JP5126306B2

JP5126306B2 - ブートコンデンサの充電方法

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Publication number: JP5126306B2
Application number: JP2010152722A
Authority: JP
Inventors: 俊彰佐藤
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2010-07-05
Filing date: 2010-07-05
Publication date: 2013-01-23
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Description

本発明は、ブートコンデンサの充電方法、特に、ローアーム側スイッチング素子に対して直列に接続されたハイアーム側スイッチング素子の動作を制御するハイアーム制御回路と、ハイアーム制御回路に対して動作電源を与えるブートコンデンサと、を有する相が複数設けられたインバータにおいて、各相の各ブートコンデンサを電源回路によって充電するブートコンデンサの充電方法に関する。

一般に、インバータは、出力線を介して相互に直列に接続されたローアーム側スイッチング素子およびハイアーム側スイッチング素子を有した相を複数備えて構成されている。このインバータを制御する技術としては、従来から、ブートコンデンサを用いる技術が存在する。そして、出力線に一端が接続されたブートコンデンサは、出力線に対して高電位を生成してハイアーム側スイッチング素子を制御する回路（以下「ハイアーム制御回路」と称す）の電源を得るために充電される。このハイアーム制御回路は、ブートコンデンサが充分に充電された状態で正常に動作する。

しかし、インバータ制御の初期段階では、各相のブートコンデンサを充電するために大きな電流が流れるので、直流電圧が低下する場合がある。その場合には、各相全てのブートコンデンサを充分に充電された状態とするために要する時間が長くなる。このため、インバータ制御の初期段階において、ハイアーム制御回路を正常に動作させることができない期間が長引いてしまう。

これに対して、特許文献１（特開平２００３−６１３６３号公報）に記載のブートコンデンサの充電方法では、各相の充電をタイミングをズラして排他的に行うというアイデアが提案されている。これによると、充電時における直流電圧の低下を抑えてブートコンデンサを充電することができる。

ところが、上記特許文献１に記載のブートコンデンサの充電方法は、各相のブートコンデンサを１つずつ順次充電する方法である。このため、最初に充電を終えたブートコンデンサは、各相のブートコンデンサが順次充電されて、最後のブートコンデンサの充電が終了するに至るまでの間、少しずつ放電してしまい、他の相のブートコンデンサの充電電圧と異なってしまう。このため、各相のブートコンデンサの駆動電圧にバラツキが生じてしまう。

本発明は上述した点に鑑みてなされたものであり、本発明の課題は、直流電圧の低下を抑えつつ、各相のブートコンデンサの駆動電圧のバラツキを低減させるように充電することが可能なブートコンデンサの充電方法を提供することにある。

第１発明に係るブートコンデンサの充電方法は、ローアーム側スイッチング素子に対して直列に接続されたハイアーム側スイッチング素子の動作を制御するハイアーム制御回路及びハイアーム制御回路に対して動作電源を与えるブートコンデンサを有する複数の相と、ローアーム側スイッチング素子と電源回路との間に配置され、複数の相に接続された負荷に過大電流が流れたときに過大電流によるローアーム側スイッチング素子及びハイアーム側スイッチング素子の破壊を回避し、且つブートコンデンサの充電時の電流も検知するための電流保護回路の電流検知回路と、が設けられたインバータにおいて、各相の各ブートコンデンサを電源回路によって充電するブートコンデンサの充電方法であって、以下の３つのステップを備えている。第１ステップでは、インバータにおいてローアーム側スイッチング素子及びハイアーム側スイッチング素子が、前置充電期間において、ハイアーム側スイッチング素子がオフのままでローアーム側スイッチング素子がオン・オフを繰り返すことによって電源回路からブートコンデンサに所定の時間間隔を空けたパルスが供給されて充電される。ここで、前置充電期間とは、通常のスイッチングを行う通常動作期間よりも前の期間のことをいう。また、第２ステップでは、各相のブートコンデンサに対して第１ステップによる充電が、パルスが所定数供給される毎に切り替えられて行なわれる。そして、第３ステップでは、第２ステップが繰り返される。また、第３ステップにおいて第２ステップを繰り返す頻度は、ブートコンデンサからの単位時間当たりの放電量に基づいて定める。なお、第１ステップによる充電の切り替えは、１〜２０パルスの間であればよく、例えば、１〜１０パルス毎等の場合も含まれる。なお、１パルス毎に充電を切り替える場合も当然含まれる。

複数のブートコンデンサを順次充電する従来の充電方法では、初期に充電されたブートコンデンサは少しずつ放電されてしまうため、各相のブートコンデンサの駆動電圧にバラツキが生じている。

これに対して、第１発明のブートコンデンサの充電方法では、第２ステップにおいて複数のブートコンデンサのうち１つのブートコンデンサに対して１〜２０パルスずつの時間を割いて切り替えながら第１ステップによって行う充電をしている。これにより、直流電圧の低下を抑えることができる。そして、このような第２ステップによる充電は、第３ステップによって繰り返し行われる。これにより、各ブートコンデンサは、同等の速度で充電されていく。

