CN102664545A - 逆变器电压前馈直流分量的抑制方法及逆变器的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种逆变器电压前馈直流分量的抑制方法，包括：采样三相电网电压信号u_a、u_b、u_c；三相电网电压信号先经过Clark变换、Park变换，得到坐标变换后的有功分量u_d和无功分量u_q；无功分量和有功分量对应的关系移相90°做和差计算分别得到无功分量控制指令

和有功分量控制指令，彻底消除无功分量控制指令

和有功分量控制指令的直流分量。 本发明还提供一种使用逆变器电压前馈直流分量的抑制方法的逆变器的控制方法。本发明的优点在于：滤除直流经d-q变换的分量后，其它分量作为前馈控制指令叠加到电流经过PI调节器后的控制量上，不仅处理速度快、而且能一次彻底消除逆变器输出的直流分量。

Description

逆变器电压前馈直流分量的抑制方法及逆变器的控制方法

技术领域

本发明涉及逆变器电压前馈直流分量的抑制方法，还涉及一种消除逆变器输出的直流分量的逆变器的控制方法。

背景技术

目前光伏并网逆变器通常采用的控制方式是电流内环加电网电压前馈的方式，电网电压前馈控制指令的获得方式如下：先检测三相电网电压信号，再通过d-q坐标变换将3相电网电压信号转换成旋转坐标系下的2相信号作为电网电压前馈控制指令，来增强逆变器的抗电网电压扰动能力。但在光伏并网逆变器实际运行过程中，由于电网电压不对称、检测电路的运算放大器和检测元件的零点漂移等因素的影响，电网电压前馈控制指令中不可避免地含有直流分量，逆变器将输出直流分量。在逆变器含有工频变压器并网的情况下，有直流分量存在时，变压器工作磁感应强度范围会发生变化，直流偏磁会使变压器励磁电流发生严重畸变，而畸变的励磁电流最终会反映到逆变器输出电流上，不仅影响输出电流质量，而且过大的输出电流会损坏功率开关管，因此需要消除逆变器输出的直流分量。

目前抑制电网电压前馈控制指令含有的直流分量主要方法有：

另外设计检测逆变器电感输出电流直流分量的电路，通过软件改变功率开关管的调制方式来抑制直流分量；

在逆变器正式工作前，检测电网电压信号的直流分量（其中包括电网本身的和检测环节耦合的直流分量），将检测结果存储在数字处理器中。当逆变器工作时，数字处理器把当前的采样结果减去上述的直流分量，该方法是一种静态消除直流分量的方法；

利用软件对一个工频周期的电网电压采样信号进行平均值滤波得到直流分量，然后将当前的采样值减去直流分量得到不含直流分量的前馈控制指令；

设计数字低通滤波器，利用数字处理器在软件算法上实现滤除d-q坐标变换的结果中的直流以外分量，得到仅含有电网电压基波正序分量坐标变换结果的前馈控制指令。

以上4种方法的不足主要是：第1种检测电感电流结合调制方式的方法需要增加硬件电路，也不能从源头根本上消除电网电压检测环节上带来的直流分量；第2种静态消除直流分量的方法虽然简单，处理速度快，数字处理器的负担也轻，但是不能跟踪直流分量的变化；第3种平均值方法需要至少一个工频周期的时间，软件上还要存储至少一个工频周期的电网电压坐标变换的数据，当电网频率扰动时，采样数据还会有奇异点，又会加大软件处理难度；第4种采用数字低通滤波器的方法滤除了电网电压的负序分量和谐波成分，前馈控制指令中只含有电网电压基波正序分量坐标变换的成分，逆变器抗电网电压扰动的能力会降低，另外数字低通滤波器要想获取一个性能指标理想的滤波结果，一般需要5个工频周期。

