CN105490568A - 同步整流装置以及使用该装置的交流发电机 - Google Patents

Abstract

将同步整流MOSFET的整流装置构成为在规定的条件下切断来自外部的电源供给而不使电流流入到控制电路，能够进行组装后的电容器不良的筛查等。整流装置(107)具备：整流MOSFET(101)，进行同步整流；控制电路(106)，输入整流MOSFET(101)的一对正极侧主端子(TK)与负极侧主端子(TA)之间的电压，根据所输入了的电压，判定整流MOSFET(101)的导通/截止；以及电容器(104)，向控制电路(106)供给电源。控制电路(106)具备输入整流MOSFET(101)的一对主端子之间的电压，在所输入的一对主端子之间的电压为第1电压以上时，切断向控制电路(106)的电源供给，在所输入的一对主端子之间的电压为第1电压以下时，解除向控制电路(106)的电源供给的切断的切断电路(105)。

Description

同步整流装置以及使用该装置的交流发电机

技术领域

本发明涉及同步整流MOSFET(MetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)的同步整流装置、以及使用该同步整流装置的交流发电机。

背景技术

在汽车中进行发电的交流发电机中，作为整流元件，此前使用二极管。二极管虽然廉价，但存在正向压降，损失大。相对于此，近年来，代替二极管，开始将MOSFET用作交流发电机用的整流元件。通过对MOSFET进行同步整流，无正向压降而正向电流从0V上升，能够实现损失少的整流元件。

商用电源的交流的频率恒定。因此，在作为商用电源的电源装置的整流元件使用MOSFET的情况下，还能够与时钟同步地进行MOSFET的导通/截止控制。但是，交流发电机在线圈中产生的交流电力的频率不恒定。因此，在作为交流发电机的整流元件使用MOSFET的情况下，并非如在电源装置等中使用的情况那样简单地与时钟同步，而需要与其时刻变化的频率同步地进行MOSFET的导通/截止控制。

作为进行交流发电机的同步整流MOSFET的导通/截止控制的方法，已知使用霍尔元件来探测马达的位置而进行MOSFET的控制的方法。此处，将这样的通过霍尔元件等从外部输入信号来进行控制的方法称为外部控制型。外部控制型的同步整流MOSFET需要使用霍尔元件等传感器，需要通过控制电路进行复杂的控制，所以交流发电机的整流部变得昂贵。

在专利文献1中，作为进行交流发电机的同步整流MOSFET的导通/截止控制的其他方法，公开了根据同步整流MOSFET的源极/漏极之间的电压进行判定来进行MOSFET的控制的方法。此处，将这样的从外部没有信号而根据内部的电压进行控制的方法称为自律型。在自律型的同步整流MOSFET中，不需要霍尔元件等传感器，一般控制电路也简单，所以能够使交流发电机的整流部变得廉价。在专利文献1中，作为根据同步整流MOSFET的源极/漏极之间的电压判定MOSFET的导通/截止的电路，使用差动放大器，而且还使用比较器等。

进而，专利文献1公开的交流发电机的同步整流MOSFET的整流器具备供给控制电路的电源的电容器。通过内置作为电源的电容器，能够将外部端子的数量设为2个。由此，能够做成与二极管相同的端子结构，能够替代在交流发电机中使用的二极管来使用。

专利文献1：日本特表2011-507468号公报

发明内容

外部2端子的自律型同步整流MOSFET的整流装置(整流器)由整流MOSFET、控制电路、以及电容器等多个元件构成。自律型同步整流MOSFET的整流装置如果对外部端子之间施加正的电压，则自动地在电容器中累积电荷而将电容器作为电源，使用该电源的控制电路使整流MOSFET导通、截止。由此，能够以在对外部端子之间施加了负的电压时流过电流的方式自动地动作。

在控制电路中，同步整流MOSFET自动地动作。对在其中包含的同步整流MOSFET进行导通/截止控制的差动放大器或者比较器等判定电路以使电流稳定地流过电流的方式构成电路。因此，即使在电容器中充分地累积了电荷时，仍持续消耗规定的电流。另外，为了应对该电流的消耗，需要搭载规定电容的电容器。在使用该同步整流装置构成交流发电机时，即使在待机状态下也始终稳定地流过电流，所以需要另外设置开关、继电器等。

外部2端子的自律型同步整流MOSFET的整流装置由整流MOSFET、控制电路、以及电容器等多个元件构成。通过在组装到该整流装置之前，使各元件独立地筛查，能够去除组装之前的各元件的不合格品。但是，在组装到该整流装置之后，必须通过外部2端子进行对整流装置的不良的筛查。特别，电容器有可能在锡焊、树脂的固化等热工序中变得不良，组装之后的筛查的必要性高。

通过对外部2端子施加电压，并测定在两个端子之间流过的电流，进行该筛查。在外部2端子的自律型同步整流MOSFET的整流装置中，整流MOSFET和控制电路被并联地连接。电容器经由控制电路内的二极管与控制电路并联地连接。因此，当在筛查中对外部2端子施加了电压时，在该2端子之间流过的电流成为在整流MOSFET中流过的泄漏电流、在控制电路中流过的电流、以及在电容器中流过的泄漏电流之和。此处，在控制电路中，通过以使同步整流MOSFET自动地动作的方式对在其中包含的同步整流MOSFET进行导通/截止控制的差动放大器或者比较器等判定电路，以使电流稳定地流过的方式构成电路。

在具有从外部供给电源的端子的同步整流MOSFET的整流装置的情况下，能够停止来自外部的电源供给，不使电流流入到判定电路。但是，在外部2端子的自律型同步整流MOSFET的整流装置的情况下，如果对外部2端子施加了电压，则需要在判定电路中一定流过电流。相比于在充电结束了的电容器中流过的泄漏电流、在截止状态的整流MOSFET中流过的泄漏电流，在该判定电路中流过的电流、即在控制电路中流过的电流更大。因此，即使由于组装时的不良而电容器的泄漏电流增加，被在控制电路中流过的电流隐去。即，即使由于组装时的不良而电容器的泄漏电流增加，仍难以检测该泄漏电流的增加。即，在外部2端子的自律型同步整流MOSFET的整流装置中，存在组装之后的电容器的不良的筛查困难这样的问题。

另外，在外部2端子的自律型同步整流MOSFET的整流装置中，即使在电容器的充电中，控制电路也使电流稳定地流过。因此，电容器的充电电流的一部分不被用于电容器的充电，而由控制电路消耗。相应地，在电容器的充电中花费时间，所以需要使限制电容器电流的电阻变得更小。如果减小限制电容器电流的电阻，则电容器的故障率增大，电容器的可靠性降低。

进而，在使用外部2端子的自律型同步整流MOSFET的整流装置的交流发电机中，即使该交流发电机停止发电，整流装置中的控制电路仍使电流稳定地流过。因此，通过该电流，电池放电，电池电压降低。

因此，本发明的课题在于提供一种能够在规定的条件下切断来自外部的电源供给而使电流不流入到控制电路的同步整流装置和使用该同步整流装置的交流发电机。

为了解决上述课题，第1发明的同步整流装置构成对交流输入电压进行同步整流来生成直流电压并将该直流电压输出到外部的交流发电机。该同步整流装置具备开关晶体管、与上述开关晶体管的一对主端子连接了的一对外部端子、对上述开关晶体管的栅极提供控制信号而使其导通的控制电路、以及对上述控制电路供给电源的电容器。上述控制电路具备判定上述一对外部端子的各电压的判定电路和在上述开关晶体管的上述一对主端子之间的电压是规定电压以上时切断向上述判定电路的电源供给并且在输入了的上述一对主端子之间的电压小于规定电压时不切断向上述判定电路的电源供给的切断电路。

第2发明的交流发电机具备第1发明的同步整流装置。

关于其他单元，在具体实施方式中说明。

根据本发明，能够提供一种能够在规定的条件下切断来自外部的电源供给而使电流不流入到控制电路的同步整流装置和使用该同步整流装置的交流发电机。由此，能够进行组装了同步整流装置之后的电容器不良的筛查等。

