CN106602901B - 整流器、使用该整流器的交流发电机以及电源 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及整流器、使用其的交流发电机以及电源。即使对同步整流MOSFET的漏极施加高电压也能进行正常的整流动作。整流器具备：整流MOSFET，其进行整流；以及控制电路，其包括在非反转输入端子IN+上连接整流MOSFET的漏极、并在反转输入端子IN－上连接源极的比较器，通过比较器的输出来控制整流MOSFET的导通和截止。控制电路具备：截断MOSFET，其在整流MOSFET的漏极与比较器的非反转输入端子IN+之间进行截断；以及截断控制电路，其在整流MOSFET的漏极的电压为第一预定电压以上时使截断MOSFET截止，而使整流MOSFET的漏极与比较器的非反转输入端子IN+之间电截断。

Description

整流器、使用该整流器的交流发电机以及电源
技术领域
本发明涉及一种自主型同步整流MOSFET(Metal Oxide Semiconductor FieldEffect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)的整流器、使用该整流器的交流发电机以及电源。
背景技术
在汽车中进行发电的交流发电机中，作为整流元件目前使用二极管。虽说二极管廉价，但是产生正向电压下降而损耗大。对于此，近年来，代替二极管而开始使用MOSFET作为交流发电机用整流元件。通过对MOSFET进行同步整流，能够实现无正向电压下降，而从0V起正向电流上升且损耗小的整流元件。
作为进行交流发电机的同步整流MOSFET的导通和截止控制的方法，已知一种使用霍尔元件来检测电动机的位置而进行MOSFET控制的方法。在此，将通过这种霍尔元件等从外部输入信号而进行控制的方法，称为外部控制型。外部控制型同步整流MOSFET需要使用霍尔元件等传感器，并在控制电路中需要进行复杂的控制，因此交流发电机的整流部变得昂贵。
在专利文献1的摘要的课题中记载了“提供一种阻隔(停止)泄漏电流的晶体管的控制器件。”，在解决手段中记载了“为了根据输出控制信号来控制晶体管的栅极，具备放大器件(15)，该放大器件(15)具有连接于晶体管的漏极并作为整体而形成第一连接的第一输入、以及连接于晶体管的源极并作为整体而形成第二连接的第二输入，并且，为了防止泄漏电流流过第一连接，具备具有被串联地插入于放大器件(15)的第一连接中的至少一个开关元件(T1)的至少一个保护器件、以及构成为为了控制晶体管而产生调节电压并在第一连接和第二连接中存在相同数量的半导体接合部的发生器件。能够应用于电池的充电器件。”。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特表2009-524403号公报
发明内容
发明要解决的课题
在根据同步整流MOSFET的源极和漏极间的电压来判断MOSFET的导通和截止的比较器中，存在由双极晶体管构成的双极型以及由MOSFET构成的C-MOS(Complementary MOS：互补金属氧化物半导体)型。当使用C-MOS型时，虽说无法减小输入偏离电压，但能够减小消耗电流。如果能够减小比较器的消耗电流则控制电路的消耗电流变小，并且能够减小向控制电路供给电源电压的电容器的电容和尺寸。
在对于比较器使用C-MOS型的情况下，比较器的输入端子连接于构成比较器的MOSFET的栅极。比较器的两个输入端子在比较器的内部连接于构成比较器的MOSFET的栅极，并在比较器的外部分别连接于同步整流MOSFET的源极和漏极。对同步整流MOSFET的漏极施加与交流发电机连接的电池的高电压，该高电压被施加到连接了比较器的输入端子的MOSFET的栅极。当对MOSFET的栅极施加高电压时，使栅极绝缘膜引起HCI(Hot CarrierInjection：热载流子注入)、TDDB(Time Dependent Dielectric Breakdown：时间相关的电介质击穿)、PBTI(Positive Bias Temperature Instability：正偏置温度不稳定)等劣化现象，会使MOSFET的阈值电压变动。
图16的(a)、(b)是用于说明HCI中的劣化现象的MOSFET的截面图。
图16的(a)示出带间隧穿(Band To Band Tunneling)所产生的电子的HCI。
在P型MOSFET中，当对栅极G施加正的高电压时，通过在栅极G与源极S之间施加的高电压，在源极S的扩散层的附图中用a表示的区域中由于带间隧穿而产生电子-空穴对。此时，当正向大于源极S的电压的电压被施加到基板B时，电子在源极S与基板B之间加速，被向栅极G的正电压牵引，并被注入到栅极氧化膜SiO2中。由栅极氧化膜SiO2捕获的电子使MOSFET的阈值电压向正的方向移位。
图16的(b)示出流过沟道的电子的HCI。
当在N型MOSFET中在对源极S与漏极D之间施加了高电压的状态下对栅极G施加正的电压时，流过沟道而在漏极端加速的电子被正的电压牵引至栅极G而被注入到栅极氧化膜SiO2。由栅极氧化膜SiO2捕获的电子使MOSFET的阈值电压向正的方向移位。
通过对MOSFET的栅极G长时间施加高电压而产生TDDB。当对栅极G施加正的高电压时，电子从栅极G向基板B持续流过栅极氧化膜，空穴从基板B向栅极G持续流过栅极氧化膜，由此栅极氧化膜中产生缺陷。该缺陷通过捕获空穴或电子，使MOSFET的阈值电压向正的方向或负的方向移位。在对基板B施加高电压并对栅极氧化膜施加高电场的情况下，也产生同样的MOSFET的阈值电压的移位。
通过在高温下对N型MOSFET的栅极G长时间施加正的高电压，产生PBTI。当在高温下长时间持续施加正的高电压时，在Si基板与栅极氧化膜的界面和栅极氧化膜中产生用于捕获电子的缺陷，使MOSFET的阈值电压向负的方向移位。
如上所述，通过对MOSFET的栅极施加正的高电压来使MOSFET的阈值电压移位。当连接了比较器的输入端子的MOSFET的阈值电压移位时，比较器的输出的导通和截止所切换的输入电压移位，无法以适当的定时使同步整流MOSFET导通和截止。具体地说，当使比较器的输出的导通和截止所切换的输入电压向正的方向移位时，同步整流MOSFET截止的定时延迟，当过多地延迟时，即使向反方向施加电压也会持续导通而流过逆电流。当比较器的输出的导通和截止所切换的输入电压向负的方向移位时，同步整流MOSFET导通的定时延迟，当过多地延迟时即使流过大的整流电流也不导通，而MOSFET不再进行整流。
不仅在车辆停止时，还在车辆进行动作而交流发电机进行整流动作时、以及在施加抛负载(dump load)的反向浪涌时，也产生向同步整流MOSFET的漏极的、即向连接了比较器的输入端子的MOSFET的栅极的高电压的施加。
因此，本发明的课题在于，提供一种在整流动作过程中、反向浪涌施加过程中、车辆停止过程中的某一种中对同步整流MOSFET的漏极施加高电压，也不会因施加高电压而引起特性变动的、能够进行正常的整流动作的自主型同步整流MOSFET的整流器、使用该整流装置的交流发电机以及电源。
用于解决课题的手段
为了解决上述课题，本发明的整流器具备：整流MOSFET，其进行整流；以及控制电路，其包括将上述整流MOSFET的漏极连接于第一输入端子并将源极连接于第二输入端子的比较器，通过上述比较器的输出来控制上述整流MOSFET的导通和截止。上述控制电路具备：截断MOSFET，其在上述整流MOSFET的漏极与上述比较器的第一输入端子之间进行截断；以及截断控制电路，其在上述整流MOSFET的漏极电压为第一预定电压以上时使上述截断MOSFET截止而使上述整流MOSFET的漏极与上述比较器的第一输入端子之间进行电截断，在上述整流MOSFET的漏极电压不足上述第一预定电压时使上述截断MOSFET导通而使上述整流MOSFET的漏极与上述比较器的第一输入端子进行电导通。
关于其它手段，在用于实施发明的方式中说明。
发明效果
根据本发明，能够提供一种在整流动作过程中、反向浪涌施加过程中、车辆停止过程中的某一种中，即使对同步整流MOSFET的漏极施加高电压，也不会因施加高电压而引起特性变动而能够进行正常的整流动作的自主型同步整流MOSFET的整流器、使用该整流装置的交流发电机以及电源。
