CN108880316B - 带电压补偿的并网变换器预测控制系统及控制方法 - Google Patents

带电压补偿的并网变换器预测控制系统及控制方法 Download PDF

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CN108880316B CN201810785158.2A CN201810785158A CN108880316B CN 108880316 B CN108880316 B CN 108880316B CN 201810785158 A CN201810785158 A CN 201810785158A CN 108880316 B CN108880316 B CN 108880316B
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Abstract

本发明公开了一种带电压补偿的并网变换器预测控制系统，本发明还公开了带电压补偿的并网变换器预测控制方法，首先利用电容电场能量变化预估并网变换器功率，根据电容电场能量的变化量计算电感电流变化量，预测指令电流，然后利用电容电场能量变化，设计补偿虚拟电容，补偿扰动下直流母线电压；最后建立直流母线电压和电感电流之间的线性控制关系，本发明解决了现有技术中存在的直流微电网惯性低抗扰动能力差以及并网变换器的控制不能实现功率的双向流动且存在参数调节和受系统参数影响大的问题。

Description

带电压补偿的并网变换器预测控制系统及控制方法
技术领域
本发明属于新能源发电及电能变换技术领域，具体涉及一种带电压补偿的并网变换器预测控制系统，本发明还涉及带电压补偿的并网变换器预测控制方法。
背景技术
近年，石能源的日益衰减、全球环境的严重污染、以及人们对电能需求的不断扩大，传统电力系统的弊端日益凸显，人们将目光转向可再生能源发电。因此，一种新的电能载体直流微电网应运而生，其作为未来智能配电网的重要组成部分，可更高效可靠地接纳风、光等分布式可再生能源发电系统、储能单元、电动汽车等。同时，可通过并网逆变器接入配电网与电网互联，实现新能源发电与传统电力系统的能量互补。增强直流微电网的运行可靠性。
常用的直流微电网并网变换器电路拓扑包含：全桥电路、半桥电路、模块化多电平拓扑、正激反激变换器、AC/DC矩阵变换器。全桥电路以其简单可靠，得到广泛研究。并网变换器作为直流微电网与大电网的接口变换器，其既可工作在整流模式，又可工作在逆变模式，根据其是否投入运行，又可使直流微电网工作在并网模式和孤岛模式。并网模式作为未来能源互联的必然趋势，受到广泛研究。并网变换器控制可分为电流型控制和电压型控制两种。电流型控制常用的方法有：比例积分控制、比例谐振控制、滞环电流控制、重复控制。滞环电流控制通过滞环控制器实时比较电流实际值和电流参考值，使实际值不断追踪参考值，来产生开关信号，具有良好的动态性能，但开关频率不固定将造成电流谐波放大。基于内膜原理的重复控制优点在于能够精确地跟踪并网电流，同时能够很好的抑制电压电流中所含有的周期性谐波信号，但重复控制动态性能相对较差。比例积分控制需要多次的坐标变换，增加了控制算法的复杂度，而比例谐振控制在静止坐标系下就能够实现电压电流信号的无静差跟踪，大大简化了控制算法的复杂度。电压型控制通过脉冲宽度调制技术控制逆变器的电流。传统的电压型并网变换器的控制有：PI控制、比例谐振控制、滞环控制、无差拍电流预测控制、PQ下垂控制等。通常电压型控制采用双闭环恒压控制，直流母线电压作为外环，内环为电流环，电流环的输入为电压环的输出。此双闭环控制变换器的输出电流，达到能量传输的目的，但恒压控制只能实现对直流母线电压的控制，不能实现对传输功率的控制。为此，有文献提出下垂控制及优化后的改进下垂控制，能够实现在无互联通信情况下多变换器的功率合理分配。下垂控制根据微网类型的不同控制变量也不尽相同，直流微网中下垂控制以有功功率和电压为变量的P-V下垂控制，交流微网中下垂控制以有功功率和频率、无功功率和电压为变量的P-f和Q-V下垂控制。另外，有专家提出分层控制策略来实现不同容量电源之间功率的比例分配。分层控制中第一层控制为下垂控制，由于下垂控制为有差控制，为了弥补下垂控制导致的电压差引入第二层控制，第二层控制的原理是将直流母线电压与其参考值比较后经PI控制器叠加到下垂控制的参考电压上，使母线电压能够恢复到参考值。模型电流预测控制方法能使并网逆变器具有良好的静、动态特性和鲁棒性，控制简单，易于实现的动，但此方法需要精确的系统模型。