因此需要一种快速、简单的消除直流分量又不影响控制指令中其它成分的电压前馈直流分量的抑制方法。

发明内容

本发明所要解决的技术问题之一是提供一种适用于光伏并网逆变器的电网电压前馈直流分量的抑制方法，该方法是一种动态的软件消除直流分量方法，实时采样电网电压信号，经过d-q变换后，先通过移相90°（滞后），再和当前采样值进行和差运算，从而仅滤除直流经d-q变换50Hz的分量，其它分量即作为电网电压前馈控制指令，该方法成本低，并且简单的消除前馈直流分量又不影响控制指令中其它成分，且速度快。

本发明所要解决的技术问题之二是提供一种使用逆变器电压前馈直流分量的抑制方法的逆变器的控制方法，通过电网电压前馈直流分量的抑制方法滤除直流经d-q变换50Hz的分量后，其它分量作为前馈控制指令叠加到电流经过PI调节器后的控制量上，经Park逆变换后再通过数字处理器产生SVPWM波控制功率开关管动作，不仅速度快、而且能一次彻底消除逆变器输出的直流分量。

本发明采用以下技术方案解决上述技术问题之一的：一种逆变器电压前馈直流分量的抑制方法，请参阅图1及图2所示，包括下述步骤：采样三相电网电压信号u_a、u_b、u_c；

三相电网电压信号先经过Clark变换、Park变换，得到坐标变换后的有功分量u_d和无功分量u_q；

无功分量u_q滞后移相90°或者超前移相270°得到的值加上有功分量u_d得到有功控制指令

，将无功分量u_q减去有功分量u_d滞后移相90°或者超前移相270°得到的值再加上有功控制指令

得到无功控制指令

。

作为本发明的进一步改进，所述采样的是工频50Hz的三相电网电压信号，其中包含直流分量、正、负序50Hz基波分量、正、负序谐波分量，正序50Hz基波分量经过Clark变换、Park变换变成了直流分量，负序50Hz基波分量经Clark变换、Park变换变成了2次谐波，原来三相电网电压信号中的直流分量经过Clark变换、Park变换变成50Hz交流分量，原来所有n次正序谐波分量将降低1次变成n-1次谐波，原来所有n次负序谐波分量将增加1次变成n+1次谐波。

当然并不限于工频50Hz的三相电网，一般的交流电（只要是通过坐标变换三相变两相，且两相坐标系是正交的信号）都可以通过移相作和差法消除某些特定频次的分量，包括直流分量。

作为本发明的进一步改进，通过AD采样信号调理电路采样三相电网电压信号u_a、u_b、u_c。

作为本发明的进一步改进，所述的逆变器电压前馈直流分量的抑制方法具体包括以下步骤：

设时间t，电网工频周期为T，每1/4工频周期T采样n个三相电网电压信号数据；

当0﹤t≤1/4T时，采样三相电网电压信号数据，经过Clark变换、Park变换，得到坐标变换后的有功分量和无功分量，分别为

、

、…、

和

、

、…、

；

当t﹥1/4T时，采样三相电网电压信号数据，经过Clark变换、Park变换，得到坐标变换后的有功分量和无功分量，分别为和

，N=1、2、…3n，则滤除直流分量后的有功分量控制指令

无功分量控制指令

为：

${\stackrel{\‾}{u}}_d=u_d^N+u_q^{N+n-1},$

${\stackrel{\‾}{u}}_q=u_q^N-u_d^{N+n-1}+{\stackrel{\‾}{u}}_d,N=\mathrm{1,2},....$

作为本发明的进一步改进，设时间t，电网工频周期为T，每1/4工频周期采样n个三相电网电压信号数据，所述逆变器电压前馈直流分量的抑制方法具体包括依序进行的以下步骤（该步骤设立了两个数组）：

步骤10：建立2个长度为n的数组a[n]和b[n]；

步骤20：当0﹤t≤1/4T时，实时采样三相电网电压信号数据，经过Clark变换、Park变换，得到坐标变换后的有功分量和无功分量，分别为、

、…、

和

、、…、

，将有功分量依次存入数组a[n]，无功分量依次存入数组b[n]；

步骤30：当t﹥1/4T时，有功分量控制指令

和无功分量控制指令

为：

${\stackrel{\‾}{u}}_d=a_{\left[1\right]}+b_{\left[n\right]},$

${\stackrel{\‾}{u}}_q=b_{\left[1\right]}-a_{\left[n\right]}+{\stackrel{\‾}{u}}_d,$