附图说明
图1是表示第一实施方式中的自主型同步整流MOSFET的整流器的电路图。
图2是表示第一实施方式的整流器所具备的比较器的电路图。
图3是表示第一实施方式的整流器所具备的截断控制电路的电路图。
图4是表示第一实施方式的截断控制电路的动作的图表。
图5是表示使用第一实施方式的整流器的交流发电机的概要结构的电路图。
图6是表示第一实施方式中的整流动作时的整流器的电压电流波形的图表。
图7是表示第一实施方式中的施加反向浪涌时的整流器的电压电流波形的图表。
图8是表示第二实施方式的自主型同步整流MOSFET的整流器的电路图。
图9是表示第二实施方式的整流器所具备的截断控制电路的电路图。
图10是表示第二实施方式的截断控制电路的动作的图表。
图11是表示第二实施方式的整流器所具备的栅极驱动电路的电路图。
图12是表示第三实施方式的自主型同步整流MOSFET的整流器的电路图。
图13是表示第三实施方式的整流器所具备的截断控制电路的电路图。
图14是表示第三实施方式的截断控制电路的动作的图表。
图15是表示使用整流器的第四实施方式的电源的概要结构的电路图。
图16是用于说明MOSFET的劣化现象的MOSFET的截面图。
具体实施方式
以下，参照各图详细说明用于实施本发明的方式。此外，在用于说明实施方式的各图中对具有相同功能的部分附加相同的附图标记并适当地省略其重复的说明。另外，在以下实施方式的说明中，除了特别需要以外不会重复相同或同样的部分的说明而适当地省略。
图1是表示第一实施方式的外部两个端子的自主型同步整流MOSFET的整流器108的电路图。
如图1所示，第一实施方式中的自主型同步整流MOSFET的整流器108构成为包括：正极侧主端子K和负极侧主端子A这样的外部两个端子、整流MOSFET 101、电容器104以及控制电路107。控制电路107构成为包括：比较器102、二极管103、截断MOSFET 105、截断控制电路106、电阻元件112、电容装置(capacitor)113以及齐纳二极管122。
整流MOSFET 101内置寄生二极管，并进行整流。控制电路107包括：将整流MOSFET101的漏极经由截断MOSFET 105而连接于非反转输入端子IN+(第一输入端子)、并将源极连接于反转输入端子IN－(第二输入端子)的比较器102，通过比较器102的输出来控制整流MOSFET 101的导通和截止。
整流MOSFET 101使用功率MOSFET以使由交流发电机的发电部发出的大电流流动。整流MOSFET 101进行同步整流而使电流Id流动。整流MOSFET 101的漏极连接于正极侧主端子K、源极连接于负极侧主端子A。由此，整流MOSFET 101的内置二极管的阳极连接于负极侧主端子A、阴极连接于正极侧主端子K。对整流MOSFET 101的漏极施加漏极电压Vd、并对源极施加源极电压Vs。在整流MOSFET 101的漏极和源极间施加电压Vds(＝Vd-Vs)、并在栅极和源极间施加栅极电压Vgs。
比较器102的非反转输入端子IN+连接于整流MOSFET 101的漏极、反转输入端子IN－直接连接于整流MOSFET 101的源极。比较器102的输出端子COUT连接于整流MOSFET101的栅极端子。从比较器102的输出端子COUT输出比较器102的输出信号。比较器102是将非反转输入端子IN+与反转输入端子IN－的电压进行比较而根据其大小来切换输出信号的电路。比较器102输出负极侧主端子A的源极电压Vs与正极侧主端子K的漏极电压Vd的比较结果。比较器102的性能期望为高精度。
二极管103在从正极侧主端子K向电容器104的正极侧端子的朝向上连接。流过二极管103的电荷积蓄在电容器104中，成为用于驱动控制电路107的电源。
截断MOSFET 105连接在比较器102的非反转输入端子IN+与整流MOSFET 101的漏极之间，对截断MOSFET 105的栅极施加电压Vshut而进行动作。对于截断MOSFET 105的连接朝向，设为截断MOSFET 105的寄生二极管的阳极成为比较器102的非反转输入端子IN+侧、阴极成为整流MOSFET 101的漏极侧。在截断MOSFET 105为N型MOSFET的情况下，连接为其源极成为比较器102的非反转输入端子IN+侧、其漏极成为整流MOSFET 101的漏极侧。通过这样进行连接，整流MOSFET 101的漏极的正的高电压不会经由寄生二极管而传递到比较器102的非反转输入端子IN+。
除了截断MOSFET 105以外，比较器102的非反转输入端子IN+也可以不经由电阻而连接于整流MOSFET 101的漏极。比较器102的反转输入端子IN－可以不经由电阻而连接于整流MOSFET 101的源极。由此，能够防止因电阻的波动(バラツキ)、温度依赖性引起的比较器102的输入端子的电压变动。
电阻元件112连接在控制电路107的比较器102的非反转输入端子IN+与反转输入端子IN－之间。非反转输入端子IN+通过该电阻元件112连接到反转输入端子IN－，因此能够抑制通过截断MOSFET 105进行截断时成为浮动状态。
电容装置113连接在控制电路107的比较器102的非反转输入端子IN+与反转输入端子IN－之间。该电容装置113保持截断MOSFET 105截断后的比较器102的非反转输入端子IN+的电压Vin+，该电压Vin+低于比较器102的反转输入端子IN－的电压Vin－而比较器102的输出不会反转。在截断MOSFET 105截断后的比较器102的非反转输入端子IN+的电容大的情况下或整流动作的周期短的情况下，不一定需要电容装置113。
在截断控制电路106中，电容器电压输入端子VCIN连接于电容器104的正极侧端子，漏极电压输入端子VDIN连接于整流MOSFET 101的漏极，接地端子GND连接于整流MOSFET101的源极，输出端子OUT连接于截断MOSFET 105的栅极。当以接地端子GND为基准时，对漏极电压输入端子VDIN施加电压Vds，对电容器电压输入端子VCIN施加电压Vc。输出端子OUT的电压为电压Vshut。
截断控制电路106控制截断MOSFET 105的导通和截止。截断控制电路106的端子和布线不一定需要如上所述那样，可以根据截断控制电路106的电路结构不同而不同。
齐纳二极管122构成了钳位电路。在发生反向浪涌时，该齐纳二极管122使整流MOSFET 101的漏极与源极之间的电流分流，能够吸收该反向浪涌。在后述的图7中详细说明发生反向浪涌时的动作。
控制电路107构成为包括：比较器102、二极管103、截断MOSFET 105以及使整流MOSFET 101的漏极与比较器102的非反转输入端子IN+进行电截断的截断控制电路106。控制电路107由单一硅片构成，设为单片的IC(Integrated Circuit：集成电路)，由此得到低成本、小面积、高耐噪声的优点。
电容器104提供用于供控制电路107进行驱动的电源。以下，将电容器104的两端电压记载为电压Vc。通过将电容器104使用于电源，整流器108的端子数成为两个，能够与使用于交流发电机140的以往的整流二极管的端子具有兼容性。由此，将以往的整流二极管替换为整流器108而能够提高交流发电机140的性能。
以下，参照图2说明整流器108的比较器102的电路结构的一例和动作，参照图3说明整流器108的截断控制电路106的电路结构的一例和动作。
图2是第一实施方式的整流器108所具备的比较器102的一例的电路图。
如图2所示，比较器102构成为包括多个MOSFET。比较器102具备恒电流电路CC1；PMOS 11、12、13、14、15；以及NMOS 21、22、23。在比较器102的电源电压端子VCC与接地端子GND之间供给电源而进行动作。比较器102将施加到非反转输入端子IN+的电压Vin+与施加到反转输入端子IN－的电压Vin－进行比较来判断。
PMOS 11、12、13构成密勒电路。即，PMOS 11、12、13的源极连接到电源电压端子VCC。PMOS 11、12、13的栅极与PMOS 11的漏极分别进行连接，而连接于恒电流电路CC1。该恒电流电路CC1连接成从PMOS 11、12、13的栅极与PMOS 11的漏极的连接节点朝向接地端子GND流过电流。