发明内容
本发明的目的是提供一种带电压补偿的并网变换器预测控制系统，解决了现有技术中存在的直流微电网惯性低抗扰动能力差以及并网变换器的控制不能实现功率的双向流动且存在参数调节和受系统参数影响大的问题。
本发明的另一目的是提供一种带电压补偿的并网变换器预测控制方法。
本发明所采用的第一技术方案是，带电压补偿的并网变换器预测控制系统，包括依次连接在直流母线上的三相变换器、LC滤波电路模块、三相交流电源，直流母线和三相变换器之间还设置有稳压电容Cdc，LC滤波电路模块和三相交流电源之间的A相线上依次连接有A相锁相环、A相同步环，A相同步环与A相变换器交流侧电感电流变化量发生模块连接，A相变换器交流侧电感电流变化量发生模块又依次与A相占空比模型预测模块、PWM脉冲信号发生器连接后连接至三相变换器，A相变换器交流侧电感电流变化量发生模块还与三相变换器和LC滤波电路模块之间的A相线连接，所述A相同步环还与A相电流预测模块连接，A相电流预测模块与稳压电容Cdc连接；
LC滤波电路模块和三相交流电源之间的B相线上依次连接有B相锁相环、B相同步环，B相同步环与B相变换器交流侧电感电流变化量发生模块连接，B相变换器交流侧电感电流变化量发生模块又依次与B相占空比模型预测模块、PWM脉冲信号发生器连接后连接至三相变换器，B相变换器交流侧电感电流变化量发生模块还与三相变换器和LC滤波电路模块之间的B相线连接，B相同步环还与B相电流预测模块连接，B相电流预测模块还与稳压电容Cdc连接；
LC滤波电路模块和三相交流电源之间的C相线上依次连接有C相锁相环、C相同步环，C相同步环与C相变换器交流侧电感电流变化量发生模块连接，C相变换器交流侧电感电流变化量发生模块又依次与C相占空比模型预测模块、PWM脉冲信号发生器连接后连接至三相变换器，C相变换器交流侧电感电流变化量发生模块还与三相变换器和LC滤波电路模块之间的C相线连接，C相同步环还与C相电流预测模块连接，C相电流预测模块还与稳压电容Cdc连接；
A相电流预测模块、B相电流预测模块、C相电流预测模块结构相同，目的是将经过限幅得到的电流依次通过延时环节和下垂环节得到的电压，与额定直流母线电压UN比较后再与直流母线电压udc比较得到直流母线电压偏移量，然后将直流母线电压偏移量经过母线电压补偿后得到电流变化量，再将电流变化量通过限幅保证电流不超过最大电流。
本发明第一技术方案的特点还在于，
三相变换器具体结构为：包括由6个IGBT管Sa+、Sa-、Sb+、Sb-、Sc+和Sc-搭建而成的三相全桥，所述稳压电容Cdc的一端与三相全桥变换器直流侧的一端对应连接，稳压电容Cdc的另一端与三相全桥变换器直流侧的另一端对应连接，三相变换器交流侧的三个输出端与所述LC滤波电路模块相连。
LC滤波电路模块具体结构为：包括由3个滤波电感Lf-a、Lf-b、Lf-c和3个滤波电容Cf-a、Cf-b、Cf-c搭建而成的三相LC滤波电路，LC滤波电路的一端与所述三相变换器的交流测相连，LC滤波电路的另一端还与所述三相交流电源的ua、ub、uc三相相连。
本发明所采用的第二技术方案是，带电压补偿的并网变换器预测控制方法，基于带电压补偿的并网变换器预测控制系统，具体按照以下步骤实施：
步骤1、利用电容电场能量变化预估并网变换器功率，根据电容电场能量的变化量计算电感电流变化量，预测指令电流；
步骤2、建立直流母线电压和电感电流之间的线性控制关系；
步骤3、利用电容电场能量变化，设计补偿虚拟电容，补偿扰动下直流母线电压。
本发明第二技术方案的特点还在于，
步骤1具体按照以下步骤实施：
步骤1.1、稳态时直流母线电容电场能量为：
Figure GDA0002562866410000051
其中，WC0为静态工作点处电场能量，Udc0为静态工作点处直流母线电压，Cdc为直流母线电容；