同时实时采样当前三相电网电压信号数据，经过Clark变换、Park变换，得到坐标变换后的有功分量和无功分量，然后把数组a[n]和b[n]中的第一个数据去除，剩下的数据依次在数组中向前移动一位，将当前最新的有功分量和无功分量分别装入数组a[n]和b[n]的最后一位；

步骤40：再次执行步骤30，循环处理，直至完全滤除无功分量控制指令

和有功分量控制指令

的直流分量。

作为本发明的进一步改进，所述Park坐标变换中用到的角度通过将所述三相电网电压信号锁相后查表或者直接计算获取。

作为本发明的进一步改进，所述锁相为利用处理器捕获锁相或者软件锁相的一种。

本发明还提供了一种使用上述电网电压前馈直流分量的抑制方法的逆变器的控制方法，如图1及图2所示，包括下述步骤：

步骤1：采样获取直流电源输出的直流母线电压u_dc、直流电流i_dc，根据最大功率跟踪点算法（MPPT），计算出当前最大功率点时的直流母线电压u_dcr，当前的直流母线电压u_dc减去当前最大功率点时的直流母线电压u_dcr，得到直流母线电压需要的变换量Δu_dc，该变换量经PI控制器输出有功指令电流指令

，因一般要求逆变器工作功率因素为1，无功指令电流指令

步骤2：采样逆变器输出的三相交流电流信号i_a、i_b、i_c，经Clark、Park坐标变换得到实际电流的有功分量i_d和无功分量i_q，有功分量i_d和无功分量i_q分别和有功指令电流

和无功指令电流

做差计算，得到有功指令电流偏差Δi_d和无功指令电流偏差Δi_q，有功指令电流偏差Δi_d和无功指令电流偏差Δi_q分别经PI控制器处理，得到有功电压控制量u_cd和无功电压控制量u_cq；

步骤3：利用逆变器电压前馈直流分量的抑制方法计算无功分量控制指令

和有功分量控制指令

，并将无功电压控制量u_cq和有功电压控制量u_cd分别与无功分量控制指令

和有功分量控制指令

相加，得到无功控制指令

和有功控制指令

；

步骤4：有功控制指令

、无功控制指令

再经过Park逆变换，得到

、这两个SVPWM波形发生的入口变量；

步骤5：利用数字处理器产生PWM波形控制逆变器运行。

作为该方案的进一步改进，所述步骤1中，当Δu_dc>0时，说明需要降低当前的母线电压，通过PI控制器，增大输出有功电流的方法，拉低直流母线电压；反之，当Δu_dc<0时， 说明需要抬升当前的母线电压，通过PI控制器，减少输出有功电流的方法，相应地使直流母线电压上升。

作为该方案的进一步改进，所述步骤3中，设程序启动的时间为t₀，当t₀≦1/4工频周期时，将三相电网电压信号u_a、u_b、u_c经过Clark变换、Park变换，得到的有功分量u_d和无功分量u_q作为前馈控制指令；

当t₀＞1/4工频周期时，将利用逆变器电压前馈直流分量抑制方法计算的无功分量控制指令和有功分量控制指令

作为前馈控制指令。

具体的，所述逆变器为光伏并网逆变器，所述步骤1中直流电源为光伏板。

需要说明的是，上述滞后移相90度的方案可以通过数字方法（例如本发明的数组法和公知的查表法）和模拟方法实现，而超前270度的方案只能用本发明的数组法以外的数字方法（例如查表法）和模拟方法实现，查表法和模拟方法实现移相是本领域一般技术人员均熟知的现有技术，在此不再赘述。