PMOS 12的漏极连接于PMOS 14、15的源极。PMOS 12、14、15的背栅极(back gate)连接于电源电压端子VCC。在PMOS 14的栅极上连接反转输入端子IN－。在PMOS 15的栅极上连接非反转输入端子IN+。PMOS 14的漏极连接于NMOS 21的漏极和NMOS 21、22的栅极。PMOS15的漏极连接于NMOS 22的漏极和NMOS 23的栅极。NMOS 21、22、23的源极连接于接地端子GND。
PMOS 13的漏极和NMOS 23的漏极连接于输出端子COUT。对该输出端子COUT施加电压Vcomp。
说明图2示出的比较器102的动作。
当比较器102的非反转输入端子IN+的电压Vin+变得低于反转输入端子IN－的电压Vin－时，流过PMOS 12的电流中、流过PMOS 14的电流小于PMOS 15。流过NMOS 21的电流也减少而截止。被施加了与NMOS 21相同的栅极电压的NMOS 22也截止，NMOS 23的栅极电压上升而NMOS 23导通。其结果，对输出端子COUT输出L电平的电压。
当比较器102的非反转输入端子IN+的电压Vin+变得高于反转输入端子IN－的电压Vin－时，从PMOS 12流入的电流中、流过PMOS 14的电流大于PMOS 15。流过PMOS 14的电流流向NMOS 21而导通。被施加了与NMOS 21相同的栅极电压的NMOS 22也导通，NMOS 23的栅极电压下降而NMOS 23截止。其结果，对输出端子COUT输出被施加到电源电压端子VCC的H电平的电压。
在图2中示出了，将比较器102的非反转输入端子IN+和反转输入端子IN－分别输入到P型MOSFET的栅极的比较器电路，但是也可以使用输入到N型MOSFET的栅极的比较器电路。在该情况下，对比较器102的输入设置偏移，在比较器102的输入为正的电压时切换整流MOSFET 101(参照图1)的导通和截止。
接着，图3是第一实施方式的整流器108的截断控制电路106的一例的电路图。
说明图3示出的截断控制电路106的结构。截断控制电路106具备NMOS 24、恒电流电路CC2。漏极电压输入端子VDIN连接于NMOS 24的栅极。电容器电压输入端子VCIN连接于恒电流电路CC2，恒电流电路CC2连接于NMOS 24的漏极，NMOS 24的源极连接于接地端子GND。另外，输出端子OUT连接于将恒电流电路CC2与NMOS 24进行连接的布线。通过使NMOS24导通来使截断MOSFET 105(参照图1)截止，通过使NMOS 24截止来使截断MOSFET 105导通。
恒电流电路CC2用于限制从漏极电压输入端子VDIN流向接地端子GND的电流，而降低控制电路107的消耗电流。作为恒电流电路CC2，例如使用栅源短路的N型耗尽型MOSFET，但是也可以代替该恒电流电路CC2而使用高电阻值的电阻。以下，在截断控制电路106的变形例中使用的恒电流电路CC3～CC6也与恒电流电路CC2相同。
图4是表示第一实施方式的截断控制电路106的动作的图表。纵轴表示电压Vshut，横轴表示电压Vds。以下，一边参照图3和图4一边说明截断控制电路106的动作。
对电容器电压输入端子VCIN供给电容器104的电压Vc。当漏极电压输入端子VDIN的电压Vds小于NMOS 24的阈值电压Vth时，NMOS 24截止。输出端子OUT的电压Vshut成为与电压Vc相等的H电平的电压。
相反地，当漏极电压输入端子VDIN的电压Vds大于NMOS 24的阈值电压Vth时，NMOS24导通。输出端子OUT的电压Vshut成为L电平的电压。
图5是表示使用自主型整流器108的交流发电机140的概要结构的电路图。
如图5所示，使用自主型同步整流MOSFET的整流器108的交流发电机140具备：构成为包括转子线圈109和定子线圈110uv、110vw、110wu的发电部、以及整流电路130。
发电部构成为包括：转子线圈109以及进行△连线的三个定子线圈110uv、110vw、110wu。从定子线圈110wu、110uv进行连线的节点引出U相臂(leg)131u的中点布线。从定子线圈110uv、110vw进行连线的节点引出V相臂131v的中点布线。从定子线圈110vw、110wu进行连线的节点引出W相臂131w的中点布线。此外，各定子线圈110uv、110vw、110wu的连线而也可以代替△连线是Y连接线，并不进行限定。
整流电路130构成为包括：U相臂131u、V相臂131v和W相臂131w，并将节点Nu、Nv、Nw之间的三相交流整流为直流而在节点Np、Nn之间(直流端子间)流动。U相臂131u的中点布线的节点Nu在高侧(高电平侧)连接整流器108uh，在低侧(低电平侧)连接整流器108ul。V相臂131v的中点布线的节点Nv在高侧连接整流器108vh，在低侧连接整流器108vl。W相臂131w的中点布线的节点Nw在高侧连接整流器108wh，在低侧连接整流器108Wl。高侧的整流器108uh、108vh、108wh经由直流的正极侧的节点Np而连接电池111(能量蓄积部)的正极侧端子。低侧的整流器108ul、108vl、108wl经由直流的负极侧的节点Nn而连接电池111的负极侧端子。
电池111(能量蓄积部)例如车载用电池，其动作范围例如为10.8V至14V左右。
U相臂131u的高侧的整流器108uh构成为包括：整流MOSFET 101uh、控制电路107uh和电容器104uh。U相臂131u的低侧的整流器108ul同样地构成为包括：整流MOSFET 101ul、控制电路107ul和电容器104ul。
V相臂131v的高侧的整流器108vh构成为包括：整流MOSFET 101vh、控制电路107vh和电容器104vh。V相臂13lv的低侧的整流器108vl同样地构成为包括：整流MOSFET 101vl、控制电路107vl和电容器104vl。
W相臂131w的高侧的整流器108wh构成为包括：整流MOSFET 101wh、控制电路107wh和电容器104wh。W相臂131w的低侧的整流器108wl同样地构成为包括：整流MOSFET 101wl、控制电路107wl和电容器104wl。
以下，在不特别区分各整流器108uh～108wl时，在各实施方式中记载为整流器108、108A、108B。在不特别区分各控制电路107uh～108wl时，在各实施方式中记载为控制电路107。在不特别区分各整流MOSFET 101uh～101wl时，简称为整流MOSFET 101。在不特别区分各电容器104uh～104wl时，简称为电容器104。
图6的(a)～(e)是表示第一实施方式的外部两个端子的自主同步整流MOSFET的整流器108的整流动作时的各部波形的图表。图6的(a)～(e)的横轴表示共用于各图表的时间。
图6中，添加了在低侧的整流MOSFET 101ul导通期间的前后期间地，示出了使用于U相臂131u(参照图5)的低侧的整流器108ul的电压和电流的波形。以下，整流器108ul有时简称为整流器108。整流MOSFET 101ul有时简称为整流MOSFET 101。以下，适当地参照图5来说明各波形。
图6的(a)是表示整流器108的外部两个端子间的电压Vka、即整流MOSFET 101的漏极和源极间的电压Vds的图表。电压Vds与在比较器102的非反转输入端子IN+与反转输入端子IN－之间施加的电压相同，并且还与在比较器102的非反转输入端子IN+与接地端子GND之间施加的电压相同。
图6的(b)是表示整流MOSFET 101的漏极电流Id的图表。该漏极电流Id为整流电流。
图6的(c)是表示控制电路107的截断控制电路106的输出端子OUT的电压Vshut的图表。该电压Vshut被施加到控制电路107的截断MOSFET 105的栅极。
图6的(d)是表示控制电路107的比较器102的非反转输入端子IN+的电压Vin+的图表。比较器102的非反转输入端子IN+的电压Vin+为在图2示出的比较器102的电路中施加到PMOS 15的栅极的电压。
图6的(e)是表示整流MOSFET 101的栅极电压Vgs的图表。栅极电压Vgs还作为比较器102的输出端子COUT的电压。