これにより、直流電圧の低下を抑えつつ、各相のブートコンデンサの駆動電圧のバラツキを低減させるように充電することが可能になる。

また、上記充電方法によって複数のブートコンデンサ間の駆動電圧のバラツキを低減できた場合には、この充電されたブートコンデンサを用いることによってモータ等の駆動を安定化させることが可能になる。

また、このブートコンデンサの充電方法では、ブートコンデンサに供給される電流が小さいので、充電時に過電流保護回路が動作して正常な運転ができなくなることが抑制される。

なお、従来の前置充電期間による充電と同様に、通常動作期間よりも前に、前置充電期間においてブートコンデンサを充電している。このため、通常動作期間の当初からインバータ制御回路を正常に動作させることを容易に実現することが可能になる。また、前置充電期間において、ハイアーム側スイッチング素子がオフ状態となるように維持している。このため、インバータの負荷を動作させることなくブートコンデンサを充電することが可能になる。

さらに、ブートコンデンサから単位時間当たりに放電される電荷量に基づいて第２ステップを繰り返す頻度を定めることで、先に充電されたブートコンデンサからの放電量が所定量を超える前の段階等において、第３ステップによる繰り返しの充電が行われるような頻度に設定することができる。

これにより、複数の相のブートコンデンサの充電のバラツキを低減させるだけでなく、充電所要時間を短縮化させることが可能になる。

第２発明に係るブートコンデンサの充電方法は、ローアーム側スイッチング素子に対して直列に接続されたハイアーム側スイッチング素子の動作を制御するハイアーム制御回路及びハイアーム制御回路に対して動作電源を与えるブートコンデンサを有する複数の相と、ローアーム側スイッチング素子と電源回路との間に配置され、複数の相に接続された負荷に過大電流が流れたときに過大電流によるローアーム側スイッチング素子及びハイアーム側スイッチング素子の破壊を回避し、且つブートコンデンサの充電時の電流も検知するための電流保護回路の電流検知回路と、が設けられたインバータにおいて、各相の各ブートコンデンサを電源回路によって充電するブートコンデンサの充電方法であって、以下の３つのステップを備えている。第１ステップでは、インバータにおいてローアーム側スイッチング素子及びハイアーム側スイッチング素子が、前置充電期間において、ハイアーム側スイッチング素子がオフのままでローアーム側スイッチング素子がオン・オフを繰り返すことによって電源回路からブートコンデンサに所定の時間間隔を空けたパルスが供給されて充電される。ここで、前置充電期間とは、通常のスイッチングを行う通常動作期間よりも前の期間のことをいう。また、第２ステップでは、各相のブートコンデンサに対して第１ステップによる充電が、パルスが所定数供給される毎に切り替えられて行なわれる。そして、第３ステップでは、第２ステップが繰り返される。また、各相のブートコンデンサは、第２ステップを繰り返す頻度の１周期の間にブートコンデンサから放電されて低下するブートコンデンサの両端電圧の低下量と、ブートコンデンサにおいて必要とされる所定の電圧と、を合算した電圧を保持できるだけの容量を有している。

ここでは、第３ステップによって繰り返して充電される頻度に基づいた充電の間隔で放電される分量を考慮して、所定の必要な電圧と、放電される予定の電圧と、の合算分の容量が確保されているブートコンデンサであれば充分となる。

これにより、ブートコンデンサの容量の増大化を抑えることが可能になる。

第３発明に係るブートコンデンサの充電方法は、ローアーム側スイッチング素子に対して直列に接続されたハイアーム側スイッチング素子の動作を制御するハイアーム制御回路及びハイアーム制御回路に対して動作電源を与えるブートコンデンサを有する複数の相と、ローアーム側スイッチング素子と電源回路との間に配置され、複数の相に接続された負荷に過大電流が流れたときに過大電流によるローアーム側スイッチング素子及びハイアーム側スイッチング素子の破壊を回避し、且つブートコンデンサの充電時の電流も検知するための電流保護回路の電流検知回路と、が設けられたインバータにおいて、各相の各ブートコンデンサを電源回路によって充電するブートコンデンサの充電方法であって、以下の３つのステップを備えている。第１ステップでは、インバータにおいてローアーム側スイッチング素子及びハイアーム側スイッチング素子が、前置充電期間において、ハイアーム側スイッチング素子がオフのままでローアーム側スイッチング素子がオン・オフを繰り返すことによって電源回路からブートコンデンサに所定の時間間隔を空けたパルスが供給されて充電される。ここで、前置充電期間とは、通常のスイッチングを行う通常動作期間よりも前の期間のことをいう。また、第２ステップでは、各相のブートコンデンサに対して第１ステップによる充電が、パルスが所定数供給される毎に切り替えられて行なわれる。そして、第３ステップでは、第２ステップが繰り返される。また、１つのパルスによるオン時間が、通常動作期間におけるローアーム側スイッチング素子、及びハイアーム側スイッチング素子の１回のオン時間よりも短い。ここでも、第１発明と同様の効果が得られる。