步骤1.2、当检测到扰动来临时，电场能量将变化为：
Figure GDA0002562866410000052
其中，ΔWC为扰动下电场能量变化量，ΔUdc为母线电压扰动量；
步骤1.3、根据步骤1.2的电场能量变化，得到电容所要释放的功率为：
Figure GDA0002562866410000053
其中，P为电容释放功率，Udc为直流母线电压，Δt为时间变化量；
步骤1.4、为消纳步骤1.3中电容释放的功率，需控制变换器交流侧的电感电流，为此定义：
Figure GDA0002562866410000054
其中，ΔIL为电感电流变化量，Us为交流电源电压；
步骤1.5、根据变换器交流侧电感电流变化量计算下一时刻电感电流为：
IL(n+1)＝IL(n)+ΔIL (5)
其中，IL(n)为当前电感电流，IL(n+1)为预测电感电流。
步骤2中具体如下：
建立直流母线电压和电感电流的线性关系，得到直流母线电压参考值：
udc-ref＝UN-k·IL (3)
其中，udc-ref为直流母线电压参考值，UN为额定直流母线电压，k为斜率。
步骤3具体如下：
步骤3.1、利用步骤1.4中的电感电流变化量，设计虚拟电容值，由步骤1.4知：
Figure GDA0002562866410000061
式中，K＝Udc/Us；
步骤3.2、设计虚拟电容的大小为：
Figure GDA0002562866410000062
式中，ΔUdc-max为直流母线电压最大波动范围，σ为常数；
步骤3.3、当扰动来临时，会有对应的IL(n+1)与之相匹配，如果直流母线电压udc高于其额定值，电感电流指令值IL(n+1)为正，三相变换器工作在逆变状态，将直流侧功率送入电网；如果直流母线电压udc低于其额定值，IL(n+1)为负，三相变换器工作在整流状态，由电网补偿直流侧功率缺额；
步骤3.4、三相变换器中三个桥臂的上下臂相位互补，任意一相上臂导通时有：
Figure GDA0002562866410000063
式中，“+”代表上臂，ΔiL-x+为电感电流变化量，ux电网电压，dx+为占空比；
下臂导通时有：
Figure GDA0002562866410000071
式中，“-”代表下臂，
结合式(6)、(7)得整个开关周期内电感电流变化为：
ΔiL-a＝ΔiL-a++ΔiL-a- (8)
式中，ΔiL-a为一个开关周期内电感电流变化量；
根据上述分析，得变换器上臂占空比为：
Figure GDA0002562866410000072
变换器下臂占空比为：
Figure GDA0002562866410000073
步骤3.5、当直流微网功率过剩时，变换器工作在逆变模式，将过多的功率送入电网，如同分析整流模式，逆变模式上臂占空比为：
Figure GDA0002562866410000074
式中，
Figure GDA0002562866410000075
均为逆变模式占空比；
逆变模式下臂占空比为：
Figure GDA0002562866410000076
通过式(10)～(13)看出，要想实现对三相变换器的控制，先要得到ΔiL-x，x＝a,b,c，其中ΔiL-x的计算式为：
ΔiL-x＝IL(n+1)-iL (14)
其中，ΔiL-x为变换器交流侧电感电流变化量，iL为变换器交流侧电感电流；
通过以上的分析，当电容电场能量发生变化时，根据能量守恒，就能够预测出电感电流指令值，指令电流使得电感电流从上一时刻的稳态达到新的稳态，另外，根据直流母线电压与电感电流的下垂关系，直流母线电压也将达到新的稳态。
本发明的有益效果是，利用电容电场能量的变化预估并网变换器功率，根据电容电场能量的变化量计算出电感电流变化量，因为电容电流超前于电压，因此，该控制策略在提高并网变换器的电流控制精度的同时，加快了响应速度，提升了并网变换器网侧电流的动、静态性能，减小了系统参数变化对电网测电流的影响，增强了直流微电网的鲁棒性。
附图说明
图1是本发明带电压补偿的并网变换器预测控制系统结构示意图；
图2是本发明带电压补偿的并网变换器预测控制系统中三相变换器结构示意图；