在图6的(a)～(e)中示出了使用于U相臂131u的低侧的整流器108ul的电压和电流的波形，但是如果以整流元件的负极侧主端子A为基准，则使用于U相臂131u的高侧的整流器108uh的电压和电流的波形也成为相同波形。使用于V相臂131v、W相臂131w的低侧、高侧的各整流器108也相同。
根据图6的(a)～(e)来说明时刻t62～t68的期间的自主型同步整流MOSFET的整流器108的动作。时刻t62～t68的期间为一个周期，其前后重复进行相同的动作。
转子线圈109在定子线圈110uv、110vw、110wu中进行旋转，由此来进行交流发电机140中的发电。此时，在各相线圈中产生交流电力，与该交流电力相应地，各相的中点布线的电压Vu、Vv、Vw周期地上升和下降。
中点布线的电压Vu、Vv、Vw与低侧的整流元件的正极侧主端子K的电压相等。电池111的负极侧端子的电压与低侧的整流元件的负极侧主端子A的电压相等。
首先，在时刻t62，如图6的(a)所示，对整流器108ul的整流MOSFET 101的漏极和源极间的电压Vds施加负的电压，如图6的(b)所示，低侧的整流器108ul的整流MOSFET 101处于导通状态且流动整流电流。电压Vds的绝对值为整流MOSFET 101的导通电压。该电压Vds被施加到栅极的截断控制电路106的NMOS 24成为截止状态，如图6的(c)所示，对截断控制电路106的输出端子OUT输出蓄积在电容器104中的H电平的电压。截断MOSFET 105处于导通状态，整流MOSFET 101的漏极与控制电路107的比较器102的非反转输入端子IN+进行电连接。其结果，如图6的(a)和图6的(d)所示，比较器102的非反转输入端子IN+的电压Vin+成为与整流MOSFET 101的漏极和源极间的电压Vds相同的电压。
在该状态下，对比较器102的非反转输入端子IN+施加整流MOSFET 101的漏极电压Vd，对比较器102的反转输入端子IN－施加整流MOSFET 101的源极电压Vs，整流器108ul能够进行自主型同步整流的动作。在该时刻t62中，电压Vds为负的电压，因此如图6的(e)所示，对比较器102的输出端子COUT、即整流MOSFET 101的栅极，输出与电容器104相等的H电平的电压，整流MOSFET 101导通。通过基于该整流MOSFET 101的导通的整流，来实现低损耗。
在时刻t63，中点布线的电压Vu(参照图5)超过电池111的负极侧端子Nn的电压。如图6的(a)所示，漏极和源极间的电压Vds成为正，如图6的(b)所示，漏极电流Id不流动。电压Vds为正的电压，但是低于截断控制电路106的NMOS 24的阈值电压Vth，因此NMOS 24保持截止状态。其结果，如图6的(c)所示，对截断控制电路106的输出端子OUT的电压Vshut，继续输出与电容器104相等的H电平的电压，截断MOSFET 105继续导通。即，比较器102的输入端子的连接与在时刻t62中使整流电流流过时相同。整流MOSFET 101的漏极和源极间的电压Vds成为正的电压，因此如图6的(e)所示，对比较器102的输出端子COUT、即整流MOSFET 101的栅极，施加L电平的电压，关掉(turn off)整流MOSFET 101。
中点布线的电压Vu进一步上升，并在时刻t64成为截断控制电路106的NMOS 24的阈值电压Vth以上。开启(turn on，打开)NMOS 24，如图6的(c)所示，截断控制电路106的输出端子OUT的电压Vshut变化为L电平的电压。关掉截断MOSFET 105，使整流MOSFET 101的漏极与控制电路107的比较器102的非反转输入端子IN+电截断。
在从时刻t64至时刻t65期间，如图6的(a)所示，整流MOSFET 101的漏极和源极间的电压Vds变大而成为高电压，但是如图6的(c)所示，比较器102的非反转输入端子IN+的电压Vin+，在时刻t64整流MOSFET 101的漏极与比较器102的非反转输入端子IN+被截断之后，保持低电压。由此，比较器102的非反转输入端子IN+的电压Vin+不会成为高电压，而不对构成比较器102的PMOS 15的栅极施加高电压。
中点布线的电压Vu进一步上升，在时刻t65，成为与交流发电机140连接的电池111的电池电压VB以上。此时，高侧的整流器108uh的整流MOSFET 101导通而流过整流电流，低侧的整流器108ul的整流MOSFET 101的漏极和源极间的电压Vds成为，在与交流发电机140连接的电池111的电池电压VB的基础上增加高侧的整流器108uh的导通电压而得到的正的高电压。截断控制电路106的NMOS 24保持导通，截断控制电路106的输出端子OUT继续输出L电平的电压。截断MOSFET 105截止，整流MOSFET 101的漏极与比较器102的非反转输入端子IN+通过截断MOSFET 105截断。
接着，高侧的整流器108uh的整流结束而U相臂131u的中点布线的电压Vu下降。在整流器108ul中，整流MOSFET 101的漏极和源极间的电压Vds下降，在时刻t66，如图6的(a)所示，电压Vds变得低于截断控制电路106的NMOS 24的阈值电压Vth。关掉NMOS 24，如图6的(c)所示，截断控制电路106的输出端子OUT的电压Vshut变为H电平的电压。开启截断MOSFET105而使整流MOSFET 101的漏极与控制电路107的比较器102的非反转输入端子IN+进行电连接。通过该连接，再次成为对比较器102的非反转输入端子IN+输入整流MOSFET 101的漏极电压Vd、并在比较器102的反转输入端子IN－输入整流MOSFET 101的源极电压Vs的状态，整流器108ul能够进行自主型同步整流的动作。
中点布线的电压Vu进一步下降，在时刻t67低于电池111的负极侧端子的电压。对比较器102的非反转输入端子IN+输入负的电压Vds，如图6的(e)所示，对比较器102的输出端子COUT、即整流MOSFET 101的栅极输出电容器104的H电平的电压，开启整流MOSFET 101。
当中点布线的电压Vu进一步下降时，低侧的整流器108ul的整流MOSFET 101流过整流电流，在时刻t68返回至与时刻t62相同的状态。以后，依次重复进行时刻t62～t68的动作。
以上，如图6的(a)～(e)的整流动作所示，第一实施方式中的自主同步整流MOSFET的整流器108在结束流动整流电流之后的整流MOSFET 101的漏极电压变高之前，通过截断控制电路106使截断MOSFET 105截止，对整流MOSFET 101的漏极与比较器102的非反转输入端子IN+进行电截断。并且，整流器108在开始流动整流电流之前的整流MOSFET 101的漏极电压变低之后，通过截断控制电路106使截断MOSFET 105导通，使整流MOSFET 101的漏极与比较器102的非反转输入端子IN+导通。
由此，能够进行整流动作，并且整流MOSFET 101的漏极的高电压不会被施加到比较器102的非反转输入端子IN+、即与比较器102的非反转输入端子IN+相连接的MOSFET的栅极。
图7的(a)～(d)是表示第一实施方式的施加了外部两个端子的自主同步整流MOSFET的整流器108的抛负载(dump load)的反向浪涌时的各部波形的图表。对一个整流器108施加了抛负载的反向浪涌。图7的(a)～(d)的纵轴与图6的(a)～(d)的纵轴相同。图7的(a)～(d)的横轴表示共用于各图表的时间。
反向浪涌的吸收是通过与整流MOSFET 101并联连接的齐纳二极管122来进行吸收的方法。但是，并不限定于此，也可以不搭载齐纳二极管122而将齐纳二极管内置于整流MOSFET 101中，并且，也可以是使用有源钳位方式而通过整流MOSFET 101进行吸收的方法等。
在时刻t70，在整流器108的正极侧主端子K与负极侧主端子A之间施加反向浪涌。如图7的(a)所示，整流MOSFET 101的漏极和源极间的电压Vds被施加反向浪涌的电压而开始增加。如图7的(b)所示，电流Id尚未流动。此时，截断控制电路106的NMOS 24处于截止状态，截断控制电路106的输出端子OUT输出电容器104的H电平的电压。如图7的(c)所示，在电容器104中未残留电荷的情况下，电压Vshut为0V。