第４発明に係るブートコンデンサの充電方法は、第１発明から第３発明のいずれか１つに係るブートコンデンサの充電方法であって、第２ステップでは、１パルス当たりの時間、印加電圧、ブートコンデンサにおける充放電速度特性、必要充電電圧の少なくともいずれか１つに基づいて定まるパルス数によって切り替える。なお、ここでの、１パルスとしては、１つのオン状態の時間、１つのオン状態とオフ状態との組み合わせの時間、もしくは、１つのオン状態とオフ状態との比率のいずれであってもよい。

ここでは、第２ステップにおいて切り替えを行うパルス数を、１パルスに当たりの時間、印加電圧、ブートコンデンサにおける充放電速度特性、必要充電電圧の少なくともいずれか１つに基づいて定めている。よって、インバータの各相に設けられているブートコンデンサの性能がことなる場合であっても、これに対応した充電を行うことが可能になる。

これにより、インバータの設計が異なる場合であっても、各相のブートコンデンサの駆動電圧のバラツキを低減させるように充電することが可能になる。

第５発明に係るブートコンデンサの充電方法は、第１発明から第４発明のいずれか１つに係るブートコンデンサの充電方法であって、第２ステップでは、１パルス当たりの時間を、印加電圧、充電電流、ブートコンデンサにおける充放電速度特性、必要充電電圧、第１ステップにおける充電の切り替えに要するパルス数の少なくともいずれか１つに基づいて定める。なお、ここでの、１パルスとしては、１つのオン状態の時間、１つのオン状態とオフ状態との組み合わせの時間、もしくは、１つのオン状態とオフ状態との比率のいずれであってもよい。

ここでは、１パルス当たりの時間を、印加電圧、充電電流、ブートコンデンサにおける充放電速度特性、必要充電電圧、第１ステップにおける充電の切り替えに要するパルス数の少なくともいずれか１つに基づいて定めている。よって、インバータの各相に設けられているブートコンデンサの性能がことなる場合であっても、これに対応した充電を行うことが可能になる。

第６発明に係るブートコンデンサの充電方法は、第１発明から第５発明のいずれか１つに係るブートコンデンサの充電方法であって、第２ステップでは、１〜２０パルスの範囲内で、各相のブートコンデンサに応じて割り当てるパルス数を違える。

ここでは、ブートコンデンサにおいて要求されている電圧がそれぞれ異なる場合や、各ブートコンデンサの容量が異なる場合や、各ブートコンデンサの充電速度等の性質が異なる場合であっても、各相のブートコンデンサの駆動電圧のバラツキを低減させるように充電することが可能になる。

第７発明に係るブートコンデンサの充電方法は、第１発明から第６発明のいずれか１つに係るブートコンデンサの充電方法であって、第２ステップにおける充電では、ブートコンデンサの容量に蓄えられる電荷の一部を充電する。

ここでは、第２ステップにおける充電では、１つのブートコンデンサに対して１〜２０パルス割り当てられることで、ブートコンデンサの容量の一部を充電する。このため、１つのブートコンデンサの充電を終えてから他のブートコンデンサの充電を開始するのではなく、１つのブートコンデンサの充電を終える前の段階で他のブートコンデンサの充電を開始する。

これにより、各ブートコンデンサを切り替えながら少しずつ充電することで、各ブートコンデンサの充電状況のバラツキをより低減させることができる。

第８発明に係るブートコンデンサの充電方法は、第１発明から第７発明のいずれか１つに係るブートコンデンサの充電方法であって、第２ステップが、パルスが複数供給される毎に切り替えられて行なわれる。ここでも、第１発明と同様の効果が得られる。

第１発明に係るブートコンデンサの充電方法では、直流電圧の低下を抑えつつ、各相のブートコンデンサの駆動電圧のバラツキを低減させるように充電することが可能になる。また、複数の相のブートコンデンサの充電のバラツキを低減させるだけでなく、充電所要時間を短縮化させることが可能になる。

第２発明に係るブートコンデンサの充電方法では、ブートコンデンサの容量の増大化を抑えることが可能になる。

第３発明に係るブートコンデンサの充電方法では、直流電圧の低下を抑えつつ、各相のブートコンデンサの駆動電圧のバラツキを低減させるように充電することが可能になる。

第４発明に係るブートコンデンサの充電方法では、インバータの設計が異なる場合であっても、各相のブートコンデンサの駆動電圧のバラツキを低減させるように充電することが可能になる。

第５発明に係るブートコンデンサの充電方法では、インバータの設計が異なる場合であっても、各相のブートコンデンサの駆動電圧のバラツキを低減させるように充電することが可能になる。

第６発明に係るブートコンデンサの充電方法では、ブートコンデンサにおいて要求されている電圧がそれぞれ異なる場合や、各ブートコンデンサの容量が異なる場合や、各ブートコンデンサの充電速度等の性質が異なる場合であっても、各相のブートコンデンサの駆動電圧のバラツキを低減させるように充電することが可能になる。