附图说明

图1是示出第1实施方式中的自律型的同步整流MOSFET的整流装置的电路图。

图2是示出第1实施方式中的整流装置的判定电路的电路图。

图3是示出第1实施方式中的整流装置的切断电路的电路图。

图4是示出第1实施方式中的整流装置的筛查时的电压电流特性的图形。

图5是示出使用第1实施方式中的整流装置的交流发电机的概略结构的电路图。

图6是示出第1实施方式中的整流装置的整流动作时的电压电流波形的图形。

图7是示出第1实施方式中的整流装置的整流动作停止之后的电压电流波形的图形。

图8是示出第1实施方式中的整流装置的第1变形例的切断电路的电路图。

图9是示出第1实施方式中的整流装置的第2变形例的切断电路的电路图。

图10是示出第1实施方式中的整流装置的第3变形例的切断电路的电路图。

图11是示出第2实施方式中的自律型的同步整流MOSFET的整流装置的电路图。

图12是示出第2实施方式中的整流装置的栅极驱动电路的电路图。

图13是示出第3实施方式中的自律型的同步整流MOSFET的整流装置的电路图。

图14是示出第4实施方式中的整流装置的电路图。

图15是示出第4实施方式中的整流装置的各部的电路图。

图16是示出整流装置的判定电路的各变形例的电路图。

符号说明

11～20：P型MOSFET；21～27：N型MOSFET；30、32、34：高侧P型MOSFET；31、33、35：低侧N型MOSFET；101：整流MOSFET(开关晶体管)；102、102a～102d：判定电路；103a：二极管；103b：电阻；104：电容器；105、105a～105d：切断电路；106、106a～106d：控制电路；107、107a～107d：整流装置(同步整流装置)；108、108d：栅极驱动电路；109：转子线圈；110uv、110vw、110wu：定子线圈；111：电池；130：整流电路；140：交流发电机；CC1～CC10：恒定电流电路；TR1～TR3：N型双极型晶体管；D1～D4：二极管；IN+：非反相输入端子；IN-：反相输入端子；Vds：漏极/源极间电压；Nu、Nv、Nw：节点：(交流端子)；Np、Nn：节点(直流端子)；TK：正极侧主端子(一对主端子中的一方)；TA：负极侧主端子(一对主端子中的另一方)；OUT：输出端子；GND：接地端子；VCC：电源电压端子。

具体实施方式

以下，根据附图，详细说明本发明的实施方式。另外，在用于说明实施方式的各图中，对具有同一功能的部分附加同一符号，适宜地省略其重复的说明。另外，在以下的实施方式的说明中，除了特别需要时以外，不重复同一或者同样的部分的说明而适宜省略。

图1是示出第1实施方式中的外部2端子的自律型的同步整流MOSFET的整流装置的电路图。

如图1所示，第1实施方式的自律型的同步整流MOSFET的整流装置107通过正极侧主端子TK和负极侧主端子TA的外部的2个端子与外部连接。整流装置107构成为还包括作为开关晶体管的整流MOSFET101、控制电路106、以及电容器104。在整流MOSFET101中，存在寄生二极管。控制电路106构成为包括判定电路102、二极管103a、电阻103b、以及切断电路105。控制电路106由单一的硅芯片构成，通过做成单芯片的IC(IntegratedCircuit，集成电路)，得到低成本/低面积/高噪声耐性的优点。

在整流MOSFET101中，流过交流发电机的发电部(参照后述图5)发出的大电流，所以使用功率MOSFET。整流MOSFET101进行同步整流。整流MOSFET101具备作为一对主端子的漏极和源极。整流MOSFET101的漏极与正极侧主端子TK连接，源极与负极侧主端子TA连接。由此，在整流MOSFET101中存在的寄生二极管的阳极与负极侧主端子TA连接，阴极与正极侧主端子TK连接。

将整流MOSFET101的漏极与源极之间的电压定义为电压Vds。将整流MOSFET101的栅极与源极之间的电压定义为电压Vgs。将整流MOSFET101的源极的电位设为电压Vs。

将该整流MOSFET101的从漏极流入到源极的电流定义为电流Id。该整流MOSFET101通过同步整流流过的电流Id为负的值。进而，将从正极侧主端子TK流入到负极侧主端子TA的电流定义为电流Ik。整流装置107通过同步整流流过的电流Ik为负的值。

判定电路102的非反相输入端子IN+与整流MOSFET101的漏极连接，反相输入端子IN－直接与整流MOSFET101的源极连接。判定电路102的输出端子OUT与整流MOSFET101的栅极端子连接。从判定电路102的输出端子OUT，输出判定电路102的输出信号。判定电路102生成直接比较非反相输入端子IN+和反相输入端子IN－而判定了的输出信号。判定电路102输出负极侧主端子TA的源极电压Vs和正极侧主端子TK的漏极电压Vd的比较结果。期望判定电路102的判定性能期望是高精度。

二极管103a按照从正极侧主端子TK向电容器104的正极侧端子的方向连接。二极管103a在正极侧主端子TK与负极侧主端子TA之间施加了比二极管103a的正向压降更高的电压时，对电容器104进行充电。

电阻103b与二极管103a串联地连接。电阻103b和二极管103a的位置不限于图1的例子，也可以调换。电阻103b限制向电容器104的充电电流。通过增大电阻103b的电阻值，能够降低电容器104的故障率，提高可靠性。另外，如果电容器104的可靠性没有问题，则电阻103b未必一定需要。

判定电路102判定负极侧主端子TA和正极侧主端子TK的各电压。判定电路102的非反相输入端子IN+不经由电阻而与整流MOSFET101的漏极连接。判定电路102的反相输入端子IN－不经由电阻而与整流MOSFET101的源极连接。由此，能够防止电阻的偏差、温度依赖所致的判定电路102的输入端子的电压变动。

切断电路105的电容器电压输入端子VCIN与电容器104的正极侧端子连接，电容器电压输出端子VCOUT与判定电路102的电源电压端子VCC连接。另外，漏极电压输入端子VDIN与整流MOSFET101的漏极连接，接地端子GND与整流MOSFET101的源极连接。切断电路105在规定的条件下切断在判定电路102中流过的电流。切断电路105的端子以及布线无需一定如上所述，可以根据切断电路105的电路结构而变化。

电流Iic是在控制电路106中流过的电流。此处，电流Iic是在判定电路102中流过的电流、与在切断电路105中流过的电流之和。

电容器104供给用于控制电路106进行驱动的电源。通过将电容器104用于电源，整流装置107的端子数为2个，能够与在交流发电机140中使用的以往的整流二极管的端子具有互换性。由此，能够将以往的整流二极管置换为该整流装置107，提高交流发电机140的性能。以下，将该电容器104的正极侧端子的电压定义为电压Vc。将在该电容器104中流过的电流定义为电流Ic。

电流Ik分流为电流Id、电流Iic、以及电流Ic。即，电流Ik为电流Id、电流Iic、以及电流Ic之和。

以下，参照图2，说明整流装置107的判定电路102的电路结构的一个例子和动作，参照图3，说明整流装置107的切断电路105的电路结构的一个例子和动作。

图2是示出第1实施方式中的同步整流装置107的判定电路102的一个例子的电路图。

判定电路102a是例如由MOSFET构成的比较器。判定电路102a具备恒定电流电路CC1、PMOS11、12、13、14、15、以及NMOS21、22、23。在判定电路102a的电源电压端子VCC与接地端子GND之间供给电源而动作。判定电路102a比较非反相输入端子IN+的电压Vin+和反相输入端子IN－的电压Vin－来进行判定。

PMOS11、12、13构成电流镜电路。即，PMOS11、12、13的漏极与电源电压端子VCC连接。进而，PMOS11、12、13的栅极和PMOS11的源极连接到同一节点，并与恒定电流电路CC1连接。该恒定电流电路CC1以从PMOS11、12、13的栅极和PMOS11的源极的连接节点朝向接地端子GND流过电流的方式连接。

PMOS14、15的漏极与PMOS12的源极连接。PMOS12、14、15的背栅与电源电压端子VCC连接。PMOS14的栅极与反相输入端子IN－连接。PMOS15的栅极与非反相输入端子IN+连接。PMOS14的源极与NMOS21的源极和NMOS21、22的栅极连接。PMOS15的源极与NMOS22的源极和NMOS23的栅极连接。NMOS21、22、23的漏极与接地端子GND连接。

PMOS13的源极和NMOS23的源极连接到同一节点，进而连接到输出端子OUT。

以下，说明图2所示的判定电路102a的动作。

如果判定电路102a的非反相输入端子IN+的电压Vin+比反相输入端子IN－的电压Vin－更低，则相比于在PMOS12中流过的电流中的、在PMOS15中流过的电流Iin+，在PMOS14中流过的电流Iin－更小。在NMOS21中流过的电流也变少而截止。被施加与NMOS21相同的栅极电压的NMOS22也截止，NMOS23的栅极电压提高而NMOS23导通。其结果，电流Ioff_out从输出端子OUT流入到接地端子GND，对输出端子OUT输出对接地端子GND施加的L电平的电压。

如果判定电路102a的非反相输入端子IN+的电压Vin+比反相输入端子IN－的电压Vin－更高，则相比于从PMOS12流入的电流中的、在PMOS15中流过的电流Iin+，在PMOS14中流过的电流Iin－更大。流入到PMOS14的电流Iin－流入到NMOS21而导通。被施加与NMOS21相同的栅极电压的NMOS22也导通，NMOS23的栅极压降而NMOS23截止。其结果，电流Ion_out从电源电压端子VCC流入到输出端子OUT，对输出端子OUT输出对电源电压端子VCC施加的H电平的电压。

在以上的动作中，在判定电路102a中，持续流过在PMOS11、12、13中流过的电流。在PMOS11中持续流过由恒定电流电路CC1确定的电流，在PMOS12、13中持续流过由PMOS11、12、13形成的镜电路、即与PMOS11的沟道宽的比来确定的电流。如果将在恒定电流电路CC1中流过的电流设为10[μA]，将PMOS11、12、13的沟道宽的比设为1比2比2，则在判定电路102a中，流过50[μA]的电流。在本实施方式中，通过设置切断电路105，在规定的条件下切断向判定电路102a的电源供给，不流过电流。