图3是本发明带电压补偿的并网变换器预测控制系统中LC滤波电路的结构示意图；
图4是本发明带电压补偿的并网变换器预测控制系统中三相交流电源的结构示意图；
图5是本发明带电压补偿的并网变换器预测控制系统中直流母线电压和电感电流的下垂控制曲线图；
图6是本发明带电压补偿的并网变换器预测控制系统中直流母线电压补偿和下垂控制控制框图；
图7是本发明带电压补偿的并网变换器预测控制系统中PWM信号控制框图。
图中，1.直流母线DC BUS，2.稳压电容Cdc，3.三相变换器，4.LC滤波电路模块，5.三相交流电源，6.A相电流预测模块，7.A相锁相环节，8.A相同步环节，9.A相变换器交流侧电感电流变化量发生模块，10.A相占空比模型预测模块，11.B相电流预测模块，12.B相锁相环节，13.B相同步环节，14.B相变换器交流侧电感电流变化量发生模块，15.B相占空比模型预测模块，16.C相电流预测模块，17.C相锁相环模块，18.C相同步模块，19.C相变换器交流侧电感电流变化量发生模块，20.C相占空比模型预测模块，21.PWM脉冲信号发生器。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
本发明带电压补偿的并网变换器预测控制系统，如图1所示，包括依次连接在直流母线DC BUS 1上的三相变换器3、LC滤波电路模块4、三相交流电源5，直流母线DC BUS 1和三相变换器3之间还设置有稳压电容Cdc2，LC滤波电路模块4和三相交流电源5之间的A相线上依次连接有A相锁相环7、A相同步环8，A相同步环8与A相变换器交流侧电感电流变化量发生模块9连接，A相变换器交流侧电感电流变化量发生模块9又依次与A相占空比模型预测模块10、PWM脉冲信号发生器21连接后连接至三相变换器3，A相变换器交流侧电感电流变化量发生模块9还与三相变换器3和LC滤波电路模块4之间的A相线连接，A相同步环8还与A相电流预测模块6连接，A相电流预测模块6与稳压电容Cdc2连接；
LC滤波电路模块4和三相交流电源5之间的B相线上依次连接有B相锁相环12、B相同步环13，B相同步环13与B相变换器交流侧电感电流变化量发生模块14连接，B相变换器交流侧电感电流变化量发生模块14又依次与B相占空比模型预测模块15、PWM脉冲信号发生器21连接后连接至三相变换器3，B相变换器交流侧电感电流变化量发生模块14还与三相变换器3和LC滤波电路模块4之间的B相线连接，B相同步环13还与B相电流预测模块11连接，B相电流预测模块11还与所述稳压电容Cdc2连接；
LC滤波电路模块4和三相交流电源5之间的C相线上依次连接有C相锁相环17、C相同步环18，C相同步环18与C相变换器交流侧电感电流变化量发生模块19连接，C相变换器交流侧电感电流变化量发生模块19又依次与C相占空比模型预测模块20、PWM脉冲信号发生器21连接后连接至三相变换器3，C相变换器交流侧电感电流变化量发生模块19还与三相变换器3和LC滤波电路模块4之间的C相线连接，C相同步环18还与C相电流预测模块16连接，C相电流预测模块16还与稳压电容Cdc2连接。
如图6所示，A相电流预测模块6、B相电流预测模块11、C相电流预测模块16结构相同，目的是将经过限幅得到的电流依次通过延时环节和下垂环节得到的电压，与额定直流母线电压UN比较后再与直流母线电压udc比较得到直流母线电压偏移量，然后将直流母线电压偏移量经过母线电压补偿后得到电流变化量，再将电流变化量通过限幅保证电流不超过最大电流。
如图2所示，三相变换器3具体结构为：包括由6个IGBT管Sa+、Sa-、Sb+、Sb-、Sc+和Sc-搭建而成的三相全桥，稳压电容Cdc2的一端与三相全桥变换器直流侧的一端对应连接，稳压电容Cdc2的另一端与三相全桥变换器直流侧的另一端对应连接，三相变换器3交流侧的三个输出端与LC滤波电路模块4相连。
如图3所示，LC滤波电路模块4具体结构为：包括由3个滤波电感Lf-a、Lf-b、Lf-c和3个滤波电容Cf-a、Cf-b、Cf-c搭建而成的三相LC滤波电路，LC滤波电路的一端与所述三相变换器3的交流测相连，如图4所示，LC滤波电路的另一端还与所述三相交流电源5的ua、ub、uc三相相连。