第７発明に係るブートコンデンサの充電方法では、各ブートコンデンサを切り替えながら少しずつ充電することで、各ブートコンデンサの充電状況のバラツキをより低減させることができる。

第８発明に係るブートコンデンサの充電方法では、直流電圧の低下を抑えつつ、各相のブートコンデンサの駆動電圧のバラツキを低減させるように充電することが可能になる。

本発明に係る一実施形態が採用されたブートコンデンサを含む回路図。インテリジェントパワー回路５Ｕのみの充電パルス波形を示すグラフ。インテリジェントパワー回路５Ｕ、５Ｖ、５Ｗの各ブートコンデンサの充電を１パルス毎に切り替えながら行う充電パルス波形を示すグラフ。本実施形態による各ブートコンデンサの充電電圧の変化を示すグラフ。インテリジェントパワー回路５Ｕ、５Ｖ、５Ｗの各ブートコンデンサの充電を互いに同期をとりながら行う充電パルス波形を示すグラフ。インテリジェントパワー回路５Ｕ、５Ｖ、５Ｗの各ブートコンデンサの充電を１つずつ順次完了させる充電パルス波形を示すグラフ。従来のインテリジェントパワー回路５Ｕ、５Ｖ、５Ｗの各ブートコンデンサの充電電圧の変化を示すグラフ。駆動電圧によるスイッチング素子の特性差を示すグラフ。

＜回路の構成＞
図１は、インバータ制御を用いて負荷を駆動する装置の構成を例示する回路図である。以下、当該構成を例として本発明の一実施形態が採用された回路図およびブートコンデンサの充電方法について説明する。

ダイオードブリッジ２は、交流電源１を全波整流し、その高電位端（図１中「＋」と付記）と低電位端（図１中「−」と付記）との間に直流電圧を出力する。このダイオードブリッジ２の高電位端と低電位端との間には相互に並列にインテリジェントパワー回路５Ｕ、５Ｖ、５Ｗが接続されている。

インテリジェントパワー回路５Ｕ、５Ｖ、５Ｗは、それぞれ出力線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗを有しており、これらは三相の負荷６に接続されている。ここでは、インテリジェントパワー回路５Ｕ、５Ｖ、５Ｗは、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応して動作する。なお、ここでの負荷６としては、空気調和装置用のファンモータを例に挙げて説明する。

本実施形態に係るブートコンデンサの充電方法は、インテリジェントパワー回路５Ｕ、インテリジェントパワー回路５Ｖおよびインテリジェントパワー回路５Ｗのそれぞれに対して適用される。ここでは、主として、インテリジェントパワー回路５Ｕのブートコンデンサ３２について説明するが、インテリジェントパワー回路５Ｖおよびインテリジェントパワー回路５Ｗについても同様であり、それぞれブートコンデンサを有している。なお、ここでのインテリジェントパワー回路５Ｕ、５Ｖ、５Ｗは、例えば、インテリジェントパワーデバイスとしてモジュール化される場合がある。

図１では、インテリジェントパワー回路５Ｕについて内部を開示して示している。

インテリジェントパワー回路５Ｕは、主として、インバータ４Ｕと、インバータ４Ｕを動作制御するインバータ制御回路３Ｕと、を備えている。

インバータ４Ｕは、ローアーム側スイッチング素子である絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（本発明においては単に「トランジスタ」と称す）４１と、ハイアーム側スイッチング素子であるＮＰＮ型トランジスタ４２と、フリーホイールダイオード４３、４４と、を有している。ここでは、トランジスタ４１のコレクタは、フリーホイールダイオード４３のカソードと接続されている。また、トランジスタ４１のエミッタは、フリーホイールダイオード４３のアノードと接続されている。そして、トランジスタ４２のコレクタと、フリーホイールダイオード４４のカソードとが接続されている。さらに、トランジスタ４２のエミッタと、フリーホイールダイオード４４のアノードとが接続されている。そして、トランジスタ４１、４２は、出力線７Ｕを介してダイオードブリッジ２の高電位端と低電位端との間で相互に直列に接続されている。より詳細には、トランジスタ４１のコレクタおよびトランジスタ４２のエミッタが共通に出力線７Ｕに接続されている。トランジスタ４１、４２ではコレクタ側からエミッタ側へと電流が流れる。

インバータ制御回路３Ｕには、制御電源回路３０およびこれに並列に接続された平滑コンデンサ３１から、直流電圧Ｖ１、直流電流Ｉ１が供給される。制御電源回路３０は、高電位端（図１中「＋」と付記）と、低電位端（図１中「−」と付記）と、を有している。図示を省略するが、インテリジェントパワー回路５Ｖ、５Ｗにおいてインバータ制御回路３Ｕに対応して設けられたインバータ制御回路に対しても、同様に、制御電源回路３０の高電位端と低電位端が接続されている。

