模式、CRM模式和DCM模式下对应的开关频率和PWM载波示意图；

图10当电感电流过零点时复位PWMRAMP时补偿前后的Don和PWM载波示意图；

图11为补偿前和补偿后一个开关周期中Don和Doff的示意图；

图12为采用采样保持获取PWMRAMP峰值的框图；

图13为基于输入阻抗的在CRM模式下的控制原理框图；

图14为钳位最高开关频率后开关频率与交流输入端电压的波形示意图；

图15为在CRM模式下电感电流与开关周期的示意图；

图16为在DCM模式下电感电流和开关周期的示意图；

图17为一种实施例的控制模块实现的控制框图；

图18为经过最大频率限制的PWM载波信号生成的控制框图；

图19为基于混合模式的单相功率因数校正变换器的效果示意图；

图20为本发明实施例的一种基于混合模式的单相功率因数校正变换器的控制方法流程图；

图21为另一种实施例的控制模块实现的控制框图；

图22为未引入DCM补偿系数的功率因数校正变换器的控制效果示意图；

图23为引入DCM补偿系数后的功率因数校正变换器的控制效果示意图；

图24为DCM模式工况下引入DCM补偿系数前后的控制效果示意图；

图25为DCM模式和CCM模式混合工况下引入DCM补偿系数前后的控制效果示意图；

图26为CCM模式工况下引入DCM补偿系数前后的控制效果示意图；

图27为本发明实施例提供的基于输入阻抗的全负载功率因数校正变换器的控制方法流程图。

具体实施方式

下面通过具体实施方式结合附图对本发明作进一步详细说明。其中不同实施方式中类似元件采用了相关联的类似的元件标号。在以下的实施方式中，很多细节描述是为了使得本申请能被更好的理解。然而，本领域技术人员可以毫不费力的认识到，其中部分特征在不同情况下是可以省略的，或者可以由其他元件、材料、方法所替代。在某些情况下，本申请相关的一些操作并没有在说明书中显示或者描述，这是为了避免本申请的核心部分被过多的描述所淹没，而对于本领域技术人员而言，详细描述这些相关操作并不是必要的，他们根据说明书中的描述以及本领域的一般技术知识即可完整了解相关操作。

另外，说明书中所描述的特点、操作或者特征可以以任意适当的方式结合形成各种实施方式。同时，方法描述中的各步骤或者动作也可以按照本领域技术人员所能显而易见的方式进行顺序调换或调整。因此，说明书和附图中的各种顺序只是为了清楚描述某一个实施例，并不意味着是必须的顺序，除非另有说明其中某个顺序是必须遵循的。

本文中为部件所编序号本身，例如“第一”、“第二”等，仅用于区分所描述的对象，不具有任何顺序或技术含义。而本申请所说“连接”、“联接”，如无特别说明，均包括直接和间接连接（联接）。

实施例一：

在本发明实施例中，在CRM模式，在监测到电感电流为零或捕获到开关管Q1的漏源极电压Vds为波形谷底时，对PWM载波进行复位操作，以获取重置后的PWM载波，并根据PWM载波和重置后的PWM载波的峰值确定CRM补偿系数；在DCM模式，获取一个开关周期中电感电流大于0对应时间的占比，得到DCM补偿系数，基于CRM补偿系数、DCM补偿系数对开关管Q1在一个开关周期的导通占空比进行补偿，解决了在高压输入和轻负载情况下输入电流谐波失真大，功率因数低，工作效率低的问题，同时在中高负载的情况下又能自然的过渡到CCM模式工作，能实现输入电流低谐波失真，高功率因数值，电感电流低纹波电流的优势，适应150W-3KW的单相功率因数校正变换器的应用。

请参考图4，图4为一种实施例的基于混合模式的单相功率因数校正变换器的结构示意图，以下简称变换器，变换器包括：交流输入端V_ac、整流模块101、升压变换模块102、控制模块103和负载Rload；其中，交流输入端V_ac连接整流模块101的输入端，整流模块101的输出端连接升压变换模块102的输入端，升压变换模块102的输出端连接负载Rload，下面对各个模块具体说明。

交流输入端V_ac用于获取单相交流信号。

整流模块101用于将单相交流信号整流为直流信号。如图4所示，整流模块101可采用二极管D1、二极管D2、二极管D3和二极管D4组成的整流桥电路，在其他实施例中，整流模块101也可以采用现有的任一整流电路，此处不再赘述。