带电压补偿的并网变换器预测控制方法，基于带电压补偿的并网变换器预测控制系统，参照图5及图7，具体按照以下步骤实施：
步骤1、利用电容电场能量变化预估并网变换器功率，根据电容电场能量的变化量计算电感电流变化量，预测指令电流，具体按照以下步骤实施：
步骤1.1、稳态时直流母线电容电场能量为：
Figure GDA0002562866410000111
其中，WC0为静态工作点处电场能量，Udc0为静态工作点处直流母线电压，Cdc为直流母线电容；
步骤1.2、当检测到扰动来临时，电场能量将变化为：
Figure GDA0002562866410000112
其中，ΔWC为扰动下电场能量变化量，ΔUdc为母线电压扰动量；
步骤1.3、根据步骤1.2的电场能量变化，得到电容所要释放的功率为：
Figure GDA0002562866410000113
其中，P为电容释放功率，Udc为直流母线电压，Δt为时间变化量；
步骤1.4、为消纳步骤1.3中电容释放的功率，需控制变换器交流侧的电感电流，为此定义：
Figure GDA0002562866410000114
其中，ΔIL为电感电流变化量，Us为交流电源电压；
步骤1.5、根据变换器交流侧电感电流变化量计算下一时刻电感电流为：
IL(n+1)＝IL(n)+ΔIL (5)
其中，IL(n)为当前电感电流，IL(n+1)为预测电感电流。
步骤2、建立直流母线电压和电感电流之间的线性控制关系，具体如下：
步骤2中具体如下：
建立直流母线电压和电感电流的线性关系，得到直流母线电压参考值：
udc-ref＝UN-k·IL (3)
其中，udc-ref为直流母线电压参考值，UN为额定直流母线电压，k为斜率；
步骤3、利用电容电场能量变化，设计补偿虚拟电容，补偿扰动下直流母线电压，具体如下：
步骤3具体如下：
步骤3.1、利用步骤1.4中的电感电流变化量，设计虚拟电容值，由步骤1.4知：
Figure GDA0002562866410000121
式中，K＝Udc/Us；
步骤3.2、设计虚拟电容的大小为：
Figure GDA0002562866410000122
式中，ΔUdc-max为直流母线电压最大波动范围，σ为常数；
步骤3.3、当扰动来临时，会有对应的IL(n+1)与之相匹配，如果直流母线电压udc高于其额定值，电感电流指令值IL(n+1)为正，三相变换器工作在逆变状态，将直流侧功率送入电网；如果直流母线电压udc低于其额定值，IL(n+1)为负，三相变换器工作在整流状态，由电网补偿直流侧功率缺额；
步骤3.4、三相变换器中三个桥臂的上下臂相位互补，任意一相上臂导通时有：
Figure GDA0002562866410000131
式中，“+”代表上臂，ΔiL-x+为电感电流变化量，ux电网电压，dx+为占空比；
下臂导通时有：
Figure GDA0002562866410000132
式中，“-”代表下臂，
结合式(6)、(7)得整个开关周期内电感电流变化为：
ΔiL-a＝ΔiL-a++ΔiL-a- (8)
式中，ΔiL-a为一个开关周期内电感电流变化量；
根据上述分析，得变换器上臂占空比为：
Figure GDA0002562866410000133
变换器下臂占空比为：
Figure GDA0002562866410000134
步骤3.5、当直流微网功率过剩时，变换器工作在逆变模式，将过多的功率送入电网，如同分析整流模式，逆变模式上臂占空比为：
Figure GDA0002562866410000135
式中，
Figure GDA0002562866410000136
均为逆变模式占空比；
逆变模式下臂占空比为：
Figure GDA0002562866410000141
通过式(10)～(13)看出，要想实现对三相变换器(3)的控制，先要得到ΔiL-x，x＝a,b,c，其中ΔiL-x的计算式为：
ΔiL-x＝IL(n+1)-iL (14)
其中，ΔiL-x为变换器交流侧电感电流变化量，iL为变换器交流侧电感电流；