このインバータ制御回路３Ｕは、ハイアーム制御回路３３と、これの動作電源を与えるブートコンデンサ３２と、ローアーム制御回路３４と、を有している。ハイアーム制御回路３３は、トランジスタ４２のゲートに制御信号を与える。なお、ローアーム制御回路３４は、トランジスタ４１のゲートに制御信号を与えるが、その動作電源については本発明においては関係が希薄であるため、省略する。

ブートコンデンサ３２は、出力線７Ｕにその一端が接続されており、その他端はブート抵抗３６とダイオード３５との直列接続を介して制御電源回路３０の高電位端に接続されている。ダイオード３５のアノードおよびカソードは、それぞれ制御電源回路３０の高電位端側、ブートコンデンサ３２側に接続されている。

上記構成は、インテリジェントパワー回路５Ｖのブートコンデンサ、および、インテリジェントパワー回路５Ｗのブートコンデンサについても同様である。

なお、上述した回路には、図示しない過電流保護回路の電流検出回路が、例えば、制御電源回路３０とトランジスタ４１との間に設けられている。この過電流保護回路は、インバータのモータ負荷電流が過大となったとしても、インバータのスイッチング素子が破壊されることがないように、スイッチング素子を保護する。

＜ブートコンデンサの充電＞
上述した構成では、トランジスタ４２のエミッタは出力線７Ｕに接続されており、出力線７Ｕにはトランジスタ４２によってダイオードブリッジ２の高電位端の電圧が伝達される。このため、トランジスタ４２のベースに与えるべき制御信号としては、ダイオードブリッジ２の高電位端の電圧よりも高い電圧を与える必要がある。そこで、ハイアーム制御回路３３へと出力線７Ｕの電位に対して高電位を供給するために、ブートコンデンサ３２は、制御電源回路３０を用いて充電される。

そして、ここでは、インバータ４Ｕにおいて、トランジスタ４１、４２が負荷６を駆動させる通常動作期間よりも前に前置充電期間を設けている。ここでの負荷６としては、例えば、上述したように負荷がモータである場合を例に挙げると、その回転のためのスイッチング（本発明で「通常のスイッチング」と称す）等をいう。この前置充電期間においては、トランジスタ４２をオフ状態に維持させて、トランジスタ４１を介して制御電源回路３０によってブートコンデンサ３２を充電する。ここで、インテリジェントパワー回路５Ｖのブートコンデンサ、および、インテリジェントパワー回路５Ｗのブートコンデンサの充電についても同様であるが、後述するように、インテリジェントパワー回路５Ｕのブートコンデンサ３２、インテリジェントパワー回路５Ｖのブートコンデンサ、および、インテリジェントパワー回路５Ｗのブートコンデンサは互いに１パルスずつ切り替えて少しずつ充電される。ここで、インテリジェントパワー回路５Ｕのブートコンデンサ３２は、１パルス（パルス間隔）の間におけるブートコンデンサ３２の放電量分と、ブートコンデンサ３２において必要とされる所定の電圧と、を合算した容量を少なくとも有している。この点は、インテリジェントパワー回路５Ｖのブートコンデンサ、および、インテリジェントパワー回路５Ｗのブートコンデンサについても同様である。

トランジスタ４２は、ハイアーム制御回路３３が正常に動作しない限りオフしたままである。一方、トランジスタ４１は、そのエミッタがダイオードブリッジ２の低電位端に接続されているので、ローアーム制御回路３４を動作させるためにブートコンデンサを用いる必要もない。よって、前置充電期間においては、その初期からトランジスタ４１のスイッチングを任意に制御することができる。つまり、前置充電期間においては、ハイアーム制御回路３３が正常に動作しない状態で、上述した充電を行うことができる。

（１つのブートコンデンサの充電について）
図２は、インテリジェントパワー回路５Ｕのブートコンデンサ３２のみに着目した充電方法について、トランジスタ４１、４２のスイッチングのタイミングを例示したグラフである。他のインテリジェントパワー回路５Ｖのブートコンデンサおよびインテリジェントパワー回路５Ｗのブートコンデンサとの関係については、後述する。ここでは、前置充電期間、休止期間、通常動作期間が繰り返されることで充電が行われる。

前置充電期間では、トランジスタ４２はオフのままである一方、トランジスタ４１はオン／オフを繰り返す。ここでは、所定の時間間隔を空けたパルス信号によって（後述する）「Ｐ₁、Ｐ₂・・・Ｐ_n」のように充電される。トランジスタ４１がオン状態となるオン期間Ｔ_ONにおいて、制御電源回路３０は、ブートコンデンサ３２に電流を供給する。これにより、制御電源回路３０から流れる電流を低く抑えたままブートコンデンサ３２を充電することができ、制御電源回路３０に負担を掛けにくい。また、トランジスタ４１の破壊を招きにくい。