本发明的优点在于：

1、不需要增加新的检测元件，节约成本；

2、电网中的负序分量和谐波分量在变化过程中没有发生变化，这些分量作为前馈控制指令，增加了逆变器抗电网扰动的能力；

3、相比以前先检测一个零点漂移量，然后在处理过程中减去零点漂移的静态处理方法，本专利提出的方法能够动态消除检测环节漂移的直流分量；

4、只需要1/4周波时间，所有直流分量一次滤波去除，动态响应比先平均值滤波求直流分量再做运算方式要快，避免了检测过程因频率波动、信号突变等产生奇异点的干扰。

附图说明

图1是逆变器基于d-q坐标变换电网电压前馈控制原理框图。

图2是电网电压前馈直流分量软件抑制方法原理框图。

图3移相和差法原理图。

图4是软件抑制电网电压直流分量方法示意图。

图5是混有负序和直流信号的三相电压信号。

图6是移相和差法滤除直流分量坐标变换的50Hz的信号效果图。

具体实施方式

本发明逆变器电压前馈直流分量的抑制方法，包括以下步骤：

一：移相90°（滞后）和差法实现

采样工频是50Hz的三相电网电压信号，其中包含直流分量、正、负序50Hz基波分量、正、负序谐波分量，正序50Hz基波分量经过Clark变换、Park变换变成了直流分量，负序50Hz基波分量经Clark变换、Park变换变成了2次谐波，原来三相电网电压信号中的直流分量经过Clark变换、Park变换变成50Hz交流分量，原来所有n次正序谐波分量将降低1次变成n-1次谐波，原来所有n次负序谐波分量将增加1次变成n+1次谐波。如图2所示，由原来信号中的直流分量经过Park变换得到有功分量、无功分量

，其中ωt为锁相所得到的相位角。移相（滞后）90°，实际上相当于相弧度角加π/2。由三角公式易知变换结果如下:

无功分量移相90°（滞后）有， $u_{\mathrm{\&alpha;}}\cos (\mathrm{\&pi;}/2+\mathrm{\&omega;t})+u_{\mathrm{\&beta;}}\sin (\mathrm{\&pi;}/2+\mathrm{\&omega;t})=-u_{\mathrm{\&alpha;}}\cos \left(\mathrm{\&omega;t}\right)+u_{\mathrm{\&beta;}}\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)=-u_d^D---\left(1\right)$

有功分量移相90°（滞后）有，

$u_{\mathrm{\&alpha;}}\sin (\mathrm{\&pi;}/2+\mathrm{\&omega;t})-u_{\mathrm{\&beta;}}\cos (\mathrm{\&pi;}/2+\mathrm{\&omega;t})=u_{\mathrm{\&alpha;}}\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)+u_{\mathrm{\&beta;}}\cos \left(\mathrm{\&omega;t}\right)=u_q^D---\left(2\right)$

显而易见，

移相90°（滞后）变成-

，

移相90°（滞后）变成

。

$u_d^D+u_{\mathrm{\&alpha;}}\cos (\mathrm{\&pi;}/2+\mathrm{\&omega;t})+u_{\mathrm{\&beta;}}\sin (\mathrm{\&pi;}/2+\mathrm{\&omega;t})=0---\left(3\right)$

$u_q^D-(u_{\mathrm{\&alpha;}}\sin (\mathrm{\&pi;}/2+\mathrm{\&omega;t})-u_{\mathrm{\&beta;}}\cos (\mathrm{\&pi;}/2+\mathrm{\&omega;t}))=0---\left(4\right)$

由式（1）-（4）可见，通过

，

二者移相90°做和差处理，可以完全消除电网电压信号中原来直流分量经d-q坐标变换得到50Hz的的交流分量，即原电网电压信号中的直流分量被消除。

软件具体实现方法参照图3、图4：假设每个工频周期采样4n个数据，在处理器中建立2个长度为n的数组，将实时采样的电压信号经过d-q坐标变换后的有功分量u_d、无功分量u_q依次分别存储在上述两个数组中，数据先进先出。数组中第1个