升压变换模块102包括电感L1和开关管Q1，开关管Q1包括第一极、第二极和控制极，电感L1的一端用于获取所述直流信号，电感L1的另一端连接开关管Q1的第一极，开关管Q1的第二极连接地，开关管Q1的控制极连接控制模块103的输出端。升压变换模块102用于通过开关管Q1的导通和关断对所述直流信号进行升压变换，以得到输出电压。本实施例中的升压变换模块102可以是BOOST变换器电路，其中，电感L1上的电感电流iL可通过电流采样器A采样，得到采样电感电流iL_sen，升压变换模块102输出的输出电压可通过电压采样器V进行采样，得到采样输出电压Vo_sen。

控制模块103用于获取流过电感L1的电感电流和变换器的电压环的输出值；基于电感电流的电流值和变换器的电压环的输出值，确定开关管Q1在一个开关周期的关断占空比，继而得到开关管Q1在一个开关周期的导通占空比。需要说明的是，上述基于电感电流的电流值和变换器的电压环的输出值确定开关管Q1在一个开关周期的关断占空比的控制方式为基于输入阻抗的变换器控制方法，其控制原理如图5所示，其采用Doff = iLavg/Vloop计算出BOOST变换器的关断占空比Doff，通过开关周期Dmax减去关断时间占空比Doff得到导通占空比Don，再使用Don与PWM载波（PWMRAMP）的比较来得到PWM控制信号再去驱动开关管Q1实现功率因素校正的控制效果。其中，iLavg为电感电流的平均值，vloop为变换器的电压环的输出值。图6示出了导通占空比Don与PWM载波的波形示意图。

在上述基于输入阻抗的控制方式的基础上，控制模块103还用于获取PWM载波，并在监测到电感电流为零或捕获到开关管Q1的漏源极电压Vds为波形谷底时，对PWM载波进行复位操作，得到重置后的PWM载波；获取PWM载波和重置后的PWM载波的峰值，并根据PWM载波和重置后的PWM载波的峰值确定CRM补偿系数。

如图7所示，本实施例首先采用电感电流过零点或开关管Q1的漏源极电压Vds为波形谷底（ZCD FLAG）的标识去复位PWMRAMP，获取重置后的PWM载波，从而实现变频控制。在一实施例中，可以采用电感电流采样的零点，也可以使用电感L1的辅助绕组的电压边沿变化来实现电感电流过零点的监测，从而将该过零点作为标识去重置PWMRAMP。例如，使用可复位的积分器，或是使用电流源对电容进行充电的方式对PWMRAMP进行复位，复位积分器是计数器清零，在电路上是把电容上的电荷释放，使其电压为0。如图8所示，当积分器Integrator的输出大于1时，比较器CC1输出高电平，高电平再经过或门OR到积分器Integrator的复位引脚，从而实现对PWMRAMP的复位。其中，pwm_set为ZCD FLAG所产生的PWM RAMP的复位信号，其中，ZCD FLAG是指电感电流过零点或者开关管Q1的Vds为波形谷底对应的复位标识。

当CRM模式的工作频率可以放在高于CCM模式的工作频率上，因此可以把开关管Q1的最低开关频率放在PWMRAMP的自然复位点上，如图8中的积分器的输出大于1的设计。如图9所示，在CRM模式对应的区域中，最低开关频率Freq min为CCM模式的开关频率，最大开关频率Freq max为DCM模式的开关频率，因为CRM区域的开关周期比短后，电感电流过零点或开关管Q1的Vds为波形谷底(ZCD FLAG)去复位PWMRAMP点的位置都会在最低开关频率的PWMRAMP复位点之前，因此通过ZCD FLAG产生的PWM RAMP复位和PWM RAMP计数满自然复位的时间先后顺序实现了最低开关频率钳位功能。

其次，在CRM模式中，对PWMRAMP复位后，还需对开关管Q1的导通占空比Don进行补充，若不进行Don的补偿直接用上述基于输入阻抗的控制方法计算出的Don与重置后的PWM载波进行比较，会导致导通时间TON与关断时间TOFF不符合基于输入阻抗的控制计算函数，从而无法实现功率因数校正的控制效果。如图10所示，当电感电流过零点或开关管Q1的Vds为波形谷底时复位PWMRAMP时，Doff的时间被减小，不是处于CCM模式工作时最低开关频率的Doff，因此需要提取出CRM模式工作时的开关周期长度，并与最低开关频率时的周期长度进行除法得到CRM补偿系数后再去乘以基于输入阻抗控制方法计算出的Don，得到补偿后的Don(Don_coeff)，然后再去与被pwm_set重置后的PWM载波比较得到在CRM模式时正确的Don和Doff。