在时刻t71，如图7的(a)所示，整流MOSFET 101的漏极和源极间的电压Vds超过截断控制电路106的NMOS 24的阈值电压Vth。NMOS 24处于导通状态，如图7的(c)所示，截断控制电路106的输出端子OUT的电压Vshut下降至L电平的电压。关掉截断MOSFET 105，对整流MOSFET 101的漏极与控制电路107的比较器102的非反转输入端子IN+进行电截断。
整流MOSFET 101的漏极和源极间的电压Vds进一步变大，从时刻t72起，通过由齐纳二极管122进行分流的电压Vz，电压Vds被钳位(clamp)(参照图7的(a))。此外，在使用有源钳位方式而通过整流MOSFET 101来吸收浪涌的情况下，通过构成有源钳位的齐纳二极管的齐纳电压和与该齐纳二极管反方向连接的二极管的正向电压下降之和，来使电压Vds夹紧。
在此，如图7的(b)所示，在整流器108的两个端子间流动浪涌电流。此时，对整流MOSFET 101的漏极施加了大的浪涌电压，但是整流MOSFET 101的漏极和比较器102的非反转输入端子IN+被截断，因此如图7的(b)所示，不对比较器102的非反转输入端子IN+施加浪涌的高电压。
当在时刻t73浪涌的吸收结束时，如图7的(a)所示，整流MOSFET 101的漏极和源极间的电压Vds逐渐下降，但是之后暂时保持高电压。在直到整流MOSFET 101的漏极和源极间的电压Vds变得低于截断控制电路106的NMOS 24的阈值电压Vth为止的期间，保持整流MOSFET 101的漏极与控制电路107的比较器102的非反转输入端子IN+被继续截断、且不对比较器102的非反转输入端子IN+施加高电压的状态。
以上，如施加了图7的抛负载的反向浪涌时的电压、电流波形所示，在第一实施方式的自主同步整流MOSFET的整流器108中，在被施加抛负载的反向浪涌而整流MOSFET 101的漏极电压变高之前，将整流MOSFET 101的漏极与比较器102的非反转输入端子IN+截断，保持截断的该状态，直到整流MOSFET 101的漏极电压下降为止。由此，在施加反向浪涌的过程中，对整流MOSFET 101的漏极施加的反向浪涌的高电压不会被施加到比较器102的非反转输入端子IN+、即与比较器102的非反转输入端子IN+连接的MOSFET的栅极。
接着，说明搭载了使用第一实施方式的外部两个端子的自主同步整流MOSFET的整流器108的交流发电机140(参照图5)的车辆使发动机停止的情况。即使车辆使发动机停止并使交流发电机140停止，电池111也继续电连接于该交流发电机140。因此，在低侧或高侧的任一个的整流器108的正极侧主端子K与负极侧主端子A之间，继续施加电池111的电池电压VB。在施加了电池电压VB的整流器108中，整流MOSFET 101的漏极和源极间的电压Vds为截断控制电路106的NMOS 24的阈值电压Vth以上，截断MOSFET 105截止。因此，整流MOSFET101的漏极与控制电路107的比较器102的非反转输入端子IN+之间被截断。对截断MOSFET105的漏极施加整流MOSFET 101的漏极的高电压，因此从截断MOSFET 105的漏极朝向源极流动漏电流，但是电阻元件112使该漏电流流向负极侧主端子A，因此比较器102的非反转输入端子IN+的电位不会上升。即，即使在车辆停止且交流发电机140停止时，整流MOSFET 101的漏极的高电压也不被施加到比较器102的非反转输入端子IN+、即与比较器102的非反转输入端子IN+连接的MOSFET的栅极。
以上，无论是在整流动作过程中、反向浪涌施加过程中、还是在车辆停止过程中均能够不对与比较器102的非反转输入端子IN+连接的MOSFET的栅极进行施加，能够防止因对与比较器102的非反转输入端子IN+连接的MOSFET的栅极施加高电压而引起的阈值电压的移位。其结果，能够防止对比较器102的导通和截止进行切换的电压发生移位、并无法在适当的定时使整流MOSFET 101导通和截止的现象。
接着，参照图8至图11来说明第二实施方式中的整流器108A。第二实施方式的整流器108A对提供给比较器102、栅极驱动电路115等控制电路107的各部的电源进行截断，不会引起因施加高电压引起的特性变动而正常地使控制电路107的各部进行动作。
图8是表示第二实施方式的自主型同步整流MOSFET的整流器的电路图。
相对于图1示出的第一实施方式的整流器108，第二实施方式的自主型同步整流MOSFET的整流器108A具备：对截断控制电路106追加了电容器电压输出端子VCOUT而得的截断控制电路106A，比较器102的电源电压端子VCC连接于截断控制电路106A的电容器电压输出端子VCOUT。从电容器电压输出端子VCOUT输出电压Vcc。
并且，在比较器102的后级上设置有栅极驱动电路115。比较器102的输出端子COUT连接于栅极驱动电路115的输入端子IN，栅极驱动电路115的输出端子GOUT连接于整流MOSFET 101的栅极。另外，截断控制电路106A的电容器电压输出端子VCOUT连接于栅极驱动电路115的电源电压端子VCC，栅极驱动电路115的接地端子GND连接于整流器108A的负极侧主端子A。对于比较器102，使用与第一实施方式的比较器102(参照图2)相同的比较器。也可以与第一实施方式的整流器108(参照图1)同样地，不具备栅极驱动电路115。在该情况下，通过比较器102的输出来驱动整流MOSFET 101的栅极。另外，第一实施方式的整流器108也可以具备栅极驱动电路115(参照图8)。
图9是第二实施方式的整流器108A的截断控制电路106A的一例的电路图。
说明图9示出的截断控制电路106A的结构。相对于第一实施方式的截断控制电路106(参照图3)，追加了：电阻R1、R4、R5、R6；PMOS 17、18；NMOS 25、26、27；二极管D2、D3；以及恒电流电路CC3、CC4，CC5、CC6，并且构成为包括电容器电压输出端子VCOUT。
首先，说明与截断控制电路106A的输出端子OUT有关的结构。
漏极电压输入端子VDIN经由电阻R1、恒电流电路CC3以及NMOS 25而连接于接地端子GND，进而经由电阻R4而连接于NMOS 24的栅极。NMOS 24的源极经由二极管D2而连接于接地端子GND，NMOS 24的漏极连接于输出端子OUT。由此，在漏极电压输入端子VDIN的电压Vds为(NMOS 24的阈值电压Vth+二极管D2的正向电压下降Vf)以上时，开启NMOS 24。因此，能够将输出端子OUT的电压Vshut设为L电平而使截断MOSFET 105截止。电阻R1与恒电流电路CC3的连接节点连接于PMOS 16的栅极。NMOS 25的栅极连接于PMOS 16的漏极，PMOS 16和NMOS25构成锁定电路。由此，能够检测漏极电压输入端子VDIN的状态，并且使漏极电压输入端子VDIN与接地端子GND之间截断而能够降低消耗电流。
电容器电压输入端子VCIN经由PMOS 16和恒电流电路CC2而连接于输出端子OUT。输出端子OUT经由NMOS 24和二极管D2而连接于接地端子GND。通过将二极管D2放入于NMOS24与接地端子GND之间，使NMOS 24导通或截止时的电压Vds的阈值以二极管D2的正向电压下降Vf的量变大，从而能够抑制对电压Vds施加噪声时的错误动作。
电容器电压输入端子VCIN还经由二极管D1、NMOS 26以及电阻R5而连接于NMOS 24的栅极。NMOS 26的栅极连接于NMOS 24的漏极以及输出端子OUT。通过该NMOS 26，在输出端子OUT的电压Vshut为H电平时，能够使NMOS 24的栅极电压上升，而使针对电压Vds的电压Vshut的特性具有迟滞性(hysteresis)。
接着，说明与截断控制电路106A的电容器电压输出端子VCOUT有关的结构。
漏极电压输入端子VDIN经由电阻R6、恒电流电路CC4以及NMOS 27而连接于接地端子GND。电容器电压输入端子VCIN经由PMOS 17、二极管D3以及恒电流电路CC5而连接于电阻R6与恒电流电路CC4的连接节点，进而经由PMOS 18而连接于电容器电压输出端子VCOUT。电容器电压输出端子VCOUT连接于NMOS 27的栅极，并且经由恒电流电路CC6而连接于接地端子GND。NMOS 24的漏极以及输出端子OUT连接于PMOS 17的栅极。PMOS 17的漏极连接于PMOS18的栅极。