图3是第1实施方式中的整流装置107的切断电路105的一个例子的电路图。

如图3所示，切断电路105具备PMOS16、NMOS24、以及电阻R1、R2。电容器电压输入端子VCIN经由PMOS16，与电容器电压输出端子VCOUT连接。漏极电压输入端子VDIN经由电阻R1和NMOS24，与接地端子GND连接。PMOS16的栅极与漏极电压输入端子VDIN连接。NMOS24的栅极与PMOS16的漏极连接。电容器电压输出端子VCOUT经由具有高电阻值的电阻R2与接地端子GND连接。

以下，说明图3所示的切断电路105的动作。

如果使切断电路105的PMOS16截止，则电容器电压输入端子VCIN和电容器电压输出端子VCOUT之间的电流路径被切断，切断向判定电路102的电源供给。于是，电容器电压输出端子VCOUT的电位通过在电阻R2中流过的电流，成为与接地端子GND相同的电位。在判定电路102的电源电压端子VCC与接地端子GND之间，不施加电压，在判定电路102中不流过电流。另外，判定电路102也在电源电压端子VCC与接地端子GND之间流过电流，所以也可以无电阻R2。如果电容器电压输出端子VCOUT的电位降低，则NMOS24的栅极压降而NMOS24截止，漏极电压输入端子VDIN与接地端子GND之间的电流也切断。即，在切断电路105切断了电源供给时，在经由控制电路106而电流在一对主端子之间流过的所有路径中，在路径内存在的晶体管中的至少1个处于截止状态。由此，能够切断控制电路106的电流。

如果使切断电路105的PMOS16导通，则电容器电压输入端子VCIN与电容器电压输出端子VCOUT之间的电流路径连接，向判定电路102的电源供给的切断被解除。于是，电容器电压输出端子VCOUT的电位上升至电容器电压输入端子VCIN，在判定电路102中流过电流。如果电容器电压输出端子VCOUT的电位上升，则NMOS24的栅极电压上升而NMOS24导通，在漏极电压输入端子VDIN与接地端子GND之间也流过电流。

关于PMOS16，如果PMOS16的栅极电压以PMOS16的源极电压为基准相比PMOS的阈值电压Vth_PMOS而降低，则导通，如果上升则截止。对PMOS16的栅极施加切断电路105的电容器电压输入端子VCIN的电压、即电容器104的正极侧端子的电压Vc。对PMOS16的漏极施加切断电路105的漏极电压输入端子VDIN的电压、即整流装置107的正极侧主端子TK的电压Vka。因此，将PMOS16的阈值电压设为Vth_PMOS，以下的式(1)示出PMOS16导通的条件。这也是切断电路105解除电源供给的切断的条件。

【式1】

Vka≤Vc+Vth_PMOS···(1)

此处，Vka：正极侧主端子TK的电压

Vc：电容器104的正极侧端子的电压

Vth_PMOS：PMOS16的阀值电压

进而，以下的式(2)示出PMOS16截止的条件。它还是切断电路105切断电源供给的条件。

【式2】

Vka＞Vc+Vth_PMOS···(2)

此处，Vka：正极侧主端子TK的电压

Vc：电容器104的正极侧端子的电压

Vth_PMOS：PMOS16的阀值电压

在图3所示的切断电路105中，由PMOS16和NMOS24构成的保持电路保持切断的状态或者切断解除的状态。切断电路105能够通过该保持电路，不使电流流入到切断电路105自身而保持电流的切断状态。因此，能够减小切断状态下的控制电路106的电流。另外，保持电路不限于图3所示的电路，也可以应用其他结构的保持电路。

接下来，参照图4，说明第1实施方式中的外部2端子的自律同步整流MOSFET的整流装置107的筛查时的电压/电流特性和效果。

图4是第1实施方式中的外部2端子的自律同步整流MOSFET的整流装置107的筛查时的电压/电流特性。

该图形表示在整流装置107的外部2端子、正极侧主端子TK与负极侧主端子TA之间施加了正的电压Vka时，在各部中流过的泄漏电流的特性。实线所示的电流Ic是在电容器104中流过的泄漏电流的特性。单点划线所示的电流Id是在整流MOSFET101中流过的泄漏电流的特性。双点划线所示的电流Iic是有切断电路105的控制电路106的泄漏电流的特性。虚线所示的电流Iic是无切断电路105时的控制电路106的泄漏电流的特性。此处，为了比较，还一并示出了未具备切断电路105的控制电路106的电压/电流特性。这是DC测定的结果，不包括电容器104的过渡的充电电流。在两个端子之间流过的泄漏电流Ik为电流Ic、电流Id、以及电流Iic之和。

如果使电压Vka从0V变大，则在整流MOSFET101的源极与漏极之间，原样地施加电压Vka。对控制电路106的栅极输出端子输出0V。因此，在整流MOSFET101中，流过栅极电压是0V时的泄漏电流Id。对电容器104施加从电压Vka减去二极管103a的正向压降Vdr而得到的电压。该正向压降Vdr为0.6V左右。在电容器104中，流过与该施加电压对应的泄漏电流Ic。

关于控制电路106，对切断电路105的PMOS16的源极施加从电压Vka减去二极管103a的正向压降Vdr而得到的电压，对PMOS16的栅极施加电压Vka。因此，PMOS16满足式(2)所示的截止的条件，切断电路105维持电源供给的切断状态。在切断电路105是切断状态的情况下，控制电路106的泄漏电流Iic是PMOS16和NMOS24的漏极与源极之间的泄漏电流。PMOS16和NMOS24是控制电路106内的沟道宽小的MOS，其泄漏电流相比于整流MOSFET101的泄漏电流Id、电容器104的泄漏电流Ic充分小。

在图4的例子中，使电容器104的泄漏电流Ic比整流MOSFET101的泄漏电流Id更大，在电容器104中流过的泄漏电流Ic最大。关于整流MOSFET101的泄漏电流Id，通过减小芯片面积、延长沟道长、增大阈值电压等，能够减小电流值。在控制电路106中设置切断电路105，使电容器104的泄漏电流Ic大于整流MOSFET101的泄漏电流Id。由此，在组装时在电容器104中产生不良而电容器104的泄漏电流Ic增加时，能够检测该泄漏电流Ic的增加。即，能够进行电容器104的不良的筛查。

图4的虚线表示在无切断电路105的情况下在控制电路中流过的泄漏电流Iic的特性。判定电路102始终持续流过电流，所以相比于在电容器104中流过的泄漏电流Ic，在控制电路106中流过的电流Iic大出几位，即使由于不良而电容器104的泄漏电流Ic变大，仍难以检测到它。

筛查时的施加电压为例如15V。需要施加高电压而防止元件劣化。

考虑针对电容器104以及整流MOSFET101的不良的判定以泄漏电流1位的增加为基准的情况。如果电容器104以及整流MOSFET101的合格品的泄漏电流Id的差在1位以内，则能够检测电容器104以及整流MOSFET101这两方的不良。

另外，考虑电容器104的泄漏电流和整流MOSFET101的泄漏电流具有不同的电压依赖性的情况。

例如，如果存在电容器104的泄漏电流比整流MOSFET101的泄漏电流更大的第1电压区域，则能够在该第1电压区域中进行电容器104的不良的筛查。另外，如果存在整流MOSFET101的泄漏电流比电容器104的泄漏电流大的第2电压区域，则能够在该第2电压区域中，进行整流MOSFET101的不良的筛查。由此，能够检测电容器104以及整流MOSFET101这两方的不良。

进而，考虑电容器104的泄漏电流和整流MOSFET101的泄漏电流具有不同的温度依赖性的情况。

例如，如果存在电容器104的泄漏电流比整流MOSFET101的泄漏电流大的第1温度区域，则能够在该第1温度区域中，进行电容器104的不良的筛查。进而，如果存在整流MOSFET101的泄漏电流比电容器104的泄漏电流大的第2温度区域，则能够在该第2温度区域中，进行整流MOSFET101的不良的筛查。由此，能够检测电容器104以及整流MOSFET101这两方的不良。

接下来，参照图5，说明使用第1实施方式中的外部2端子的自律同步整流MOSFET的整流装置107的交流发电机140的概略结构。参照图6，说明第1实施方式中的外部2端子的自律同步整流MOSFET的整流装置107的整流时的动作。

图5是示出使用自律型的整流装置107的交流发电机140的概略结构的电路图。

如图5所示，使用自律型的同步整流MOSFET的整流装置107的交流发电机140具备构成为包括转子线圈109以及定子线圈110uv、110vw、110wu的发电部和整流电路130。

发电部构成为包括转子线圈109和Δ接线了的3根定子线圈110uv、110vw、110wu。从连接了定子线圈110wu、110uv的节点引出U相131u的中点布线。从连接了定子线圈110uv、110vw的节点引出V相131v的中点布线。从连接了定子线圈110vw、110wu的节点引出W相131w的中点布线。另外，各定子线圈110uv、110vw、110wu的接线既可以代替Δ接线而设为Y接线，不受限制。