在一实施例中，获取CRM补偿系数的计算方法可以是：对PWMRAMP进行低通滤波操作后得到PWMRAMP的平均值，然后乘以2后得到PWMRAMP的峰值，因为在CRM模式中PWMRAMP峰值就是开关管Q1的开关周期长度的量化，因此可以用PWMRAMP的峰值除以最低开关频率的PWM RAMP来计算得出在CRM情况下的Don补偿系数，即得到CRM补偿系数。如图11，图11为补偿前和补偿后一个开关周期中Don和Doff的示意图。

在另一实施例中，还可以使用采样保持的方法来获得PWMRAMP的峰值，具体为：当pwm_set复位信号产生后，先用采样保持电路存储该时刻的PWMRAMP峰值，然后pwm_set再复位PWMRAMP，因此使用采样保持的方法就可以获取复位前一时刻的PWM RAMP的峰值，另外为了降低采样保持器上的噪音，需要在输出上串联一个低转折频率的低通滤波器LPF做防抖和抗噪处理，如图12所示。

综上，如图13所示，本实施例提供的基于输入阻抗的在CRM模式下的控制原理框图，其引入了CRM模式下对Don的补偿（Don Comp coefficient）。然而由于CRM模型中电感电流过零点和轻负载时会升高开关频率，导致开关管Q1损耗变大，因此为了实现全范围的效率优化，本实施例钳位了开关管Q1最高的开关频率，其工作示意图如图14，图14中VAC为交流输入端V_ac输入的交流信号的电压，FSW为开关频率。

在上述基于输入阻抗的控制方法和CRM模式下的补偿控制方法基础上，本实施例在DCM模式下，控制模块还用于获取在开关管Q1一个开关周期中电感电流大于0对应时间的占比，得到DCM补偿系数。在一实施例中，可以采用电感电流大于0的比较器得到时间ton+toff，然后根据开关周期tsw=ton+toff+td，通过低通滤波器计算(ton+toff)/(ton+toff+td)的值，从而得到DCM补偿系数。如图15和图16所示，图15示出了在CRM模式下电感电流与开关周期的示意图，图16示出了在DCM模式下电感电流和开关周期的示意图。

在获取到CRM补偿系数和DCM补偿系数后，利用CRM补偿系数和DCM补偿系数乘以导通占空比Don，即可得到补偿后最终的导通占空比，利用该最终的导通占空比与重置后的PWM载波比较，即可得到控制开关管Q1的PWM控制信号，以实现多模式混合的功率因数校正控制。

本实施例中控制模块103还用于基于CRM补偿系数、DCM补偿系数对所述开关管Q1在一个开关周期的导通占空比进行补偿，得到补偿后的导通占空比；基于补偿后的导通占空比与重置后的PWM载波的关系，生成并输出PWM控制信号，其中，PWM控制信号用于控制所述开关管Q1的导通和关断。

请参考图17，图17为控制模块103实现的控制逻辑图，其中，控制模块103包括低通滤波器LPF3、除法器Divide、限幅器Saturation1、比较器Comparator1、或门OR、积分器Integrator、比较器CC1、比较器Comparator2、SR触发器SR Flip-flop、低通滤波器LPF1_5K、增益器Gain、乘法器multiplier、限幅器Saturation2、限幅器Saturation3、低通滤波器LPF2_5K和比较器CC2。

低通滤波器LPF3用于获取电感电流iL_sen，对电感电流iL_sen进行低通滤波处理后，输出低通滤波处理后的电感电流，低通滤波处理后的电感电流为电感电流的平均值。

除法器Divide用于获取低通滤波处理后的电感电流和变换器的电压环的输出值vloop，将低通滤波处理后的电感电流除以变换器的电压环的输出值vloop，输出开关管Q1在一个开关周期的关断占空比Doff。