、

数据和第n个数据、

中间时间间隔是1/4工频周期，第n个数据滞后于第1个数据1/4工频周期，实际上相当于移相90°（滞后）。因此存储有功分量u_d数组中第一个数据

加上无功分量u_q数组中第n个数据

将滤除50Hz的分量得到有功控制指令；同样存储无功分量u_q数组中第1个数据

减去有功分量u_d数组中第n个数据

得到u_qs，这个处理过程中多减去了

，所以u_qs应加上

得到无功控制指令

。然后把数组中的第一个数据去除，数组以前的数据依次在数组中向前移动一位（本实施例中向前移动即指向右移动），将当前最新数据

、

装入数组，按上述的作和差的处理方法进行运算，不停循环处理，可以完全滤除50Hz的交流分量。

二：算法验证

根据以上移相和差法原理，利用PSIM搭建模型实现。采用电网电压为工频50Hz，相电压峰值幅值220，三相电压信号各相叠加5%的负序分量和直流分量如图5所示，通过延迟信号5ms的方式实现相位滞后90°，因需要1/4工频周期（5ms），输出结果才稳定，所以软件程序刚开始启动时，把没有经过处理的有功分量u_d和无功分量u_q作为前馈控制指令、

，当处理时间等于1/4工频周期时，把移相和差的结果作为前馈控制指令。算法实现的效果图见图6，本专利所提出的方法经1/4周期消除50Hz的分量，且不影响原来负序和正序信号，只滤除50Hz交流信号即的d-q变换前三相电压信号中的直流分量。

以上所述仅为本发明创造的较佳实施例而已，并不用以限制本发明创造，凡在本发明创造的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明创造的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种逆变器电压前馈直流分量的抑制方法，其特征在于，包括下述步骤：

采样三相电网电压信号u_a、u_b、u_c；

三相电网电压信号先经过Clark变换、Park变换，得到坐标变换后的有功分量u_d和无功分量u_q；

无功分量u_q滞后移相90°或者超前移相270°得到的值加上有功分量u_d得到有功控制指令，将无功分量u_q减去有功分量u_d滞后移相90°或者超前移相270°得到的值再加上有功控制指令

得到无功控制指令

。

2.根据权利要求1所述的逆变器电压前馈直流分量的抑制方法，其特征在于，所述三相电网电压信号是工频50Hz的三相电网电压信号，其中包含直流分量、正、负序50Hz基波分量、正、负序谐波分量，所述步骤14中，正序50Hz基波分量经过Clark变换、Park变换变成了直流分量，负序50Hz基波分量经Clark变换、Park变换变成了2次谐波，原来三相电网电压信号中的直流分量经过Clark变换、Park变换变成50Hz交流分量，原来所有n次正序谐波分量将降低1次变成n-1次谐波，原来所有n次负序谐波分量将增加1次变成n+1次谐波。

3.根据权利要求1或2所述的逆变器电压前馈直流分量的抑制方法，其特征在于，通过AD采样信号调理电路采样三相电网电压信号u_a、u_b、u_c。

4.根据权利要求1或2所述的逆变器电压前馈直流分量的抑制方法，其特征在于，具体包括以下步骤：

设时间t，电网工频周期为T，每1/4工频周期T采样n个三相电网电压信号数据；

当0﹤t≤1/4T时，采样三相电网电压信号数据，经过Clark变换、Park变换，得到坐标变换后的有功分量和无功分量，分别为

、

、…、

和

、

、…、

；

当t﹥1/4T时，采样三相电网电压信号数据，经过Clark变换、Park变换，得到坐标变换后的有功分量和无功分量，分别为

和

，N=1、2、…3n，则滤除直流分量后的有功分量控制指令

无功分量控制指令

为：

${\stackrel{\&OverBar;}{u}}_d=u_d^N+u_q^{N+n-1},$

${\stackrel{\&OverBar;}{u}}_q=u_q^N-u_d^{N+n-1}+{\stackrel{\&OverBar;}{u}}_d,N=\mathrm{1,2},....$