当电容电场能量发生变化时，根据能量守恒，能够预测出电感电流指令值，指令电流使得电感电流从上一时刻的稳态达到新的稳态，另外，根据直流母线电压与电感电流的下垂关系，直流母线电压将达到新的稳态。

Claims (7)

1.带电压补偿的并网变换器预测控制系统，其特征在于，包括依次连接在直流母线(1)上的三相变换器(3)、LC滤波电路模块(4)、三相交流电源(5)，直流母线(1)和三相变换器(3)之间还设置有稳压电容Cdc(2)，LC滤波电路模块(4)和三相交流电源(5)之间的A相线上依次连接有A相锁相环(7)、A相同步环(8)，A相同步环(8)与A相变换器交流侧电感电流变化量发生模块(9)连接，A相变换器交流侧电感电流变化量发生模块(9)又依次与A相占空比模型预测模块(10)、PWM脉冲信号发生器(21)连接后连接至三相变换器(3)，A相变换器交流侧电感电流变化量发生模块(9)还与三相变换器(3)和LC滤波电路模块(4)之间的A相线连接，所述A相同步环(8)还与A相电流预测模块(6)连接，A相电流预测模块(6)与所述稳压电容Cdc(2)连接；
LC滤波电路模块(4)和三相交流电源(5)之间的B相线上依次连接有B相锁相环(12)、B相同步环(13)，B相同步环(13)与B相变换器交流侧电感电流变化量发生模块(14)连接，B相变换器交流侧电感电流变化量发生模块(14)又依次与B相占空比模型预测模块(15)、PWM脉冲信号发生器(21)连接后连接至三相变换器(3)，所述B相变换器交流侧电感电流变化量发生模块(14)还与三相变换器(3)和LC滤波电路模块(4)之间的B相线连接，所述B相同步环(13)还与B相电流预测模块(11)连接，B相电流预测模块(11)还与所述稳压电容Cdc(2)连接；
LC滤波电路模块(4)和三相交流电源(5)之间的C相线上依次连接有C相锁相环(17)、C相同步环(18)，C相同步环(18)与C相变换器交流侧电感电流变化量发生模块(19)连接，C相变换器交流侧电感电流变化量发生模块(19)又依次与C相占空比模型预测模块(20)、PWM脉冲信号发生器(21)连接后连接至三相变换器(3)，C相变换器交流侧电感电流变化量发生模块(19)还与三相变换器(3)和LC滤波电路模块(4)之间的C相线连接，所述C相同步环(18)还与C相电流预测模块(16)连接，C相电流预测模块(16)还与所述稳压电容Cdc(2)连接；
所述A相电流预测模块(6)、B相电流预测模块(11)、C相电流预测模块(16)结构相同，目的是将经过限幅得到的电流依次通过延时环节和下垂环节得到的电压，与额定直流母线电压UN比较后再与直流母线电压udc比较得到直流母线电压偏移量，然后将直流母线电压偏移量经过母线电压补偿后得到电流变化量，再将电流变化量通过限幅保证电流不超过最大电流。
2.根据权利要求1所述的带电压补偿的并网变换器预测控制系统，其特征在于，所述三相变换器(3)具体结构为：包括由6个IGBT管Sa+、Sa-、Sb+、Sb-、Sc+和Sc-搭建而成的三相全桥，所述稳压电容Cdc(2)的一端与三相全桥变换器直流侧的一端对应连接，稳压电容Cdc(2)的另一端与三相全桥变换器直流侧的另一端对应连接，三相变换器(3)交流侧的三个输出端与所述LC滤波电路模块(4)相连。
3.根据权利要求1所述的带电压补偿的并网变换器预测控制系统，其特征在于，所述LC滤波电路模块(4)具体结构为：包括由3个滤波电感Lf-a、Lf-b、Lf-c和3个滤波电容Cf-a、Cf-b、Cf-c搭建而成的三相LC滤波电路，LC滤波电路的一端与所述三相变换器(3)的交流测相连，LC滤波电路的另一端还与所述三相交流电源(5)的ua、ub、uc三相相连。
4.带电压补偿的并网变换器预测控制方法，基于如权利要求1所述的带电压补偿的并网变换器预测控制系统，其特征在于，具体按照以下步骤实施：
步骤1、利用电容电场能量变化预估并网变换器功率，根据电容电场能量的变化量计算电感电流变化量，预测指令电流；
步骤2、建立直流母线电压和电感电流之间的线性控制关系；
步骤3、利用电容电场能量变化，设计补偿虚拟电容，补偿扰动下直流母线电压。
5.根据权利要求4所述的带电压补偿的并网变换器预测控制方法，其特征在于，所述步骤1具体按照以下步骤实施：