图10的(a)～(c)是表示第二实施方式的截断控制电路106A的动作的图表。图10的(a)是表示电压Vds与电压Vshut的关系的图表。图10的(b)是表示电压Vds与电压Vcc的关系的图表。图10的(c)是表示电压Vds与PMOS 16的导通状态的图表。以下，参照图9和图10来说明截断控制电路106A的动作。
说明在整流动作过程中整流MOSFET 101的漏极和源极间的电压Vds下降的情况。
《Vds≥Vc+Vth2》
首先，电压Vds为(电容器电压输入端子VCIN的电压Vc+PMOS 16的阈值电压Vth2)以上，PMOS 16与NMOS 25截止(参照图10的(c))。此时，电压Vds为(NMOS 24的阈值电压Vth+二极管D2的正向电压下降Vf)以上，因此NMOS 24导通。输出端子OUT的电压Vshut成为L电平(参照图10的(a))。由此，截断控制电路106A使截断MOSFET 105截止，并使整流MOSFET 101的漏极与控制电路107的比较器102的非反转输入端子IN+之间电截断。
输出端子OUT的电压Vshut为L电平，因此NMOS 25和NMOS26截止，PMOS 17导通。对PMOS 18的栅极施加与电压Vc相等的H电平的电压，PMOS 18截止。由此，电容器电压输出端子VCOUT的电压Vcc成为L电平的电压(参照图10的(b))。因此，成为不对比较器102的电源电压端子VCC施加电容器104的电压Vc的状态。
《Vds＜Vc+Vth2》
接着，当电压Vds低于(电压Vc+PMOS 16的阈值电压Vth2)时，开启PMOS 16(参照图10的(c))，以后，保持PMOS 16的导通状态和NMOS 25的导通状态。通过使PMOS 16导通，恒电流电路CC2和NMOS 24能够进行与第一实施方式的截断控制电路106(参照图3)相同的截断控制的动作。NMOS 25导通，因此，在电阻R1中流过电流，通过电阻R1而使电压下降。
此时，电压Vds为(NMOS 24的阈值电压Vth+二极管D2的正向电压下降Vf)以上，因此NMOS 24导通，输出端子OUT的电压Vshut继续成为L电平(参照图10的(a))，使截断MOSFET105截止。电容器电压输出端子VCOUT的电压Vcc也继续成为L电平的电压(参照图10的(b))。
也就是说，如果NMOS 24为导通状态，则与PMOS 16的导通和截止无关地，输出端子OUT的电压Vshut成为L电平的电压，NMOS 26截止。当NMOS 26截止时，在电阻R4和电阻R5中不流动电流，不会通过电阻R4而使电压下降。因此，当电压Vds变得低于(NMOS 24的阈值电压Vth+二极管D2的正向电压下降Vf)时，关掉NMOS 24。
《Vds<Vth+Vf》
并且，当电压Vds下降而变得低于(NMOS 24的圃值电压Vth+二极管D2的正向电压下降Vf)时，关掉NMOS 24，输出端子OUT的电压Vshut成为H电平(参照图10的(a))。由此，截断控制电路106A使截断MOSFET 105导通，将整流MOSFET 101的漏极与控制电路107的比较器102的非反转输入端子IN+之间电连接。
通过关掉该NMOS 24，开启NMOS 26，经由电阻R5对NMOS 24的栅极施加偏置(bias)。由此，NMOS 24具有迟滞特性。
并且，通过关掉NMOS 24，关掉PMOS 17，通过关掉PMOS 17，开启PMOS 18。通过开启PMOS 18，电容器电压输出端子VCOUT与电容器电压输入端子VCIN导通，电压Vcc成为与电压Vc相等的H电平的电压(参照图10的(b))。因此，对比较器102的电源电压端子VCC施加电容器104的电压Vc，比较器102成为可驱动的状态。
《Vds＜0》
并且，当电压Vds下降而成为负的值时，比较器102切换输出而开启整流MOSFET101并使整流电流流动。此时，PMOS 16与NMOS 26、25导通，NMOS 24截止。
以下，依次说明在整流动作过程中整流MOSFET 101的漏极和源极间的电压Vds上升的情况。
《Vds≥0》
当电压Vds上升而从负成为0或正的值时，比较器102切换输出而关掉整流MOSFET101。此时，NMOS 26导通，因此电流从电容器电压输入端子VCIN起通过电阻R4、R5而流向漏极电压输入端子VDIN，由电阻R4导致产生电压下降。将该电压下降设为迟滞电压Vh。
《Vds≥Vth+Vf+Vh》
并且，当电压Vds上升而成为(阈值电压Vth+正向电压下降Vf+迟滞电压Vh)以上时，开启NMOS 24，输出端子OUT的电压Vshut成为L电平(参照图10的(a))。由此，截断控制电路106A关掉截断MOSFET 105，将整流MOSFET 101的漏极与控制电路107的比较器102的非反转输入端子IN+之间电截断。
在第二实施方式中，通过迟滞电压Vh，能够抑制重复进行比较器102的非反转输入端子IN+的连接与截断的振动。此外，在电压Vds的变化始终急剧的情况下不需要该迟滞性。在该情况下，能够从第二实施方式的截断控制电路106A(参照图9)中除去二极管D1、NMOS26、电阻R4、R5，而简单地构成该截断控制电路106A。
通过开启该NMOS 24，关掉NMOS 26，并开启PMOS 17。通过开启PMOS 17，关掉PMOS18。通过关掉PMOS 18，电容器电压输出端子VCOUT与电容器电压输入端子VCIN被截断，电压Vcc成为L电平的电压(参照图10的(b))。因此，成为不对比较器102的电源电压端子VCC施加电容器104的高电压的状态。
通过将二极管D2连接于NMOS 24与接地端子GND之间，能够将开启和关掉截断MOSFET 105时的电压Vds的阈值以正向电压下降Vf的量增大。由此，能够不容易产生在施加噪声电压时的关掉截断MOSFET 105的错误动作。
另外，如果噪声电压充分小，则也可以除去二极管D2。通过除去二极管D2，能够以相应的量减小对比较器的输入非反转输入端子IN+施加的电压，并且能够简单地构成该截断控制电路106A。
《Vds≥Vc+Vth2+Vr1》
并且，当电压Vds上升而成为(电压Vc+PMOS 16的阈值电压Vth2+电阻R1的电压下降Vr1)以上时，关掉PMOS 16和NMOS 25(参照图10的(c))，以后，保持PMOS 16的截止状态和NMOS 25的截止状态。当PMOS 16和NMOS 25截止时，从漏极电压输入端子VDIN流向接地端子GND的电流和从电容器电压输入端子VCIN流向接地端子GND的电流能够得到抑制。当能够抑制来自电容器电压输入端子VCIN的电流时，则能够抑制用作控制电路107的电源的电容器104的电荷消耗，并能够减小电容器104的电容，能够降低电容器104的成本、安装面积。
将电容器电压输入端子VCIN的电压Vc设为12V、将PMOS 16的阈值电压Vth2设为-1.5V、将NMOS 24的阈值电压Vth设为1.5V、将使PMOS 16截止时的电阻R1的电压下降Vr1设为0.5V、并且不考虑迟滞电压Vh。在整流MOSFET 101的漏极和源极间的电压Vds下降时，当电压Vds变得低于10.5V时，PMOS 16导通，当变得低于1.5V时，解除比较器102的非反转输入端子IN+的截断。在整流MOSFET 101的漏极和源极间的电压Vds上升时，当电压Vds成为1.5V以上时，使比较器102的非反转输入端子IN+截断，当电压Vds成为11V以上时，PMOS 16截止。即，不会妨碍比较器102的非反转输入端子IN+的截断与连接的动作而能够抑制截断控制电路106A的消耗电流。
如上所述，第二实施方式的截断控制电路106A(参照图9)具备：由PMOS 16和NMOS25构成的锁定电路；由二极管D1、NMOS 26和电阻R4、R5构成的迟滞赋予电路、耐噪声强的二极管D2。这些电路、元件也可以应用于第一实施方式的截断控制电路106(参照图2)。