限幅器用于对开关管Q1在一个开关周期的关断占空比Doff进行限幅处理，得到限幅处理后的关断占空比Doff。

比较器Comparator1用于获取限幅处理后的关断占空比Doff和开关管Q1的周期Dmax，将开关管Q1的周期Dmax减去所述限幅处理后的关断占空比Doff，得到开关管Q1在一个开关周期的导通占空比Don。

以上完成了对在CCM模式下，开关周期的导通占空比Don，下面再通过计算CRM补偿系数和DCM补偿系数，对上述导通占空比Don进行补偿。

或门OR的一个输入端用于获取PWM载波复位信号pwm_set，或门OR的输出端连接积分器Integrator的复位端，积分器Integrator的输入端用于获取PWM载波的工作频率，积分器Integrator的输出端连接比较器CC1的输入端，比较器CC1的输出端连接或门OR的另一输入端。

积分器Integrator的输出端用于输出重置后的PWM载波，积分器Integrator的输出端连接低通滤波器LPF1_5K的输入端，低通滤波器LPF1_5K的输出端用于输出重置后的PWM载波的平均峰值，再将重置后的PWM载波的平均峰输入设置为2的增益器Gain，即得到重置后的PWM载波的峰值，增益器Gain的输出端连接乘法器multiplier的第二输入端。

比较器CC2的输入端用于获取所述电感电流，比较器CC2的输出端连接低通滤波器LPF2_5K，低通滤波器LPF2_5K的输出端连接限幅器Saturation2的输入端，限幅器Saturation2的输出端连接乘法器multiplier的第三输入端。

乘法器multiplier的第一输入端连接比较器Comparator1的输出端，乘法器multiplier的输出端连接限幅器Saturation3的输入端，限幅器Saturation3的输出端连接比较器Comparator2的一个输入端，积分器Integrator的输出端还连接比较器Comparator2的另一个输入端。

比较器Comparator2的输出端连接SR触发器SR Flip-flop的R端，所述或门OR的输出端还连接SR触发器SR Flip-flop的S端，SR触发器SR Flip-flop的Q端用于输出PWM控制信号。

此外，还需要说明的是，如图18，本实施例中输入或门OR的一个输入端的PWM载波pwm_set是经过最大频率限制的，其最大频率限制的控制框图如图18所示，本实施例不再赘述。

请参考图19，图19为本实施提供的基于混合模式的单相功率因数校正变换器的效果示意图，图19中的CH1为单相电网输入的交流信号的电流（IAC）和电压（VAC）的波形示意图，CH2为在CCM、CRM、DCM模式下电感电流的波形示意图，CH3为 PWM载波（PWMRAMP）的波形示意图。

请参考图20，本发明实施例还提供了一种基于混合模式的单相功率因数校正变换器的控制方法，其应用于基于混合模式的单相功率因数校正变换器，控制方法包括步骤201至步骤204，下面详细说明。

步骤201：获取变换器中流过电感L1的电感电流和变换器的电压环的输出值；基于电感电流的电流值和所述变换器的电压环的输出值，确定变换器中开关管Q1在一个开关周期的关断占空比，继而得到开关管Q1在一个开关周期的导通占空比。

步骤202：获取PWM载波，并在监测到电感电流为零或捕获到开关管Q1的漏源极电压Vds为波形谷底时，对PWM载波进行复位操作，得到重置后的PWM载波；获取重置前的PWM载波和重置后的PWM载波的峰值，并根据PWM载波和重置后的PWM载波的峰值确定CRM补偿系数。

步骤203：获取开关管Q1在一个开关周期中所述电感电流大于0对应时间的占比，得到DCM补偿系数。

步骤204：基于CRM补偿系数、DCM补偿系数对所述开关管Q1在一个开关周期的导通占空比进行补偿，得到补偿后的导通占空比；基于补偿后的导通占空比与重置后的PWM载波的关系，生成并输出PWM控制信号，其中，PWM控制信号用于控制所述开关管Q1的导通和关断。

需要说明的是，上述方法步骤的具体实施方式已在上述实施例中进行了详细说明，此处不再赘述。

实施例二：

请参考图4，图4是一种实施例的基于混合模式的单相功率因数校正变换器的结构示意图，以下简称变换器，变换器包括：交流输入端V_ac、整流模块101、升压变换模块102、控制模块103和负载Rload；其中，交流输入端V_ac连接整流模块101的输入端，整流模块101的输出端连接升压变换模块102的输入端，升压变换模块102的输出端连接负载Rload，下面对各个模块具体说明。