步骤1.1、稳态时直流母线电容电场能量为：
Figure FDA0002562866400000031
其中，WC0为静态工作点处电场能量，Udc0为静态工作点处直流母线电压，Cdc为直流母线电容；
步骤1.2、当检测到扰动来临时，电场能量将变化为：
Figure FDA0002562866400000032
其中，ΔWC为扰动下电场能量变化量，ΔUdc为母线电压扰动量；
步骤1.3、根据步骤1.2的电场能量变化，得到电容所要释放的功率为：
Figure FDA0002562866400000033
其中，P为电容释放功率，Udc为直流母线电压，Δt为时间变化量；
步骤1.4、为消纳步骤1.3中电容释放的功率，需控制变换器交流侧的电感电流，为此定义：
Figure FDA0002562866400000034
其中，ΔIL为电感电流变化量，Us为交流电源电压；
步骤1.5、根据变换器交流侧电感电流变化量计算下一时刻电感电流为：
IL(n+1)＝IL(n)+ΔIL (5)
其中，IL(n)为当前电感电流，IL(n+1)为预测电感电流。
6.根据权利要求5所述的带电压补偿的并网变换器预测控制方法，其特征在于，所述步骤2中具体如下：
建立直流母线电压和电感电流的线性关系，得到直流母线电压参考值：
udc-ref＝UN-k·IL (3)
其中，udc-ref为直流母线电压参考值，UN为额定直流母线电压，k为斜率。
7.根据权利要求6所述的带电压补偿的并网变换器预测控制方法，其特征在于，所述步骤3具体如下：
步骤3.1、利用步骤1.4中的电感电流变化量，设计虚拟电容值，由步骤1.4知：
Figure FDA0002562866400000041
式中，K＝Udc/Us；
步骤3.2、设计虚拟电容的大小为：
Figure FDA0002562866400000042
式中，ΔUdc-max为直流母线电压最大波动范围，σ为常数；
步骤3.3、当扰动来临时，会有对应的IL(n+1)与之相匹配，如果直流母线电压udc高于其额定值，电感电流指令值IL(n+1)为正，三相变换器工作在逆变状态，将直流侧功率送入电网；如果直流母线电压udc低于其额定值，IL(n+1)为负，三相变换器工作在整流状态，由电网补偿直流侧功率缺额；
步骤3.4、三相变换器中三个桥臂的上下臂相位互补，任意一相上臂导通时有：
Figure FDA0002562866400000051
式中，“+”代表上臂，ΔiL-x+为电感电流变化量，ux电网电压，dx+为占空比；
下臂导通时有：
Figure FDA0002562866400000052
式中，“-”代表下臂，
结合式(6)、(7)得整个开关周期内电感电流变化为：
ΔiL-a＝ΔiL-a++ΔiL-a- (8)
式中，ΔiL-a为一个开关周期内电感电流变化量；
根据上述分析，得变换器上臂占空比为：
Figure FDA0002562866400000053
变换器下臂占空比为：
Figure FDA0002562866400000054
步骤3.5、当直流微网功率过剩时，变换器工作在逆变模式，将过多的功率送入电网，如同分析整流模式，逆变模式上臂占空比为：
Figure FDA0002562866400000055
式中，
Figure FDA0002562866400000056
均为逆变模式占空比；
逆变模式下臂占空比为：
Figure FDA0002562866400000061
通过式(10)～(13)看出，要想实现对三相变换器(3)的控制，先要得到ΔiL-x，x＝a,b,c，其中ΔiL-x的计算式为：
ΔiL-x＝IL(n+1)-iL (14)
其中，ΔiL-x为变换器交流侧电感电流变化量，iL为变换器交流侧电感电流；
当电容电场能量发生变化时，根据能量守恒，能够预测出电感电流指令值，指令电流使得电感电流从上一时刻的稳态达到新的稳态，根据直流母线电压与电感电流的下垂关系，直流母线电压也将达到新的稳态。
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