考虑将反向浪涌施加到整流器108A的正极侧主端子K与负极侧主端子A之间的情况。当整流MOSFET 101的漏极和源极间的电压Vds超过NMOS 24的阈值电压Vth与二极管D2的正向电压下降Vf之和时，NMOS 24导通。此时，输出端子OUT的电压Vshut成为L电平的电压(参照图10的(a))，截断MOSFET 105将正极侧主端子K与非反转输入端子IN+之间电截断。
当NMOS 24导通时，PMOS 17导通，对PMOS 18的栅极施加与电压Vc相等的H电平的电压，PMOS 18截止。电容器电压输出端子VCOUT的电压Vcc成为L电平的电压(参照图10的(b))。
由此，在施加反向浪涌的过程中，成为不对比较器102的电源电压端子VCC施加电容器104的高电压的状态。
考虑车辆停止而对整流器108A的正极侧主端子K与负极侧主端子A之间继续施加电池111的高电压的情况。当对整流器108A的正极侧主端子K与负极侧主端子A之间继续施加电池111的高电压而经过充分的时间时，整流MOSFET 101的漏极和源极间的电压Vds与电容器104的电压Vc大致变得相等。在该电压中，PMOS 16成为截止状态，保持PMOS 16的截止状态和NMOS 25的截止状态。当PMOS 16与NMOS 25截止时，能够抑制从漏极电压输入端子VDIN流向接地端子GND的电流和从电容器电压输入端子VCIN流向接地端子GND的电流。即，即使在车辆停止时，截断控制电路106A也能够抑制继续流动的消耗电流。由此，能够抑制连接交流发电机的电池111的电荷的泄漏。
并且，当整流MOSFET 101的漏极和源极间的电压Vds超过NMOS 24的阈值电压Vth与二极管D2的正向电压下降Vf之和时，NMOS 24导通。输出端子OUT的电压Vshut成为L电平的电压(参照图10的(a))，截断MOSFET 105将正极侧主端子K与非反转输入端子IN+之间电截断。
当NMOS 24导通时，PMOS 17导通，PMOS 18截止。电容器电压输出端子VCOUT的电压Vcc成为L电平的电压(参照图10的(b))。
由此，在车辆停止过程中，成为不对比较器102的电源电压端子VCC施加电容器104的高电压的状态。
图11是表示第二实施方式的整流器所具备的栅极驱动电路的电路图。
栅极驱动电路115包括由PMOS 30c、32c和NMOS 31c、33c构成的两级CMOS缓冲器。通过栅极驱动电路115，根据比较器102的输出，能够更高速地驱动整流MOSFET 101的栅极。在图11中示出了两级CMOS缓冲器的示例，但是也可以是其它级数。
当使用第二实施方式的整流器108A时，在整流动作时、反向浪涌施加时以及车辆停车时均对整流MOSFET 101的漏极施加高电压时，除了不对比较器102的电源电压端子VCC施加高电压以外，还不对栅极驱动电路115的电源电压端子VCC施加高电压。在图11的栅极驱动电路115中，当对栅极驱动电路115的电源电压端子VCC施加高电压时，在构成栅极驱动电路115的一部分MOSFET的栅极与源极之间或栅极与基板之间施加该高电压，有时损坏这些MOSFET的栅极氧化膜的可靠性。使用第二实施方式的整流器108A，而不对栅极驱动电路115的电源电压端子VCC施加高电压，由此能够确保构成栅极驱动电路115的MOSFET的可靠性。
如上所述，当使用图8的整流器108A和图9的截断控制电路106A时，在整流动作时、反向浪涌施加时以及车辆停车时整流MOSFET 101的漏极和源极间的电压Vds均成为高电压时，与第一实施方式同样地，使整流MOSFET 101的漏极与比较器102的输入非反转输入端子IN+之间截断，而不对比较器102的输入非反转输入端子IN+施加高电压，并且也能够使比较器102的电源电压端子VCC与电容器104之间截断而不对比较器102的电源电压端子VCC施加高电压。在图2的比较器102中，当对连接于电容器104的电源电压端子VCC施加高电压时，对与比较器102的输入端子连接的PMOS 14和PMOS 15的基板施加高电压。由此，能够对PMOS14和PMOS 15的栅极绝缘膜施加电场，而使PMOS 14与PMOS 15的阈值电压移位。通过比较器102的电源电压端子VCC的截断，能够防止构成比较器102的PMOS 14与PMOS 15的阈值电压的移位。由此，能够防止对比较器102的导通和截止进行切换的电压发生移位、无法以适当的定时使整流MOSFET 101进行导通和截止的现象。
接着，参照图12至图14说明第三实施方式的整流器108B。在第三实施方式的整流器108B中，在比较器102的非反转输入端子IN+与输入反转输入端子IN－之间设置短路MOSFET 118，在将非反转输入端子IN+从整流MOSFET 101的漏极截断之后，使非反转输入端子IN+与反转输入端子IN－进行电短路。由此，能够抑制因电阻元件112引起的特性变化、并且能够防止非反转输入端子IN+的浮动状态。
相对于图8示出的第二实施方式的整流器108A，图12示出的整流器108B在截断控制电路106A中具备第二输出端子OUT2，并在比较器102的非反转输入端子IN+与输入反转输入端子IN－之间串联地连接二极管117与短路MOSFET 118。截断控制电路106B的第二输出端子OUT2连接于短路MOSFET 118的栅极。在此，将第二输出端子OUT2的施加电压称为电压Vshort。
图13是第三实施方式的整流器108B所具备的截断控制电路106B的一例的电路图。
相对于图12示出的截断控制电路106A，图13示出的截断控制电路106B追加了PMOS19和NMOS 28。PMOS 19与NMOS 28构成了CMOS变换器(inverter)，该CMOS变换器的输入侧连接于PMOS 16的漏极。该CMOS变换器的输出侧连接于第二输出端子OUT2。
图14的(a)～(d)是表示第三实施方式的截断控制电路106B的动作的图表。图14的(a)是表示电压Vds与电压Vshut的关系的图表。图14的(b)是表示电压Vds与电压Vcc的关系的图表。图14的(c)是表示电压Vds与PMOS 16的导通状态的图表。图14的(d)是表示电压Vds与电压Vshort的关系的图表。以下，一边参照图13和图14的(d)一边说明截断控制电路106B的动作。此外，图14的(a)～(c)是表示与图10(a)～(c)相同的关系的图表。
《Vds＜Vc+Vth2》
说明在整流动作中整流MOSFET 101的漏极和源极间的电压Vds下降的情况。当电压Vds变得低于(电压Vc+PMOS 16的阈值电压Vth2)，并开启PMOS 16时，在由PMOS 19和NMOS28构成的CMOS变换器中输入与电压Vc相等的H电平的电压，并从该CMOS变换器输出L电平的电压。因此，第二输出端子OUT2的电压Vshort成为L电平的电压(参照图14的(d))，短路MOSFET l18截止，比较器102的非反转输入端子IN+与反转输入端子IN－之间被截断。其结果，对比较器102的非反转输入端子IN+输入整流MOSFET 101的漏极电压Vd，对比较器102的反转输入端子IN－输入整流MOSFET 101的源极电压Vs，整流器108ul能够进行自主型同步整流的动作。
《Vds≥Vc+Vth2+Vr1》
说明在整流动作中整流MOSFET 101的漏极和源极间的电压Vds上升的情况。当电压Vds成为(电压Vc+PMOS 16的阈值电压Vth2+由电阻R1引起的电压下降Vr1)以上，且关掉PMOS 16时，对由PMOS 19和NMOS 28构成的CMOS变换器输入L电平的电压，从该CMOS变换器输出与电压Vc相等的H电平的电压。因此，第二输出端子OUT2的电压Vshort成为与电压Vc相等的H电平的电压(参照图14的(d))，短路MOSFET 118导通，比较器102的非反转输入端子IN+与反转输入端子IN－之间短路。其结果，比较器102的非反转输入端子IN+的电压成为与整流MOSFET 101的源极相同的L电平的电压，成为在整流动作时不对与比较器102的非反转输入端子IN+连接的PMOS 15(参照图2)的栅极施加高电压的状态。