整流电路130构成为包括U相131u、V相131v、以及W相131w，将节点Nu、Nv、Nw之间的三相交流整流为直流而流入到节点Np、Nn之间(直流端子之间)。U相131u的中点布线的节点Nu在高侧连接整流装置107uh，在低侧连接整流装置107ul。V相131v的中点布线的节点Nv在高侧连接整流装置107vh，在低侧连接整流装置107vl。W相131w的中点布线的节点Nw在高侧连接整流装置107wh，在低侧连接整流装置107wl。高侧的整流装置107uh、107vh、107wh经由直流的正极侧的节点Np连接电池111(能量累积部)的正极侧端子。低侧的整流装置107ul、107vl、107wl经由直流的负极侧的节点Nn连接电池111的负极侧端子。

电池111是例如车载用电池，其动作范围是例如10.8V至14V左右。

U相131u的高侧的整流装置107uh构成为包括整流MOSFET101uh、控制电路106uh、以及电容器104uh。U相131u的低侧的整流装置107ul同样地构成为包括整流MOSFET101ul、控制电路106ul、以及电容器104ul。

V相131v的高侧的整流装置107vh构成为包括整流MOSFET101vh、控制电路106vh、以及电容器104vh。V相131v的低侧的整流装置107vl同样地构成为包括整流MOSFET101vl、控制电路106vl、以及电容器104vl。

W相131w的高侧的整流装置107wh构成为包括整流MOSFET101wh、控制电路106wh、以及电容器104wh。W相131w的低侧的整流装置107wl同样地构成为包括整流MOSFET101wl、控制电路106wl、以及电容器104wl。

以下，在不特别区分各整流装置107uh～107wl时，在各实施方式中记载为整流装置107、107a～107c。在不特别区分各控制电路106uh～106wl时，在各实施方式中记载为控制电路106、106a～106c。在不特别区分各整流MOSFET101uh～101wl时，简单地记载为整流MOSFET101。在不特别区分各电容器104uh～104wl时，简单地记载为电容器104。

图6(a)～(e)是示出第1实施方式中的外部2端子的自律同步整流MOSFET的整流装置107的整流动作时的各部波形的图形。图6(a)～(e)的横轴在各图形中表示共同的时间。

在图6中，针对在U相131u的低侧中使用的整流装置107ul的电压以及电流的波形，在低侧的整流MOSFET101ul导通的期间加上前后的期间而表示。以下，整流装置107ul有时简单地记载为整流装置107。整流MOSFET101ul有时简单地记载为整流MOSFET101。

图6(a)是示出整流装置107的外部2端子之间的电压Vka的图形。该电压Vka与整流MOSFET101的漏极/源极间电压Vds相同，与在判定电路102的非反相输入端子IN+与反相输入端子IN－之间施加的电压相同。

图6(b)是示出整流MOSFET101的栅极电压Vgs的图形。栅极电压Vgs还是判定电路102的输出端子OUT的电压。

图6(c)是示出整流MOSFET101的漏极电流Id的图形。该漏极电流Id是整流电流。

图6(d)是示出控制电路106的判定电路102的电源电压端子VCC的电压Vcc的图形。该判定电路102的电源电压端子VCC的电压Vcc等于切断电路105的电容器电压输出端子VCOUT的电压。

图6(e)是示出在控制电路106中流过的电流Iic的图形。在该控制电路106中流过的电流Iic在图1至图3所示的实施方式中，等于经由切断电路105中的PMOS16在判定电路102中流过的电流和经由切断电路105中的NMOS24流过的电流之和。

在图6(a)～(e)中，示出了在U相131u的低侧中使用的整流装置107ul的电压以及电流的波形。关于在U相131u的高侧中使用的整流装置107uh的电压以及电流的波形，如果以整流元件的负极侧主端子TA为基准，则也成为相同的波形。在V相131v、W相131w的低侧、高侧中使用的各整流装置107也相同。

以下，根据图6(a)～(e)，说明自律型的同步整流MOSFET的整流装置107的整流动作。

通过转子线圈109在定子线圈110uv、110vw、110wu中旋转，进行交流发电机140中的发电。此时，在各相的线圈中产生交流电力，通过该交流电力，各相的中点布线的电压周期性地上下波动。

中点布线的电压等于低侧的整流元件的正极侧主端子TK的电压，且等于判定电路102的非反相输入端子IN+的电压Vin+。

电池111的负极侧端子的电压等于低侧的整流元件的负极侧主端子TA的电压，且等于判定电路102的反相输入端子IN－的电压Vin－。

首先，在时刻t60中，高侧的整流装置107uh的整流MOSFET101处于导通状态而流过整流电流。对低侧的整流装置107ul的电压Vka，施加了对交流发电机140的输出电压加上了高侧的整流装置107uh的导通电压的正的电压。对低侧的整流装置107ul的正极侧主端子TK，按照对于对电容器104进行充电充分的时间来施加了正的电压Vka。电容器104的电压Vc为从低侧的整流装置107ul的正极侧主端子TK的电压Vka减去充电路径的二极管103a的正向压降Vdr而得到的电压。该电压Vka和电容器104的电压Vc的关系与在上面说明了的筛查时相同，切断电路105满足切断条件，处于电源供给的切断状态。

接下来，如果高侧的整流装置107uh的整流结束，则U相131u的中点布线的节点Nu的电压开始降低。电容器104的电压Vc仅通过在控制电路106的切断电路105处于切断状态时流过的泄漏电流Ic降低，大致不变。因此，满足在上面说明了的解除控制电路106的切断电路105的切断的式(1)的条件。在时刻t61中，切断电路105的切断被解除。由此，如图6(d)所示，控制电路106的判定电路102的电源电压端子VCC的电压Vcc上升至电容器104的电压Vc，对判定电路102供给电源。如果在判定电路102中流过电流，则如图6(e)所示，在控制电路106中流过的电流Iic增加。从该时间点，能够进行控制电路106的判定动作和向栅极的导通/截止的输出动作。

中点布线的电压进一步降低，在时刻t62中，低于电池111的负极侧端子的电压。即，如图6(a)所示，在判定电路102的非反相输入端子IN+与反相输入端子IN－之间施加了的漏极/源极间电压Vds为负。如在上面说明，判定电路102进行导通的判定，如图6(b)所示，整流MOSFET101的栅极电压Vgs上升。如图6(c)所示，整流MOSFET101的漏极电流Id、即整流电流也开始流过。

在时刻t63中，中点布线的电压超过电池111的负极侧端子的电压。判定电路102的非反相输入端子IN+的电压Vin+超过反相输入端子IN－的电压Vin－。如图6(a)所示，漏极/源极间电压Vds成为正。由此，判定电路102进行截止的判定，如图6(b)所示，整流MOSFET101的栅极电压Vgs降低。如果栅极电压Vgs降低，则整流MOSFET101截止状态，如图6(c)所示，不流过漏极电流Id。由此，该周期中的整流动作结束。电容器104的电荷通过控制电路106的动作电流被消耗。因此，以即使电容器104的电压Vc降低，也维持控制电路106正常地动作的电源电压的方式，设计电容器104的电容和控制电路106的动作电流即可。

如果中点布线的电压进一步上升，则在时刻t64中，满足式(2)的条件，PMOS16再次截止。如果PMOS16截止，则通过在判定电路102以及切断电路105的电阻R2中流过，如图6(d)所示，控制电路106的判定电路102的电源电压端子VCC的电压Vcc降低。向判定电路102的电源供给被切断，如图6(e)所示，在控制电路106中流过的电流Iic减少。此时，切断电路105的NMOS24也截止，在控制电路106中流过的泄漏电流Iic与PMOS16和NMOS24所致的泄漏电流等同。

如果中点布线的电压再次降低，则切断电路105的电流供给的切断被解除，在时刻t65～t68的定时，进行与时刻t61～t64同样的动作。

以上，如图6(a)～(e)的整流动作所示，第1实施方式中的外部2端子的自律同步整流MOSFET的整流装置107在进行同步整流之前通过切断电路105解除针对控制电路106的电源供给的切断。自律同步整流MOSFET的整流装置107在进行了同步整流之后通过切断电路105切断针对控制电路106的电源供给。由此，控制电路106能够进行在同步整流时使整流MOSFET101导通/截止的动作。即，能够在用第1实施方式中的外部2端子的自律同步整流MOSFET的整流装置107进行电容器104的不良的筛查的同时，在整流时对整流MOSFET101提供整流电流来降低整流时的损失。

另外，如从图6(a)～(e)所示的整流动作可知，在第1实施方式中的外部2端子的自律同步整流MOSFET的整流装置107中，在不进行同步整流的期间中，通过切断电路105切断针对控制电路106的电源供给。在通过该切断电路105切断针对控制电路106的电源供给的期间中，从整流装置107的正极侧主端子TK经由控制电路106中的二极管103a对电容器104的正极侧端子提供电流，对电容器104进行充电。如果无该切断电路105，则在对电容器104进行充电的期间中在二极管103a中流过的电流的一部分经由控制电路106流入到整流装置107的负极侧主端子TA。由此，电容器104的充电效率恶化。