交流输入端V_ac用于获取单相交流信号。

整流模块101用于将单相交流信号整流为直流信号。如图4所示，整流模块101可采用二极管D1、二极管D2、二极管D3和二极管D4组成的整流桥电路，在其他实施例中，整流模块101也可以采用现有的任一整流电路，此处不再赘述。

升压变换模块102包括电感L1和开关管Q1，开关管Q1包括第一极、第二极和控制极，电感L1的一端用于获取所述直流信号，电感L1的另一端连接开关管Q1的第一极，开关管Q1的第二极连接地，开关管Q1的控制极连接控制模块103的输出端。升压变换模块102用于通过开关管Q1的导通和关断对所述直流信号进行升压变换，以得到输出电压。本实施例中的升压变换模块102可以是BOOST变换器电路，其中，电感L1上的电感电流iL可通过电流采样器A采样，得到采样电感电流iL_sen，升压变换模块102输出的输出电压可通过电压采样器V进行采样，得到采样输出电压Vo_sen。

控制模块103用于获取流过电感L1的电感电流和变换器的电压环的输出值；基于电感电流的电流值和变换器的电压环的输出值，确定开关管Q1在一个开关周期的关断占空比，继而得到开关管Q1在一个开关周期的导通占空比。需要说明的是，上述基于电感电流的电流值和变换器的电压环的输出值确定开关管Q1在一个开关周期的关断占空比的控制方式为基于输入阻抗的变换器控制方法，其控制原理如图5所示，其采用Doff = iLavg/Vloop计算出BOOST变换器的关断占空比Doff，通过开关周期Dmax减去关断时间占空比Doff得到导通占空比Don，再使用Don与PWM载波（PWMRAMP）的比较来得到PWM控制信号再去驱动开关管Q1实现功率因素校正的控制效果。其中，iLavg为电感电流的平均值，vloop为变换器的电压环的输出值。图6示出了导通占空比Don与PWM载波的波形示意图。

在上述基于输入阻抗的控制方式的基础上，控制模块103还用于获取在开关管Q1一个开关周期中电感电流大于0对应时间的占比，得到DCM补偿系数。在一实施例中，可以采用电感电流大于0的比较器得到时间ton+toff，然后根据开关周期tsw=ton+toff+td，通过低通滤波器计算(ton+toff)/(ton+toff+td)的值，从而得到DCM补偿系数。如图15和图16所示，图15示出了在CRM模式下电感电流与开关周期的示意图，图16示出了在DCM模式下电感电流和开关周期的示意图。

在获取到DCM补偿系数后，利用DCM补偿系数乘以导通占空比Don，即可得到补偿后最终的导通占空比，利用该最终的导通占空比与PWM载波比较，即可得到控制开关管Q1的PWM控制信号，以实现多模式混合的功率因数校正控制。

本实施例中控制模块103还用于基于DCM补偿系数对开关管Q1在一个开关周期的导通占空比进行补偿，得到补偿后的导通占空比；基于补偿后的导通占空比与PWM载波的关系，生成并输出PWM控制信号，其中，PWM控制信号用于控制开关管Q1的导通和关断。

因此，在图17的基础上，本实施例提供了控制模块103的控制逻辑图，请参考图21，其中，控制模块103包括：低通滤波器LPF3、除法器Divide、限幅器Saturation1、比较器Comparator3、比较器Comparator1、比较器CC1、低通滤波器LPF2_5K、限幅器Saturation2、乘法器multiplier、限幅器Saturation3、比较器Comparator2、SR触发器SR Flip-flop、积分器Integrator和比较器CC2。

首先说明控制模块103生成开关管Q1在一个开关周期的导通占空比Don的控制逻辑。

低通滤波器LPF3用于获取电感电流iL_sen，对电管电流iL_sen进行低通滤波处理后，输出低通滤波处理后的电感电流的平均值。

除法器Divide用于获取低通滤波处理后的电感电流的平均值和变换器的电压环的输出值vloop，将低通滤波处理后的电感电流除以所述变换器的电压环的输出值vloop，输出开关管Q1在一个开关周期的关断占空比Doff。

限幅器Saturation1用于对开关管Q1在一个开关周期的关断占空比Doff进行限幅处理，得到限幅处理后的关断占空比Doff。

比较器Comparator1用于获取限幅处理后的关断占空比Doff和开关管Q1允许的最大导通占空比Dmax，将开关管Q1允许的最大导通占空比Dmax减去限幅处理后的关断占空比Doff，得到开关管Q1在一个开关周期的导通占空比Don。