在整流器108的正极侧主端子K与负极侧主端子A之间施加了反向浪涌的情况下，当整流MOSFET 101的漏极和源极间的电压Vds成为(电压Vc+PMOS 16的阈值电压Vth2+由电阻R1引起电压下降Vr1)以上时，与整流动作时同样地，关掉PMOS 16。第二输出端子OUT2的电压Vshort成为与电压Vc相等的H电平的电压，短路MOSFET 118导通，使比较器102的非反转输入端子IN+与反转输入端子IN－之间短路。其结果，比较器102的非反转输入端子IN+的电压成为与整流MOSFET 101的源极相同的L电平的电压，成为在施加反向浪涌时不对与比较器102的输入非反转输入端子IN+连接的PMOS 15(参照图2)的栅极施加高电压的状态。
在车辆停止而在整流器108的正极侧主端子K与负极侧主端子A之间长时间继续施加电池111的高电压的情况下，当整流MOSFET 101的漏极和源极间的电压Vds成为(电压Vc+PMOS 16的阈值电压Vth2+由电阻R1引起电压下降Vr1)以上时，与整流动作时同样地，PMOS16截止。第二输出端子OUT2的电压Vshort成为与电压Vc相等的H电平的电压，短路MOSFET118导通，使比较器102的非反转输入端子IN+与反转输入端子IN－之间短路。其结果，比较器102的非反转输入端子IN+的电压成为与整流MOSFET 101的源极相同的L电平的电压，成为在施加反向浪涌时不对与比较器102的输入非反转输入端子IN+连接的PMOS 15(参照图2)的栅极施加高电压的状态。
在第三实施方式的整流器108中，在整流动作时、施加反向浪涌时以及车辆停车时均对整流MOSFET 101的漏极施加高电压时，短路MOSFET 118导通，使比较器102的非反转输入端子IN+与反转输入端子IN－之间短路，成为不对比较器102的非反转输入端子IN+施加高电压的状态。成为不对与比较器102的非反转输入端子IN+连接的PMOS 15(参照图2)的栅极施加高电压的状态，从而能够防止PMOS 15(参照图2)的阈值电压的移位。由此，能够防止对比较器102的导通和截止进行切换的电压发生移位、并无法使整流MOSFET 101以适当的定时进行导通和截止的现象。
以上，说明将本发明的整流器108使用于交流发电机的情况，但是本发明的整流器108还能够使用于电源的整流电路。
图15是表示使用自主型整流器108的第四实施方式的电源150的概要结构的电路图。
如图15所示，使用自主型同步整流MOSFET的整流器108的电源150与第一实施方式的交流发电机140(参照图5)同样地具备整流电路130，代替发电部而连接于三相交流电源151，代替电池111而连接于平滑电容器152和负载153。
三相交流电源151连接于节点Nu、Nv、Nw，并施加三相交流电压。平滑电容器152使由整流电路130施加的直流电压平滑化。负载153被施加直流电压而消耗电力。
整流器108例如与第一实施方式的整流器108相同。通过将该整流器108使用于电源，即使对同步整流MOSFET的漏极施加平滑电容器152的高电压，也不会因施加高电压而引起特性变动，能够进行低损耗的整流。
此外，使用于电源150的整流器并不限定于第一实施方式的整流器108，也可以是第二实施方式的整流器108A、第三实施方式的整流器108B，并不受限定。
本发明并不限定于上述实施方式，包括各种变形例。例如上述实施方式是为了使本发明更容易理解而详细进行说明的实施方式，并不限定于必须具备所说明的所有结构。能够将某一实施方式的结构的一部分替换为其它实施方式的结构，还能够对某一实施方式的结构上添加其它实施方式的结构。另外，还能够对各实施方式的结构的一部分进行其它结构的追加、删除、替换。
在各实施方式中，控制线、信息线表示认为在说明方面所需的部分，并不限定于产品方面不一定必须表示所有控制线、信息线。实际上也可以考虑为几乎所有结构相互进行连接。
附图标记说明
101：整流MOSFET；102：比较器(判断电路)；103、117：二极管；104：电容器；105：截断MOSFET；106、106A、106B：截断控制电路；107：控制电路；108、108A、108B：整流器；109：转子线圈；110uv、110vw、110wu：定子线圈；111：电池；112：电阻元件；113：电容装置；115：栅极驱动电路；118：短路MOSFET；130：整流电路；140：交流发电机；150：电源；151：三相交流电源；152：平滑电容器；153：负载；11～19：PMOS(P型MOSFET)；21～28：NMOS(N型MOSFET)；30c、32c：高侧P型MOSFET；31c、33c：低侧N型MOSFET；CC1～CC6：恒电流电路；D1～D3：二极管；IN+：非反转输入端子；IN－：反转输入端子；Vds：漏极和源极间的电压；Nu、Nv、Nw：节点(交流端子)；Np、Nn：节点(直流端子)；K：正极侧主端子(一对主端子中的一个)；A：负极侧主端子(一对主端子中的另一个)；OUT：输出端子；COUT：输出端子；GOUT：输出端子；GND：接地端子；VCC：电源电压端子；VDIN：漏极电压输入端子；VCIN：电容器电压输入端子；VCOUT：电容器电压输出端子；OUT2：第二输出端子。

Claims (9)

1.一种整流器，其特征在于，
该整流器具备：
整流MOSFET，其进行整流；
控制电路，其包括在第一输入端子上连接上述整流MOSFET的漏极、并在第二输入端子上连接上述整流MOSFET的源极的比较器，通过上述比较器的输出来控制上述整流MOSFET的导通和截止；以及
电容器，其向所述控制电路供应电源；
上述控制电路具备：
截断MOSFET，其在上述整流MOSFET的漏极与上述比较器的第一输入端子之间进行截断；以及
截断控制电路，其在上述整流MOSFET的漏极的电压为第一预定电压以上时，使上述截断MOSFET截止，并使上述整流MOSFET的漏极与上述比较器的第一输入端子之间电截断；在上述整流MOSFET的漏极的电压低于上述第一预定电压时，使上述截断MOSFET导通，并使上述整流MOSFET的漏极与上述比较器的第一输入端子电导通，
其中，上述比较器的第一输入端子连接于构成上述比较器的多个MOSFET中的一个MOSFET的栅极，并且所述第一预定电压低于由所述电容器供应的电源的电压，以防止由于构成上述比较器的MOSFET的阈值电压的移位所导致的上述整流MOSFET的导通和截止的定时的移位。
2.根据权利要求1所述的整流器，其特征在于，
上述截断控制电路具备在栅极上连接了上述整流MOSFET的漏极的N型MOSFET，通过上述N型MOSFET导通而使上述截断MOSFET截止，通过上述N型MOSFET截止而使上述截断MOSFET导通。
3.根据权利要求1所述的整流器，其特征在于，
该整流器具备电容装置，该电容装置连接于上述比较器的第一输入端子与第二输入端子之间。
4.根据权利要求1所述的整流器，其特征在于，
该整流器具备电阻，该电阻使上述比较器的第一输入端子与上述整流MOSFET的源极之间短路。
5.根据权利要求1所述的整流器，其特征在于，
该整流器具备：短路MOSFET，该短路MOSFET使上述比较器的第一输入端子与上述整流MOSFET的源极之间短路，
上述截断控制电路具备以下电路，该电路在上述整流MOSFET的漏极的电压为高于上述第一预定电压的第二预定电压以上时，使上述短路MOSFET导通，并在上述整流MOSFET的漏极的电压低于上述第二预定电压时，使上述短路MOSFET截止。
6.根据权利要求1所述的整流器，其特征在于，
上述截断控制电路具备以下电路，该电路在上述整流MOSFET的漏极的电压为预定电压以上时，使上述电容器的正极端子与上述比较器的电源电压端子之间电截断，在上述整流MOSFET的漏极的电压低于预定电压时，使上述电容器的正极端子与上述比较器的电源电压端子之间电导通。
7.根据权利要求1所述的整流器，其特征在于，
上述控制电路具备栅极驱动电路，
上述截断控制电路具备以下电路，该电路在上述整流MOSFET的漏极的电压为预定电压以上时，使上述电容器的正极端子与上述栅极驱动电路的电源电压端子之间电截断，在上述整流MOSFET的漏极的电压低于预定电压时，使上述电容器的正极端子与上述栅极驱动电路的电源电压端子之间电导通。
8.一种交流发电机，其特征在于，
具备权利要求1至权利要求7中任一项所述的整流器。
9.一种电源，其特征在于，
具备权利要求1至权利要求7中任一项所述的整流器。
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