在第1实施方式的外部2端子的自律同步整流MOSFET的整流装置107中，在对电容器104进行充电的期间中用切断电路105切断在控制电路106中流过的电流Iic。因此，能够提高电容器104的充电效率。由此，能够进一步增大与二极管103a串联地连接的充电限制的电阻103b的电阻值，能够降低向电容器104、控制电路106的电涌电流、电涌电压，能够提高电容器104、控制电路106的可靠性。

在第1实施方式的外部2端子的自律同步整流MOSFET的整流装置107中，在整流动作的途中切断电路105切断电源供给。因此，整流装置107的正极侧主端子TK与对判定电路102输入的非反相输入端子IN+之间的路径不会通过切断电路105来切断。其原因是，如果切断该路径，则判定电路102的非反相输入端子IN+在动作中成为不稳定的浮置的状态。

此时，为了能够进行整流装置107的组装时的电容器104以及整流MOSFET101的不良的筛查，从整流装置107的正极侧主端子TK经由判定电路102的非反相输入端子IN+流入到负极侧主端子TA的电流必须小于电容器104的泄漏电流Ic、整流MOSFET101的泄漏电流Id。因此，判定电路102的非反相输入端子IN+连接到构成该判定电路102自身的MOSFET的栅极、或者连接到构成判定电路102自身的二极管的阴极。

将判定电路102的非反相输入端子IN+连接到构成判定电路102自身的MOSFET的栅极的例子是图2所示的判定电路102a、以及后述图16(c)所示的判定电路102d。将判定电路102的非反相输入端子IN+连接到构成判定电路102自身的二极管的阴极的例子是后述图16(a)所示的判定电路102b、以及后述图16(b)所示的判定电路102c。

图7(a)～(e)是示出交流发电机140停止了发电之后的、第1实施方式中的外部2端子的自律同步整流MOSFET的整流装置107的各部波形的图形。图7(a)～(e)的横轴在各图形中表示共同的时间。是直至时刻t70，交流发电机140进行发电，其以后停止了发电时的波形。在图7(a)～(e)中，用粗的虚线表示U相的波形，用中粗的虚线表示V相的波形，用细的实线表示W相的波形。

图7(a)是示出交流发电机140的各相的中点布线的电压的图形。该电压与低侧的整流装置107的整流MOSFET101的漏极/源极间电压Vds相同。如果以交流发电机140的输出电压VB为基准反转，则等于高侧的整流装置107的整流MOSFET101的漏极/源极间电压Vds。

图7(b)、(c)是示出高侧的整流装置107中的、控制电路106的判定电路102的电源电压端子VCC的电压Vcc和在控制电路106中流过的电流Iic的图形。

图7(d)、(e)是示出低侧的整流装置107中的、控制电路106的判定电路102的电源电压端子VCC的电压Vcc和在控制电路106中流过的电流Iic的图形。

直至图7(a)～(e)的时刻t70为止交流发电机140进行发电的期间是与使用图6来说明了的第1实施方式中的外部2端子的自律同步整流MOSFET的整流装置107相同的动作。

如果在时刻t70中交流发电机140的发电停止，则中点布线的电压通过连接定子线圈110uv、110vw、110wu与接地之间的未图示的高电阻值的电阻经过时间降低到接地的电压、即0V。

首先，说明交流发电机140的发电停止时和之后的高侧的各动作。

(高侧的U相的动作)

在交流发电机140的发电停止时，U相的整流装置107uh的正极侧主端子TK和负极侧主端子TA之间的电压Vka为与交流发电机140的输出电压相当的正的电压。切断电路105是切断了电源供给的状态。控制电路106的判定电路102的电源电压端子VCC的电压Vcc是0V。

在交流发电机140的发电停止之后，在U相的整流装置107uh的正极侧主端子TK与负极侧主端子TA之间，原样地施加与电池电压相当的正的电压。切断电路105继续电源供给的切断。控制电路106继续不流过电流的状态。

(高侧的V相的动作)

在交流发电机140的发电停止时，V相的整流装置107vh处于整流中，正极侧主端子TK与负极侧主端子TA之间的电压Vka为负。切断电路105解除电源供给的切断，控制电路106的判定电路102的电源电压端子VCC的电压Vcc等于电容器电压Vc。

在交流发电机140的发电停止之后，V相的中点布线的电压下降，与其相伴地，整流装置107vh的正极侧主端子TK与负极侧主端子TA之间的电压Vka上升。通过电压Vka的上升，在时刻t72中满足式(2)的切断条件。切断电路105切断针对控制电路106的电源供给。之后，整流装置107vh的电压Vka以与电池电压相当的正的电压而饱和。切断电路105继续电源供给的切断。控制电路106继续不流过电流的状态。

(高侧的W相的动作)

在交流发电机140的发电停止时，关于W相的整流装置107wh的正极侧主端子TK与负极侧主端子TA之间的电压Vka，施加比交流发电机140的输出电压小的正的电压。切断电路105解除电源供给的切断，判定电路102的电源电压端子VCC的电压Vcc等于电容器电压Vc。

在交流发电机140的发电停止之后，与V相同样地，W相的中点布线的电压下降，与其相伴地，整流装置107wh的电压Vka上升。通过电压Vka的上升，在时刻t71中满足式(2)的切断条件。切断电路105成为切断了电源供给的状态。整流装置107wh的电压Vka以与电池电压相当的正的电压而饱和。切断电路105继续电源供给的切断。控制电路106继续不流过电流的状态。

根据以上所述，3相的高侧的整流装置107的切断电路105切断所有电源供给，不流过判定电路102的动作电流。由此，能够抑制从电池111经由交流发电机140的整流装置107的控制电路106流入到地的电流，能够抑制电池电压的降低。

接下来，说明交流发电机140的发电停止时和之后的低侧的各动作。

(低侧的U相的动作)

在交流发电机140的发电停止时，U相的整流装置107ul是整流中，正极侧主端子TK与负极侧主端子TA之间的电压Vka成为负。切断电路105解除电源供给的切断，判定电路102的电源电压端子VCC的电压Vcc等于电容器电压Vc。

在交流发电机140的发电停止之后，U相的中点布线的电压成为接地电压，整流装置107ul的电压Vka成为0V。持续满足式(1)所示的切断解除的条件，所以判定电路102的电源电压端子VCC的电压Vcc等于电容器电压Vc，持续流过动作电流。整流装置107ul的电压Vka是0V，所以在判定电路102中流过的电流并非从整流装置107ul的正极侧主端子TK，而是从电容器104的正极侧端子流过来。

电容器104的电压Vc由于在判定电路102中流过的电流而持续降低。如果经过规定的时间而满足式(2)所示的切断条件，则切断电路105切断电源供给。控制电路106成为不流过电流的状态。

(低侧的V相的动作)

在交流发电机140的发电停止时，V相的整流装置107vl对电压Vka施加与交流发电机140的输出电压相当的正的电压。切断电路105是切断了电源供给的状态。判定电路102的电源电压端子VCC的电压Vcc是0V。

在交流发电机140的发电停止之后，V相的中点布线的电压下降，与其相伴地，整流装置107vl的电压Vka也降低。如果伴随电压Vka降低，满足式(1)的切断解除的条件，则切断电路105解除针对控制电路106的电源供给的切断。在判定电路102中流过动作电流。如果经过规定的时间，整流装置107ul的电压Vka降低至0V，电容器电压Vc也通过放电降低，满足式(2)所示的切断条件，则切断电路105切断电源供给。成为在控制电路106中不流过电流的状态。

(低侧的W相的动作)

在交流发电机140的发电停止时，W相的整流装置107wl对正极侧主端子TK与负极侧主端子TA之间的电压Vka施加比交流发电机140的输出电压小的正的电压。满足式(1)所示的切断解除的条件，所以判定电路102的电源电压端子VCC的电压Vcc等于电容器电压Vc。

在交流发电机140的发电停止之后，与V相同样地，V相的中点布线的电压下降。与其相伴地，整流装置107wl的电压Vka也降低至0V。在控制电路106中，持续流过判定电路102的动作电流。如果经过规定的时间，电容器电压Vc降低，满足式(2)所示的切断条件，则切断电路105切断电源供给。控制电路106成为不流过电流的状态。

根据以上，如果经过规定时间，则3相的低侧的整流装置107的切断电路105切断所有电源供给，不流过判定电路102的动作电流。如在上面说明，通过高侧的整流装置107的切断电路105在3相中都切断电源供给，能够抑制通常时的电池电压的降低。进而，即使在由于噪声或者盐水而中点布线的电压上升，高侧的切断电路105解除了切断时，低侧的整流装置107的切断电路105仍保持切断状态。因此，也能够抑制经由低侧的整流装置107的控制电路106的来自电池111的放电电流。