其次说明控制模块103计算DCM补偿系数的控制逻辑。

比较器CC2的输入端获取电感电流iL的瞬时值。

低通滤波器LPF2_5K的输入端连接比较器CC2的输出端。

限幅器Saturation2的输入端连接低通滤波器LPF2_5K的输出端。

乘法器multiplier的一个输入端连接比较器Comparator1的输出端，乘法器multiplier的另一个输入端连接限幅器Saturation2的输出端；乘法器multiplier的输出端用于输出DCM补偿系数。

最后说明控制模块103生成PWM控制信号的控制逻辑。

限幅器Saturation3的输入端连接乘法器multiplier的输出端。

比较器Comparator2的一个输入端用于获取PWM载波，减法器Comparator2的另一个输入端连接限幅器Saturation3的输出端。

SR触发器SR Flip-flop的R端连接比较器Comparator2的输出端，SR触发器SRFlip-flop的Q端输出PWM控制信号。

积分器Integrator的输入端获取一频率设定值；比较器CC1的输入端连接积分器Integrator的输出端，比较器CC1的输出端连接积分器Integrator的复位端；其中，当积分器Integrator输入的PWM载波的值大于预设值时，比较器CC1输出高电平至积分器Integrator的复位端，积分器Integrator被复位，以使PWM载波被复位到从0开始积分增大，积分器Integrator的输出端用于输出峰值为预设值的PWM载波。

请参考图22和图23，图10为未引入DCM补偿系数的功率因数校正变换器的控制效果示意图，图22中CH1为单相电网输入的交流信号的电流（IAC）和电压（VAC）的波形示意图，CH2为电感电流的波形示意图，CH3为PWM控制信号的波形示意图，CH4为PWM载波（PWMRAMP）和开关管Q1对应的导通调制信号的波形示意图，从图22中可以看出，未补偿时单相电网输入的交流信号的电流（IAC）严重畸变。图23为引入DCM补偿系数后的功率因数校正变换器的控制效果示意图，图23中，CH1为单相电网输入的交流信号的电流（IAC）和电压（VAC）的波形示意图，CH2为电感电流的波形示意图，CH3为PWM控制信号的波形示意图。

为了更好地对比引入DCM补偿系数前后的控制效果，如图24，图24中的左侧为DCM模式下未引入电流补偿策略的控制效果，右侧是DCM模式下引入电流补偿策略的控制效果，其中，CH1为单相电网输入的交流信号的电流（IAC）和电压（VAC）的波形示意图，CH2为电感电流的波形示意图，CH3为PWM控制信号的波形示意图，CH4为PWM载波（PWMRAMP）和开关管Q1对应的导通调制信号的波形示意图。

请参考图25和图26，图25为DCM模式和CCM模式混合工况下的效果示意图，图26为单独CCM模式工况下的效果示意图，图25和图26中，左侧为引入电流补偿策略的控制效果，右侧是未引入电流补偿策略的控制效果，其中，CH1为单相电网输入的交流信号的电流（IAC）和电压（VAC）的波形示意图，CH2为电感电流的波形示意图，CH3为PWM控制信号的波形示意图，CH4为PWM载波（PWMRAMP）和开关管Q1对应的导通调制信号的波形示意图。

综上，本发明实施例提供的基于输入阻抗的全负载功率因数校正变换器实现了全负载范围的高功率因数，低谐波电流畸变率，且重点优化了低负载在DCM模式的电感电流，降低高压轻负载的谐波电流畸变率，实现全输入输出范围的功率因数校正的目的。

请参考图27，本发明实施例还提供了一种基于输入阻抗的全负载功率因数校正变换器的控制方法，包括步骤301至步骤303。

步骤301：获取流过电感L1的电感电流和变换器的电压环的输出值；基于电感电流的电流值和所述变换器的电压环的输出值，确定开关管Q1在一个开关周期的关断占空比，继而得到开关管Q1在一个开关周期的导通占空比；

步骤302：获取在开关管Q1一个开关周期中电感电流大于0对应时间的占比，得到DCM补偿系数。

步骤303：基于DCM补偿系数对开关管Q1在一个开关周期的导通占空比进行补偿，得到补偿后的导通占空比；获取PWM载波，基于补偿后的导通占空比与PWM载波的关系，生成并输出PWM控制信号，其中，PWM控制信号用于控制开关管Q1的导通和关断。