通常動作期間では、負荷６の駆動のための通常のスイッチングが行われる。なお、ここでは、前置充電期間と通常動作期間との間において、図２に示すように、休止期間を設けている。これは、前置充電期間が終了してトランジスタ４１がオン状態となり、通常動作期間の最初においてトランジスタ４２がオン状態となる場合には、両時期の間にマージン（休止期間）を取らなければ、インバータ４Ｕに多大な電流が流れて破壊されるおそれがあるためである。

（１つのブートコンデンサの充電の具体的態様について）
また、インバータ４Ｕに多大な電流が流れて破壊されることを防ぐために、負荷６の短絡に際してインバータ４Ｕを保護する技術が採用されていてもよい。ここでは、負荷６の短絡を検出するのに必要な最低時間Ｔwminよりもオン期間Ｔ_ONを長く設定している。これによって、仮に、負荷６が短絡した状態でブートコンデンサ３２が充電されることがあっても、インバータ４Ｕを保護することができるようになっている。

また、負荷６の駆動中にブートコンデンサ３２の充電が行われる際、負荷６の線間誘導起電圧によって生じ得る過電流からインバータ４Ｕを保護する必要がある。この線間誘導起電圧は、例えば、出力線７Ｕ、７Ｗの間に生じ得る。そして、インバータ４Ｕのトランジスタ４１がオン状態となっている場合には、フリーホイールダイオード４３に相当してインテリジェントパワー回路５Ｗが有しているフリーホイールダイオードを介して、トランジスタ４１に過電流が生じる場合がある。このような事態に対応するために、ここでは、負荷６のインダクタンスＬと、トランジスタ４１の出力許容電流値Ｉ_Lと、線間誘導起電圧Ｖ２とを導入して、下式を満足させるようにしている。

トランジスタ４１がオン状態になると、制御電源回路３０の高電位端と低電位端との間にはブートコンデンサ３２とブート抵抗３６とが直列に接続される。これにより、ブートコンデンサ３２の充電は、その容量値Ｃ２と、ブート抵抗３６の抵抗値Ｒ１との積Ｒ１・Ｃ２を時定数τ’として行われる。

なお、制御電源回路３０の出力する前置充電期間においてトランジスタ４１がオフ状態となっている際のブートコンデンサ３２の放電を無視すると、ブートコンデンサ３２の両端電圧Ｖｂは、下式で計算される。

ただし、Ｔ’はオン期間Ｔ_ONの前置充電期間の開始からの積算時間であり、ｅは自然対数の底である。

ブートコンデンサ３２に充電すべき電圧の最低値Ｖｂｍを導入して、積算時間Ｔ’は、下式で計算される。ただし、ｌｎ（ｘ）は、ｘの自然対数を示す。

ブートコンデンサ３２を充電する際に、ブートコンデンサ３２に流れ得る電流の最大値はＶ１／Ｒ１となる。一方、制御電源回路３０の出力する直流電流Ｉ１の大きさには、上限たる最大値Ｉ１Ｍが存在する。最大値Ｉ１ＭがＶ１／Ｒ１よりも小さければ、前置充電期間においてトランジスタ４２がオフ状態となる期間を定める必要がある。換言すれば、トランジスタ４２のオン期間Ｔ_ONのデューティＤを定める必要がある。

なぜなら、制御電源回路３０に多大な電流負荷が掛かり、オン期間Ｔ_ONにおいて充分な電流が制御電源回路３０から得られず、あるいは、出力電圧Ｖ１が低下する可能性があるからである。ここで、デューティＤは、下式で計算される。

よって、前置充電期間の長さＴは、下式で計算される。

数式（２）〜（５）から下式のように表現することもできる。

すなわち、制御電源回路３０の出力電圧Ｖ１をブート抵抗３６の抵抗値Ｒ１で除した値と、ブート抵抗の抵抗値Ｒ１と、ブートコンデンサ３２の容量値Ｃ２と、の積τ’・（Ｖ１／Ｒ１）を、制御電源回路３０の最大出力可能電流Ｉ１Ｍで除した値を実効的な充電時定数τとして求める。

ブートコンデンサ３２に充電すべき電圧Ｖｂの最低値Ｖｂｍの、制御電源回路３０の出力電圧Ｖ１に対する比（Ｖｂｍ／Ｖ１）を、１から引いて値（１−Ｖｂｍ／Ｖ１）を求める。その逆数（１−Ｖｂｍ／Ｖ１）^-1の自然対数に、実効的な充電時定数τを乗じて、前置充電期間の長さＴが求められる。

（各ブートコンデンサの切り替え充電）
インテリジェントパワー回路５Ｕにおけるトランジスタ４１、４２の上述の動作は、他のインテリジェントパワー回路５Ｖ、５Ｗにおいても同様である。