5.根据权利要求1或2所述的逆变器电压前馈直流分量的抑制方法，其特征在于，

设时间t，电网工频周期为T，每1/4工频周期采样n个三相电网电压信号数据，所述逆变器电压前馈直流分量的抑制方法具体包括依序进行的以下步骤：

步骤10：建立2个长度为n的数组a[n]和b[n]；

步骤20：当0﹤t≤1/4T时，实时采样三相电网电压信号数据，经过Clark变换、Park变换，得到坐标变换后的有功分量和无功分量，分别为

、

、…、

和

、

、…、

，将有功分量依次存入数组a[n]，无功分量依次存入数组b[n]；

步骤30：当t﹥1/4T时，有功分量控制指令

和无功分量控制指令

为：

${\stackrel{\&OverBar;}{u}}_d=a_{\left[1\right]}+b_{\left[n\right]},$

${\stackrel{\&OverBar;}{u}}_q=b_{\left[1\right]}-a_{\left[n\right]}+{\stackrel{\&OverBar;}{u}}_d,$

同时实时采样当前三相电网电压信号数据，经过Clark变换、Park变换，得到坐标变换后的有功分量和无功分量，然后把数组a[n]和b[n]中的第一个数据去除，剩下的数据依次在数组中向前移动一位，将当前最新的有功分量和无功分量分别装入数组a[n]和b[n]的最后一位；

步骤40：再次执行步骤30，循环处理，直至完全滤除无功分量控制指令和有功分量控制指令

的直流分量。

6.根据权利要求1所述的逆变器电压前馈直流分量的抑制方法，其特征在于，所述Park坐标变换中用到的角度通过将所述三相电网电压信号锁相后查表或者直接计算获取。

7.一种使用如权利要求1至6任一项所述的逆变器电压前馈直流分量的抑制方法的逆变器的控制方法，其特征在于，包括下述步骤：

步骤1：采样获取直流电源输出的直流母线电压u_dc、直流电流i_dc，根据最大功率跟踪点算法，计算出当前最大功率点时的直流母线电压u_dcr，当前的直流母线电压u_dc减去当前最大功率点时的直流母线电压u_dcr，得到直流母线电压需要的变换量Δu_dc，该变换量经PI控制器输出有功指令电流指令

，无功指令电流指令

；

步骤2：采样逆变器输出的三相交流电流信号i_a、i_b、i_c，经Clark、Park坐标变换得到实际电流的有功分量i_d和无功分量i_q，有功分量i_d和无功分量i_q分别和有功指令电流

和无功指令电流

做差计算，得到有功指令电流偏差Δi_d和无功指令电流偏差Δi_q，有功指令电流偏差Δi_d和无功指令电流偏差Δi_q分别经PI控制器处理，得到有功电压控制量u_cd和无功电压控制量u_cq；

步骤3：利用逆变器电压前馈直流分量的抑制方法计算无功分量控制指令和有功分量控制指令

，并将无功电压控制量u_cq和有功电压控制量u_cd分别与无功分量控制指令

和有功分量控制指令

相加，得到无功控制指令

和有功控制指令

；

步骤4：有功控制指令

、无功控制指令

再经过Park逆变换，得到

、

这两个SVPWM波形发生的入口变量；

步骤5：利用数字处理器产生PWM波形控制逆变器运行。

8.如权利要求7所述的逆变器的控制方法，其特征在于，所述步骤1中，当Δu_dc>0时，通过PI控制器，增大输出有功电流的方法，拉低直流母线电压；反之，当Δu_dc<0时，通过PI控制器，减少输出有功电流的方法，相应地使直流母线电压上升。

9.如权利要求7所述的逆变器的控制方法，其特征在于，所述步骤3中，

设程序启动的时间为t₀，当t₀≦1/4工频周期时，将三相电网电压信号u_a、u_b、u_c经过Clark变换、Park变换，得到的有功分量u_d和无功分量u_q作为前馈控制指令；

当t₀＞1/4工频周期时，将利用逆变器电压前馈直流分量抑制方法计算的无功分量控制指令

和有功分量控制指令

作为前馈控制指令。

10.如权利要求7所述的逆变器的控制方法，其特征在于，所述逆变器为光伏并网逆变器，所述步骤1中直流电源为光伏板。

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