需要说明的是，上述方法步骤的具体实施方式已在上述实施例中进行了详细说明，此处不再赘述。

以上应用了具体个例对本发明进行阐述，只是用于帮助理解本发明，并不用以限制本发明。对于本发明所属技术领域的技术人员，依据本发明的思想，还可以做出若干简单推演、变形或替换。

Claims (10)

1.一种基于混合模式的单相功率因数校正变换器，其特征在于，包括：

交流输入端，用于获取单相交流信号；

整流模块，用于将所述单相交流信号整流为直流信号；

升压变换模块，包括电感L1和开关管Q1，所述电感L1的一端用于获取所述直流信号，电感L1的另一端连接开关管Q1的第一极，开关管Q1的第二极连接地，所述升压变换模块用于通过开关管Q1的导通和关断对所述直流信号进行升压变换，以得到输出电压；

控制模块，用于获取流过所述电感L1的电感电流和所述变换器的电压环的输出值；基于所述电感电流的电流值和所述变换器的电压环的输出值，确定所述开关管Q1在一个开关周期的关断占空比，继而得到所述开关管Q1在一个开关周期的导通占空比；其中，所述变换器的电压环的输出值为所述输出电压与设定电压的差值；

所述控制模块还用于获取PWM载波，并在监测到所述电感电流为零或捕获到开关管Q1的漏源极电压Vds为波形谷底时，对所述PWM载波进行复位操作，得到重置后的PWM载波；获取重置前的所述PWM载波和重置后的PWM载波的峰值，并根据所述PWM载波和重置后的PWM载波的峰值确定CRM补偿系数；

所述控制模块还用于获取在所述开关管Q1一个开关周期中所述电感电流大于0对应时间的占比，得到DCM补偿系数；

所述控制模块还用于基于CRM补偿系数、DCM补偿系数对所述开关管Q1在一个开关周期的导通占空比进行补偿，得到补偿后的导通占空比；基于所述补偿后的导通占空比与重置后的PWM载波的关系，生成并输出PWM控制信号，所述PWM控制信号用于控制所述开关管Q1的导通和关断。

2.如权利要求1所述的基于混合模式的单相功率因数校正变换器，其特征在于，所述基于所述电感电流的电流值和所述变换器的电压环的输出值，确定所述开关管Q1在一个开关周期的关断占空比包括：

将所述电感电流的电流值和所述变换器的电压环的输出值的比值作为开关管Q1在一个开关周期的关断占空比，其中所述关断占空比满足大于0且小于1。

3.如权利要求1所述的基于混合模式的单相功率因数校正变换器，其特征在于，所述根据所述PWM载波和重置后的PWM载波的峰值确定CRM补偿系数包括：

将所述重置后的PWM载波的峰值和所述PWM载波的峰值的比值作为所述CRM补偿系数。

4.如权利要求1所述的基于混合模式的单相功率因数校正变换器，其特征在于，所述基于CRM补偿系数、DCM补偿系数对所述开关管Q1在一个开关周期的导通占空比进行补偿，得到补偿后的导通占空比包括：

所述CRM补偿系数、DCM补偿系数和所述开关管Q1在一个开关周期的导通占空比进行相乘，得到补偿后的导通占空比。

5.如权利要求1所述的基于混合模式的单相功率因数校正变换器，其特征在于，所述控制模块包括：低通滤波器LPF3、除法器Divide、限幅器Saturation1和比较器Comparator1；

所述低通滤波器LPF3用于获取所述电感电流iL_sen，对所述电感电流iL_sen进行低通滤波处理后，输出低通滤波处理后的电感电流；

所述除法器Divide用于获取低通滤波处理后的电感电流和所述变换器的电压环的输出值vloop，将低通滤波处理后的电感电流除以所述变换器的电压环的输出值vloop，输出所述开关管Q1在一个开关周期的关断占空比Doff；

所述限幅器Saturation1用于对开关管Q1在一个开关周期的关断占空比Doff进行限幅处理，得到限幅处理后的关断占空比Doff；

所述比较器Comparator1用于获取限幅处理后的关断占空比Doff和开关管Q1的周期Dmax，将所述开关管Q1的周期Dmax减去所述限幅处理后的关断占空比Doff，得到所述开关管Q1在一个开关周期的导通占空比Don。