ただし、インテリジェントパワー回路５Ｕのブートコンデンサ３２、インテリジェントパワー回路５Ｖのブートコンデンサおよびインテリジェントパワー回路５Ｗのブートコンデンサに関しては、前置充電期間中の充電タイミングは排他的に切り替えて行われるようにしている。これは、以下の２つの理由に基づくものである。まず、第１に、上述のように、制御電源回路３０は、インテリジェントパワー回路５Ｕのみならず、インテリジェントパワー回路５Ｖ、５Ｗにも接続されており、これらの備えるブートコンデンサに充電電流を供給しているため、制御電源回路３０の出力する直流電流Ｉ１を抑制し、出力する直流電圧Ｖ１の低下を回避する必要があるためである。また、第２に、各インテリジェントパワー回路のブートコンデンサからの放電によって充電電圧が大きく低下してしまう前に短い周期でトランジスタ４１を再度オン状態として、制御電源回路３０からブートコンデンサ３２に充電電流を供給することで、放電量を抑える必要があるためである。

具体的には、前置充電期間中の各インテリジェントパワー回路のブートコンデンサの充電は、図３に示すように、インテリジェントパワー回路５Ｕのブートコンデンサ３２、インテリジェントパワー回路５Ｖのブートコンデンサおよびインテリジェントパワー回路５Ｗのブートコンデンサに対して、電流の供給を１パルスずつ切り替えて行う。この図３では、インテリジェントパワー回路５Ｕ、５Ｖ、５Ｗにおけるローアーム側スイッチング素子およびハイアーム側スイッチング素子のスイッチングのタイミングを例示したグラフである。ここでは、上述のように、インテリジェントパワー回路５Ｕ、５Ｖ、５Ｗにおける各ブートコンデンサの充電を１パルス毎に切り替えながら各ブートコンデンサの充電電圧が均等状態を維持したまま少しずつ充電していく方法を採用している。ここで、図３中に示す「Ｐ₁、Ｐ₂、Ｐ₃・・・Ｐ_n」は、上述した図２中に示す「Ｐ₁、Ｐ₂・・・Ｐ_n」に対応している。また、ここで、インテリジェントパワー回路５Ｕのローアーム側スイッチング素子およびハイアーム側スイッチング素子は、それぞれトランジスタ４１、４２に相当する。

このような充電方法によって、インテリジェントパワー回路５Ｕ、５Ｖ、５Ｗのブートコンデンサについて、直流電圧Ｖ１の低下を回避しつつ、それぞれに設けられたブートコンデンサの充電を通常動作期間の前に完了させることができる。なお、インテリジェントパワー回路５Ｕ、５Ｖ、５Ｗの各ブートコンデンサが充電された後にしばらくの間、休止期間をおいて、通常動作期間とする点は上述と同様である。

＜本実施形態におけるブートコンデンサの充電方法の特徴＞
（１）
従来のブートコンデンサの充電方法では、図５に示すように、インテリジェントパワー回路５Ｕ、５Ｖ、５Ｗの各ブートコンデンサの充電は、互いにパルスの同期をとって行っている。このような同期をとった充電方法では、大きな電流が流れることにより、直流電圧が低下する場合がある。このため、各ブートコンデンサ全てを充分に充電するためには、所要時間が長くなり、インバータ制御の初期段階において、ハイアーム制御回路を正常に動作させることができない期間が長引いてしまう。

ここで、ブートコンデンサ３２を充電する際に制御電源回路３０の出力する直流電圧Ｖ１を低下させないためには、図１に示すブート抵抗３６の抵抗値Ｒ１を増大させることも考えられる。しかし、その場合には、ブートコンデンサ３２を充電する時定数が大きくなり、正常動作を行うために必要な電圧をブートコンデンサ３２に充電し終えるまでに要する所要時間が長くなってしまう。また、平滑コンデンサ３１の容量値Ｃ１を大きくすると、却って直流電圧Ｖ１の変動が大きくなり、また平滑コンデンサ３１の寸法が大きくなるという問題もある。

そこで、図６に示すように、インテリジェントパワー回路５Ｕ、５Ｖ、５Ｗの各ブートコンデンサの充電を１つずつ順次完了させる充電方法が提案されている。この充電方法によると、直流電圧の低下を抑えることは可能になる。しかし、各ブートコンデンサの充電電圧の変化のグラフである図７に示すように、最後に充電されるインテリジェントパワー回路５Ｗのブートコンデンサの充電が完了する頃には、初めに充電が完了したインテリジェントパワー回路５Ｕのブートコンデンサはその間の放電によって充電電圧が低下してしまうため、最終状態では各ブートコンデンサの駆動電圧にバラツキが生じてしまう。このため、駆動電圧によるスイッチング素子の特性差のグラフである図７に示すように、負荷に対する電力の供給を安定させることが困難になる。

これに対して本実施形態におけるブートコンデンサの充電方法では、インテリジェントパワー回路５Ｕ、５Ｖ、５Ｗの各ブートコンデンサに対して、１パルスずつ充電電流を供給して切り替えながら充電を行っている。これにより、直流電圧の低下を抑えることができる。そして、１パルスの間に充電電流が供給されることで電圧が少しずつ蓄えられ、これが繰り返し行われることで充電を行っている。これにより、各ブートコンデンサは、同等の速度で充電されていく。これにより、直流電圧の低下を抑えつつ、インテリジェントパワー回路５Ｕ、５Ｖ、５Ｗの各ブートコンデンサの駆動電圧のバラツキを低減させるように充電することができる。