接下来，参照图8至图10，说明切断电路105的各变形例。

图8是示出第1实施方式中的整流装置107的第1变形例的切断电路105a的电路图。

第1变形例的切断电路105a相对于图3所示的切断电路105，在漏极电压输入端子VDIN与PMOS16的栅极之间具备电阻R3。

在该切断电路105a切断了电源供给时，NMOS24截止，所以在电阻R3中不流过电流，无电阻R3所致的压降。具体而言，切断电路105a在上述式(1)的条件下解除电源供给的切断。

另一方面，在切断电路105a解除了电源供给的切断时，NMOS24导通，所以在电阻R3中流过电流，产生该电阻R3所致的压降。根据有无该压降，在切断和切断解除的条件中具备磁滞。具体而言，切断电路105a在以下的式(3)的条件下切断电源供给。

【式3】

$\frac{R1}{R3+R3}\×Vka>Vc+Vth\_PMOS...\left(3\right)$

此处，Vka：正极侧主端子TK的电压

Vc：电容器104的正极侧端子的电压

Vth_PMOS：PMOS16的阀值电压

R1：电阻值

R3：电阻值

因此，在电源供给的切断解除与切断之间，产生(R1/(R1+R3)×Vka)的磁滞。即，切断电路105a开始切断向判定电路102的电源供给时的电压Vka大于电源供给的切断结束时的电压。如果无该磁滞，则在切断刚刚解除之后，由于经由电容器电荷的判定电路102的放电，电容器电压Vc降低，再次满足切断的条件而进行切断。这样，可能引起周期性地重复切断解除和切断的振动。

但是，切断电路105a通过具备磁滞，能够抑制重复该切断解除和切断的振动。磁滞的电压还基于PMOS16的阈值电压Vth_PMOS，设定为0.2～1[V]左右即可。

图9是示出第1实施方式中的整流装置107的第2变形例的切断电路105b的电路图。

第2变形例的切断电路105b相对于第1变形例的切断电路105a(参照图8)，将电阻R1、R2变更为恒定电流电路CC2、CC3。在恒定电流电路CC2、CC3中，能够使用例如使栅极与源极短路了的N型耗尽MOSFET。

通过将电阻R1变更为恒定电流电路CC2，在电源供给的切断解除与切断之间，产生对R1的电阻值乘以恒定电流电路CC2的电流Icc而得到的磁滞。该磁滞电压不依赖于电压Vka。因此，易于确保磁滞电压的设计余量。另外，通过从元件偏差大的电阻R1变更为使用元件偏差小的MOSFET的恒定电流电路CC2，易于确保针对偏差的设计余量。通过易于确保这些设计余量，能够设定为更大的磁滞电压，能够进一步提高针对重复切断解除和切断的振动的耐性。

进而，通过将电阻R1、R2变更为恒定电流电路CC2、CC3，能够代替半导体上的面积大的电阻，使用面积小的MOSFET。因此，能够廉价地制造整流装置107的控制电路106。

能够分别独立地在切断电路105中应用以上的恒定电流电路CC2和恒定电流电路CC3。

图10是第1实施方式中的外部2端子的自律型同步整流MOSFET的整流装置107的第3变形例的切断电路105c的电路图。

说明第3变形例的切断电路105c的结构。切断电路105c构成为包括PMOS16、17、18、19、NMOS24、25、26、二极管D1、恒定电流电路CC4、CC5、以及电阻R1、R2、R3、R4。关于MOS，仅NMOS25是耗尽型，其他是增强型。

电容器电压输入端子VCIN经由PMOS16，与电容器电压输出端子VCOUT连接。电容器电压输入端子VCIN进而经由PMOS19，与PMOS16的栅极连接。PMOS19的栅极与PMOS16的漏极连接。

漏极电压输入端子VDIN经由二极管D1、电阻R3、R1、以及NMOS24，与接地端子GND连接。PMOS16的栅极与电阻R3和电阻R1的连接节点连接。NMOS24的栅极与PMOS16的漏极连接。另外，电容器电压输出端子VCOUT经由具有高电阻值的电阻R2与接地端子GND连接。

漏极电压输入端子VDIN进而与PMOS17的栅极和NMOS25的栅极连接。电容器电压输入端子VCIN经由PMOS17、恒定电流电路CC5、以及NMOS25与接地端子GND连接。NMOS25的漏极与NMOS26的栅极连接。

进而，电容器电压输入端子VCIN经由电阻R4、恒定电流电路CC4、以及NMOS26与接地端子GND连接。电阻R4和恒定电流电路CC4的连接节点与PMOS18的栅极连接。电容器电压输入端子VCIN经由PMOS18与电容器电压输出端子VCOUT连接。

通过这样构成，切断电路105c能够以期望条件的阈值电压切断电源供给。该期望条件是指，向判定电路102的电源供给的切断结束中的电压Vka是比在整流MOSFET101的寄生二极管中流过整流电流时的电压Vka更大的电压即可。

以下，说明图10所示的切断电路105c的动作。

在切断解除的状态下，PMOS19截止，二极管D1被偏置为正向，所以切断电路105c的切断的动作成为与图3的实施例同样的动作。即，如果成为二极管D1的正向压降Vdr，则在切断解除的状态下，如果满足以下的式(4)，则PMOS16截止而切断电源供给。

【式4】

$\frac{R1}{R3+R3}\×Vka-Vdr>Vc+Vth\_PMOS...\left(4\right)$

此处，Vka：正极侧主端子TK的电压

Vdr：二极管的正向压降

Vc：电容器104的正极侧端子的电压

Vth_PMOS：PMOS16的阀值电压

R1：电阻值

R3：电阻值

由此，电容器电压输入端子VCIN与电容器电压输出端子VCOUT之间的电流路径被切断，向判定电路102的电源供给被切断。于是，电容器电压输出端子VCOUT的电位通过电阻R2成为与接地端子GND相同的电位，不对判定电路102的电源电压端子VCC与接地端子GND之间施加电压，在判定电路102中不流过电流。如果电容器电压输出端子VCOUT的电位降低，则NMOS24的栅极压降而截止，漏极电压输入端子VDIN与接地端子GND之间的电流也切断。

如果在筛查时，作为正极侧主端子TK与负极侧主端子TA之间的电压Vka从0V施加正的电压，则该切断电路105c继续进行电源供给的切断。即使在整流动作中以及交流发电机140的停止之后，也按照与图3所示的实施方式同样的动作切断。

切断解除的动作与图3所示的实施方式不同。如果正极侧主端子TK与负极侧主端子TA之间的电压Vka为负，则切断电路105c解除电源供给的切断。

首先，如果电压Vka、即漏极电压输入端子VDIN的电压下降，则PMOS17导通。在切断中，PMOS19导通，所以PMOS16被固定为截止状态。进而，如果电压Vka、即漏极电压输入端子VDIN的压降而成为负电压，低于耗尽型的NMOS25的阈值电压，则NMOS25截止。于是，关于NMOS26，栅极电压提高而导通。关于PMOS18，栅极压降而导通。电容器电压输出端子VCOUT的电压提高至对电容器电压输入端子VCIN施加了的电压，NMOS24导通，PMOS19截止，PMOS16导通。

按照以上的动作，对电容器电压输入端子VCIN施加了的电压被输出到电容器电压输出端子VCOUT，电源供给的切断被解除。

在使用第3变形例的切断电路105c的整流装置107中，除了第1实施方式的整流装置107的效果以外，还能够进一步缩短整流动作中的切断解除的期间，能够相应地进一步抑制电容器104的放电。另外，通过增大电阻R3，在使整流电流的流过结束之后，能够尽快切断，同样相应地能够进一步抑制电容器104的放电。由此，能够进一步增大与二极管103a串联地连接的充电限制电阻的电阻值，能够降低向电容器104、控制电路106的电涌电流、电涌电压，能够提高电容器104、控制电路106的可靠性。

另外，不限于此，切断电路构成为以整流MOSFET101的漏极电压Vd比在整流MOSFET101的寄生二极管中流过了整流电流时的整流MOSFET101的漏极电压(－0.7V左右的负电压)更大的期望的电压，解除电源供给的切断即可。由此，整流装置107能够在整流动作之前或者整流动作最初解除切断，能够驱动整流MOSFET101而流过整流电流。另外，切断电路构成为以整流MOSFET101的漏极电压Vd是0V以上的期望的电压，切断电源供给即可。通过这样构成，整流装置107能够在整流动作结束之后切断，能够不切断而驱动整流MOSFET101来流过整流电流。

接下来，参照图11和图12，说明在外部2端子的自律型同步整流MOSFET的整流装置107a中，具有栅极驱动电路108的控制电路106a。

图11是第2实施方式中的外部2端子的自律型同步整流MOSFET的整流装置107a的电路图。针对图1所示的第1实施方式的整流装置107，第2实施方式的控制电路106a在判定电路102与整流MOSFET101之间，具备栅极驱动电路108。

栅极驱动电路108的输入端子IN与判定电路102的输出端子OUT连接。栅极驱动电路108的输出端子OUT与整流MOSFET101的栅极连接。栅极驱动电路108的电源电压端子VCC与电容器104的正极侧端子连接，栅极驱动电路108的接地端子GND与整流装置107的负极侧主端子TA连接。