6.如权利要求5所述的基于混合模式的单相功率因数校正变换器，其特征在于，所述控制模块还包括：或门OR、积分器Integrator、比较器CC1、比较器Comparator2、SR触发器SRFlip-flop、低通滤波器LPF1_5K、增益器Gain、乘法器multiplier、限幅器Saturation2、限幅器Saturation3、低通滤波器LPF2_5K和比较器CC2；

所述或门OR的一个输入端用于获取PWM载波pwm_set，或门OR的输出端连接积分器Integrator的复位端，积分器Integrator的输入端用于获取PWM载波的工作频率，积分器Integrator的输出端连接比较器CC1的输入端，比较器CC1的输出端连接或门OR的另一输入端；

所述积分器Integrator的输出端用于输出重置后的PWM载波，积分器Integrator的输出端连接低通滤波器LPF1_5K的输入端，低通滤波器LPF1_5K的输出端用于输出重置后的PWM载波的平均，再将重置后的PWM载波的平均峰值输入设置为2的增益器Gain，增益器Gain的输出端用于输出重置后的PWM载波的峰值，增益器Gain的输出端连接乘法器multiplier的第二输入端；

所述比较器CC2的输入端用于获取所述电感电流，比较器CC2的输出端连接低通滤波器LPF2_5K，低通滤波器LPF2_5K的输出端连接限幅器Saturation2的输入端，限幅器Saturation2的输出端连接乘法器multiplier的第三输入端；

所述乘法器multiplier的第一输入端连接比较器Comparator1的输出端，乘法器multiplier的输出端连接限幅器Saturation3的输入端，限幅器Saturation3的输出端连接比较器Comparator2的一个输入端，积分器Integrator的输出端还连接比较器Comparator2的另一个输入端；

所述比较器Comparator2的输出端连接SR触发器SR Flip-flop的R端，所述或门OR的输出端还连接SR触发器SR Flip-flop的S端，SR触发器SR Flip-flop的Q端用于输出PWM控制信号。

7.一种基于混合模式的单相功率因数校正变换器的控制方法，其特征在于，包括：

获取所述变换器中流过电感L1的电感电流和所述变换器的电压环的输出值；基于所述电感电流的电流值和所述变换器的电压环的输出值，确定所述变换器中开关管Q1在一个开关周期的关断占空比，继而得到所述开关管Q1在一个开关周期的导通占空比；其中，所述变换器的电压环的输出值为变换器的输出电压与设定电压的差值；

获取PWM载波，并在监测到所述电感电流为零或捕获到开关管Q1的漏源极电压Vds为波形谷底时，对所述PWM载波进行复位操作，得到重置后的PWM载波；获取重置前的PWM载波和重置后的PWM载波的峰值，并根据所述PWM载波和重置后的PWM载波的峰值确定CRM补偿系数；

获取所述开关管Q1在一个开关周期中所述电感电流大于0对应时间的占比，得到DCM补偿系数；

基于CRM补偿系数、DCM补偿系数对所述开关管Q1在一个开关周期的导通占空比进行补偿，得到补偿后的导通占空比；基于所述补偿后的导通占空比与重置后的PWM载波的关系，生成并输出PWM控制信号，所述PWM控制信号用于控制所述开关管Q1的导通和关断。

8.如权利要求7所述的控制方法，其特征在于，所述基于所述电感电流的电流值和所述变换器的电压环的输出值，确定所述开关管Q1在一个开关周期的关断占空比包括：

将所述电感电流的电流值和所述变换器的电压环的输出值的比值作为开关管Q1在一个开关周期的关断占空比，其中所述关断占空比满足大于0且小于1。

9.如权利要求7所述的控制方法，其特征在于，所述根据所述PWM载波和重置后的PWM载波的峰值确定CRM补偿系数包括：

将所述重置后的PWM载波的峰值和所述PWM载波的峰值的比值作为所述CRM补偿系数。

10.如权利要求7所述的控制方法，其特征在于，所述基于CRM补偿系数、DCM补偿系数对所述开关管Q1在一个开关周期的导通占空比进行补偿，得到补偿后的导通占空比包括：

所述CRM补偿系数、DCM补偿系数和所述开关管Q1在一个开关周期的导通占空比进行相乘，得到补偿后的导通占空比。

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