图12示出第2实施方式的栅极驱动电路108的电路图。

栅极驱动电路108通过由高侧的PMOS30、32、34和低侧的NMOS31、33、35构成的3级的CMOS(ComplementaryMOS)缓冲器来构成。

输入端子IN与第1级的CMOS缓冲器连接。即，与互补地连接了的PMOS34以及NMOS35的栅极连接。

PMOS34以及NMOS35的漏极与第2级的CMOS缓冲器连接。即，与互补地连接了的PMOS32以及NMOS33的栅极连接。

PMOS32以及NMOS33的漏极与第3级的CMOS缓冲器连接。即，与互补地连接了的PMOS30以及NMOS31的栅极连接。该PMOS30以及NMOS31的漏极与输出端子OUT连接。各级的CMOS缓冲器与共同的电源电压端子VCC和接地端子GND连接。

即，通过栅极驱动电路108，能够根据判定电路102的输出，更高速地驱动整流MOSFET101的栅极。此处，示出了3级的CMOS缓冲器的例子，但也可以是一级或者其他多级。

在第2实施方式的控制电路106a的情况下，即使切断电路105切断向判定电路102的电源供给，也进行向栅极驱动电路108的电源供给，该栅极驱动电路108成为可动作的状态。因此，能够针对栅极驱动电路108应用有源钳位电路等，能够在发生电涌时进行吸收电涌的动作。

图13是示出第3实施方式中的外部2端子的自律型同步整流MOSFET的整流装置107b的电路图。

在第2实施方式的整流装置107a的控制电路106a中，栅极驱动电路108的电源电压端子VCC与电容器104的正极侧端子连接。与此相对地，在第3实施方式的整流装置107b的控制电路106b中，栅极驱动电路108的电源电压端子VCC与切断电路105的电容器电压输出端子VCOUT连接。栅极驱动电路108的结构与第2实施方式相同。

在第3实施方式的整流装置107b的情况下，在切断电路105切断了向判定电路102的电源供给时，向栅极驱动电路108的电源供给也切断。关于栅极驱动电路108，如果向自身的电源供给被切断，则无法使整流MOSFET101的栅极导通。因此，能够防止由于噪声等而整流MOSFET101错误地导通。

接下来，参照图14和图15，说明对第1实施方式的整流装置107附加了逻辑确定的电路的第4实施方式的电路结构。

图14是第4实施方式中的整流装置107d的电路图。

第4实施方式的整流装置107d的控制电路106d具备与第1实施方式(参照图1)不同的切断电路105d和与第2实施方式(参照图11)不同的栅极驱动电路108d。

第4实施方式的切断电路105d具备与第1实施方式的切断电路105不同的逻辑确定用输出端子GNMOS。该逻辑确定用输出端子GNMOS与栅极驱动电路108d的第2输入端子IN2连接，向最终级的NMOS的栅极输出信号。由此，即使由于电源供给的切断而无法确定栅极驱动电路108d的输入端子IN的逻辑，也能够确定栅极驱动电路108d的输出端子OUT的逻辑。

图15(a)、(b)是第4实施方式中的整流装置107d的各部的电路图。

图15(a)是第4实施方式中的切断电路105d的电路图。

第4实施方式的切断电路105d是相对于第1实施方式的切断电路105(参照图3)，附加了PMOS20和逻辑确定用输出端子GNMOS的结构。

在第4实施方式中的切断电路105d中，对图3的切断电路105追加了逻辑确定的电路，但在图8～图10的切断电路105a～105c中也能够同样地应用。

图15(b)是第4实施方式的栅极驱动电路108d的电路图。

第4实施方式的栅极驱动电路108d与图12所示的第2实施方式的栅极驱动电路108不同，具备第2输入端子IN2。该第2输入端子IN2与最终级的NMOS31的栅极连接。

以下，说明切断电路105d和栅极驱动电路108d的动作。

如果切断电路105d切断电源供给，则切断电路105d的电容器电压输出端子VCOUT的电压下降，PMOS20导通。如果PMOS20导通，则逻辑确定用输出端子GNMOS的电压上升。

逻辑确定用输出端子GNMOS与第2输入端子IN2连接。因此，经由第2输入端子IN2而NMOS31的栅极电压上升，NMOS31导通。其结果，栅极驱动电路108d的电压被固定为整流MOSFET101的源极电压。由此，在切断电路105切断了电源供给时，通过逻辑确定用输出端子GNMOS确定控制电路106的逻辑，所以不对整流MOSFET101的栅极施加电压。

接下来，参照图16(a)～(c)，示出判定电路102的各变形例。

图16(a)～(c)是示出第1实施方式中的整流装置107的判定电路102的变形例的电路图。

说明图16(a)所示的判定电路102b的结构。

判定电路102b是构成为包括恒定电流电路CC5～CC7、N型双极型晶体管TR1、TR2、以及二极管D2、D3的差动放大电路，判定整流MOSFET101的导通和截止。

恒定电流电路CC5从电源电压端子VCC向N型双极型晶体管TR1的集电极连接。恒定电流电路CC6从电源电压端子VCC向N型双极型晶体管TR1的基极以及N型双极型晶体管TR2的基极的连接节点连接。

恒定电流电路CC7从电源电压端子VCC向N型双极型晶体管TR2的集电极连接。N型双极型晶体管TR2的集电极与输出端子OUT连接。

二极管D2从N型双极型晶体管TR1的发射极向非反相输入端子IN+连接。二极管D2从N型双极型晶体管TR2的发射极向反相输入端子IN－以及接地端子GND连接。

以下，说明图16(a)所示的判定电路102b的动作。

如果判定电路102b的非反相输入端子IN+的电压Vin+比反相输入端子IN－的电压Vin－更低，则在恒定电流电路CC6中流过的电流流入到N型双极型晶体管TR1的基极，不流入到N型双极型晶体管TR2的基极。其结果，N型双极型晶体管TR1为导通状态，N型双极型晶体管TR2为截止状态，向输出端子OUT输出对电源电压端子VCC施加的H电平的电压。在恒定电流电路CC5中流过的电流从N型双极型晶体管TR1的集电极流入到发射极，经由二极管D2被抽出到非反相输入端子IN+。在恒定电流电路CC7中流过的电流被抽出到输出端子OUT。

相反地，考虑判定电路102b的非反相输入端子IN+的电压Vin+比反相输入端子IN－的电压Vin－更高的情况。在恒定电流电路CC6中流过的电流流入到N型双极型晶体管TR2的基极，不流入到N型双极型晶体管TR1的基极。其结果，N型双极型晶体管TR1截止，N型双极型晶体管TR2为导通状态，向输出端子OUT输出接地端子GND的L电平的电压。在恒定电流电路CC5中不流过电流，在恒定电流电路CC7中流过的电流从N型双极型晶体管TR2的集电极流入到发射极，经由二极管D3被抽出到反相输入端子IN－。

以下，说明图16(a)所示的判定电路102b的特征。

判定电路102b通过变更电流流过的路径，判定导通/截止，所以不易引起噪声所致的误动作。另外，判定电路102b将从电源电压端子VCC向非反相输入端子IN+流过电流的路径、与从电源电压端子VCC向反相输入端子IN－流过电流的路径设为对称。由此，能够消除各路径的元件的温度依赖，减小电路整体的温度依赖。

判定电路102b进而通过使用恒定电流电路CC5～CC7，即使电池111的电压变动而电容器104的电压变动，也不会受到其影响。即，判定电路102b能够减小向电池电压的依赖性。在恒定电流电路CC5～CC7中，例如，与图2的恒定电流电路CC1同样地，能够使用使栅极与源极短路了的N型耗尽MOSFET。

但是，图16(a)的判定电路102b不使用如图2的比较器那样MOSFET，而使用N型双极型晶体管TR1、TR2。在N型双极型晶体管TR1、TR2的驱动中，需要规定的电流，有可能消耗电流变多。

说明图16(b)所示的判定电路102c的结构。

判定电路102c使用1个N型双极型晶体管TR3。该判定电路102c是构成为包括恒定电流电路CC8、CC9、N型双极型晶体管TR3、以及二极管D4、D5的电路，判定整流MOSFET101的导通和截止。

恒定电流电路CC8从电源电压端子VCC向N型双极型晶体管TR3的基极B以及二极管D4的阳极A的连接节点连接。

恒定电流电路CC9从电源电压端子VCC向N型双极型晶体管TR3的集电极C连接。N型双极型晶体管TR3的集电极C与输出端子OUT连接。

二极管D4从N型双极型晶体管TR3的基极B向非反相输入端子IN+连接。二极管D5从N型双极型晶体管TR2的发射极E向反相输入端子IN－以及接地端子GND连接。

以下，说明图16(b)所示的判定电路102c的动作。

考虑判定电路102c的非反相输入端子IN+的电压Vin+比反相输入端子IN－的电压Vin－更低的情况。此时在恒定电流电路CC8中流过的电流不流入到N型双极型晶体管TR3的基极B，经由二极管D4流入到非反相输入端子IN+。其结果，N型双极型晶体管TR3为截止状态，向输出端子OUT输出对电源电压端子VCC施加了的H电平的电压。在恒定电流电路CC9中流过的电流流入到输出端子OUT。

相反地，如果判定电路102c的非反相输入端子IN+的电压Vin+比反相输入端子IN－的电压Vin－更高，则在恒定电流电路CC8中流过的电流流入到N型双极型晶体管TR3的基极B，不流入到二极管D4。其结果，N型双极型晶体管TR3导通状态，向输出端子OUT输出接地端子GND的L电平的电压。在恒定电流电路CC8中流过的电流从N型双极型晶体管TR3的集电极C流入到发射极E，经由二极管D5流入到反相输入端子IN－。

以下，说明图16(b)所示的判定电路102c的特征。

图16(b)的判定电路102c与图16(a)的判定电路102b同样地，通过变更电流流过的路径，判定导通/截止。因此，判定电路102c不易引起噪声所致的误动作。

在从电源电压端子VCC向反相输入端子IN－(接地端子GND)的第1路径中，从N型双极型晶体管TR3的基极B的P型半导体区域向发射极E的高浓度N型半导体区域流过电流。在从电源电压端子VCC向非反相输入端子IN+的第2路径中，从二极管D4的阳极A的P型半导体区域向阴极K的高浓度N型半导体区域流过电流。在两个路径中，都是从P型半导体区域向高浓度N型半导体区域流过电流。

判定电路102c能够使二极管D4和N型双极型晶体管TR3的基极B/发射极E构成相同。由此，能够使第1路径和第2路径的温度依赖相同。判定电路102c与图16(a)的判定电路102b同样地，构成第1路径和第2路径的各元件的温度依赖相互消除，能够减小动作的温度依赖。

进而，判定电路102c通过使用恒定电流电路CC8、CC9，即使电池111的电压变动而电容器104的电压变动，也不会受到其影响。判定电路102c能够减小向电池电压的依赖性。在恒定电流电路CC8、CC9中，与图2的恒定电流电路CC1同样地，能够使用使栅极与源极短路了的N型耗尽MOSFET。

图16(b)的判定电路102c能够与经由图16(a)的判定电路102b中的恒定电流电路CC5从N型双极型晶体管TR1的集电极流入到发射极的电流的量相应地，减少消耗电流。其结果，能够减小电容器104的电容，减小安装面积，并减小整流装置107的成本。

说明图16(c)所示的判定电路102d的结构。

判定电路102d使用1个NMOS27。该判定电路102d构成为包括恒定电流电路CC10和NMOS27。恒定电流电路CC10从电源电压端子VCC向NMOS27的漏极连接。NMOS27的漏极与输出端子OUT连接。NMOS27的栅极与非反相输入端子IN+连接。NMOS27的源极与反相输入端子IN－以及接地端子GND连接。

以下，说明图16(c)所示的判定电路102d的动作。

如果判定电路102d的非反相输入端子IN+的电压Vin+比对反相输入端子IN－的电压Vin－加上NMOS27的阈值电压而得到的电压更低，则NMOS27截止。如果NMOS27截止，则向输出端子OUT输出对电源电压端子VCC施加了的H电平的电压。在恒定电流电路CC10中流过的电流流入到输出端子OUT。

相反地，如果判定电路102的非反相输入端子IN+的电压Vin+比对反相输入端子IN－的电压Vin－加上NMOS27的阈值电压而得到的电压更高，则NMOS27导通。如果NMOS27导通，则向输出端子OUT输出接地端子GND的L电平的电压。在恒定电流电路CC10中流过的电流经由NMOS27流入到反相输入端子IN－。

以下，说明图16(c)所示的判定电路102d的特征。

判定电路102d仅由1个NMOS27构成，所以电路简单，消耗电流也小。由于电路简单，所以能够减小控制电路106的面积，安装面积被降低，整流装置107的成本也被降低。由于消耗电流小，所以能够减小电容器104的电容，能够降低安装面积，整流装置107的成本也能够降低。

以上，图16(a)～(c)的判定电路102b～102d进行与图3所示的判定电路102同样的判定动作，所以在自身中持续流过电流。但是，通过本发明的实施方式，即使在图16(a)～(c)中，也能够切断在判定电路102b～102d中流过的电流。

本发明不限于上述实施方式，包括各种变形例。例如，上述实施方式是为了易于理解地说明本发明而详细地说明了的实施方式，不一定具备说明了的所有结构。能够将某个实施方式的结构的一部分置换为其他实施方式的结构，还能够对某个实施方式的结构加上其他实施方式的结构。另外，还能够针对各实施方式的结构的一部分，进行其他结构的追加/删除/置换。

在各实施方式中，控制线、信息线表示在说明上考虑为必要的部分，不一定表示在产品上必要的所有控制线、信息线。实际上，也可以考虑为几乎所有结构相互连接。

作为本发明的变形例，例如，有以下的(a)～(d)那样的例子。

(a)本发明不限于外部2端子的自律型同步整流MOSFET的整流装置，也可以应用于非自律型(外部控制型)的同步整流MOSFET的整流装置。

(b)本发明的同步整流装置不限于用于交流发电机，也可以用于开关调节器等。

(c)本发明的同步整流装置也可以具备栅极驱动电路，并且，也可以不具备栅极驱动电路，不受限制。

(d)本发明的同步整流装置也可以代替电容器而具备任意的能量累积/释放单元。电容器并非本发明的必须的结构。

Claims (15)

1.一种同步整流装置，构成对交流输入电压进行同步整流来生成直流电压并将该直流电压输出到外部的交流发电机，所述同步整流装置的特征在于，具备：

开关晶体管；

一对外部端子，与所述开关晶体管的一对主端子连接；

控制电路，对所述开关晶体管的栅极提供控制信号而使其导通；以及

电容器，对所述控制电路供给电源，

所述控制电路具备：

判定电路，判定所述一对外部端子的各电压；以及

切断电路，在所述开关晶体管的所述一对主端子之间的电压是规定电压以上时，切断向所述判定电路的电源供给，在输入了的所述一对主端子之间的电压小于规定电压时，不切断向所述判定电路的电源供给。

2.根据权利要求1所述的同步整流装置，其特征在于，

在所述切断电路切断了向所述判定电路的电源供给时，经由所述控制电路而在所述一对外部端子之间流过的电流比经由所述电容器而在所述一对外部端子之间流过的电流更小。

3.根据权利要求1所述的同步整流装置，其特征在于，

在所述切断电路切断了向所述判定电路的电源供给时，经由所述电容器而在所述一对外部端子之间流过的电流比经由所述开关晶体管而在所述一对外部端子之间流过的电流更大。

4.根据权利要求1所述的同步整流装置，其特征在于，

所述切断电路开始切断向所述判定电路的电源供给时的所述一对主端子之间的电压比结束切断向所述判定电路的电源供给时的所述一对主端子之间的电压更大。

5.根据权利要求1所述的同步整流装置，其特征在于，

对所述切断电路输入所述开关晶体管的所述一对主端子之间的电压和所述电容器的一对端子之间的电压。

6.根据权利要求5所述的同步整流装置，其特征在于，

所述切断电路具备切断向所述判定电路的电源供给的晶体管，根据所述开关晶体管的所述一对主端子之间的电压和所述电容器的一对端子之间的电压的比较结果，对所述晶体管进行导通截止控制。

7.根据权利要求1所述的同步整流装置，其特征在于，

所述开关晶体管是MOSFET。

8.根据权利要求7所述的同步整流装置，其特征在于，

向所述判定电路的电源供给的切断结束时的所述一对主端子之间的电压比在所述MOSFET的寄生二极管中流过整流电流时的所述一对主端子之间的负电压更大。

9.根据权利要求1所述的同步整流装置，其特征在于，

具备在切断了向所述判定电路的电源供给时以使所述开关晶体管截止的方式确定控制电路的逻辑的电路。

10.根据权利要求1所述的同步整流装置，其特征在于，

所述控制电路具备驱动所述开关晶体管的栅极的栅极驱动电路，

所述切断电路不切断向该栅极驱动电路的电源供给。

11.根据权利要求1所述的同步整流装置，其特征在于，

所述控制电路具备驱动所述开关晶体管的栅极的栅极驱动电路，

所述切断电路在所述开关晶体管的所述一对主端子之间的电压是规定电压以上时，切断向所述栅极驱动电路的电源供给，在所输入了的所述一对主端子之间的电压小于规定电压时，不切断向所述栅极驱动电路的电源供给。

12.根据权利要求1所述的同步整流装置，其特征在于，

在所述切断电路切断了向所述控制电路的电源供给时，在经由所述控制电路而在所述一对主端子之间流过电流的所有路径中，在路径内存在的晶体管中的至少1个处于截止状态。

13.根据权利要求1所述的同步整流装置，其特征在于，

所述判定电路具有与所述一对外部端子中的正极侧主端子连接了的输入端子，

所述输入端子与构成所述判定电路的MOSFET的栅极或者构成所述判定电路的二极管的阴极连接。

14.根据权利要求13所述的同步整流装置，其特征在于，

所述判定电路是比较器。

15.一种交流发电机，其特征在于，

具备权利要求1至14中的任意一项所述的同步整流装置。