具体的には、このような１パルス毎に充電相を切り替える充電方法によると、インテリジェントパワー回路５Ｕ、５Ｖ、５Ｗの各ブートコンデンサの充電電圧の変化のグラフである図４に示すように、インテリジェントパワー回路５Ｕのブートコンデンサ３２、インテリジェントパワー回路５Ｖのブートコンデンサ、インテリジェントパワー回路５Ｗのブートコンデンサの各充電電圧を均等状態に維持したまま上昇させることができる。また、充電するブートコンデンサを１パルス毎に切り替えるために、各ブートコンデンサは、２パルス分待機するだけで、再び充電電流が供給される。このため、各ブートコンデンサは、充電電流が供給される間隔が短く、その間の放電による充電電圧の減少を少なく抑えることができるため、前回の充電分が無駄にならない。このため、インテリジェントパワー回路５Ｕ、５Ｖ、５Ｗの各ブートコンデンサの充電電圧を効率よく増大させることができる。これにより、各ブートコンデンサの充電電圧のバラツキを抑えつつ迅速に充電を完了させることができる。これにより、通常動作期間の当初からインバータ制御回路３Ｕ等を正常に動作させることが容易になる。

（２）
本実施形態におけるブートコンデンサの充電方法では、インテリジェントパワー回路５Ｕのブートコンデンサ３２として、充電電流が供給されるパルス間隔（２パルスの間）においてブートコンデンサ３２から放電されて変位する充電電圧と、ブートコンデンサ３２において必要とされる所定の電圧と、を合算した容量を有するブートコンデンサを採用している。また、インテリジェントパワー回路５Ｖのブートコンデンサおよびインテリジェントパワー回路５Ｗのブートコンデンサについても同様である。

これにより、一周期において放電される量を考慮して、所定の必要な電圧より多めに電荷を蓄えることができる程度の最小の容量のブートコンデンサを採用することができ、ブートコンデンサの容量の増大化を抑えた安価な構成とすることができる。

（３）
本実施形態におけるブートコンデンサの充電方法は、ブートコンデンサに供給される電流が小さいため、以下に述べる理由によって、モータ負荷電流が比較的小さい値であって、充電電流との差異が小さい場合において、特に、有効な充電方法となる。

なぜなら、上記インバータにおいては、過電流保護回路が設けられている。そして、この過電流保護回路の電流検出回路は、モータ負荷電流が過大となった状態においてインバータのスイッチング素子を破壊してしまうことを回避するために、電源回路とローアーム側スイッチング素子との間に設けられている。この過電流保護回路は、ブートコンデンサの充電時の充電電流に対しても有効に機能するため、ブートコンデンサの充電電流が過大であった場合には、充電時においても過電流保護回路が動作してしまうことになる。このため、正常な運転ができなくなってしまうおそれがあるからである。

＜他の実施形態＞
以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。

（Ａ）
上記実施形態におけるブートコンデンサの充電方法では、１パルス毎に切り替えて充電を行う点のみ明示した場合を例に挙げて説明した。

しかし、本発明はこれに限られるものではなく、切り替えを行うパルス数は１パルスに限定されない。例えば、切り替えを行うパルス数は、１パルスに当たりの時間、印加電圧、ブートコンデンサにおける充放電速度特性、必要充電電圧等に基づいて定めるようにしてもよい。これにより、インバータのインテリジェントパワー回路５Ｕ、５Ｖ、５Ｗの各ブートコンデンサの性能や容量等が異なる場合であっても、これに対応した充電を行うことができる。

また、１パルス当たりの時間は、印加電圧、充電電流、ブートコンデンサにおける充放電速度特性、必要充電電圧、充電の切り替えに要するパルス数の少なくともいずれか１つに基づいて定めるようにしてもよい。

なお、切り替えのためのパルス数は、１つのオン状態の時間、１つのオン状態とオフ状態との組み合わせの時間、もしくは、１つのオン状態とオフ状態との比率のいずれに基づいて定まる値としてもよい。

（Ｂ）
上記実施形態におけるブートコンデンサの充電方法では、インテリジェントパワー回路５Ｕ、５Ｖ、５Ｗの各ブートコンデンサの充電を１パルス毎に切り替えて行う場合について例に挙げて説明した。

しかし、本発明はこれに限られるものではなく、例えば、２パルス毎、３パルス毎等ブートコンデンサの性質に応じて割り当てるパルス数を調整するようにしてもよい。また、インテリジェントパワー回路５Ｕ、５Ｖ、５Ｗの各ブートコンデンサの容量が異なる場合には、充電の割り当て時間配分を比例させるようにしてもよい。

これにより、ブートコンデンサにおいて要求されている電圧がそれぞれ異なる場合や、各ブートコンデンサの容量が異なる場合や、各ブートコンデンサの充電速度等の性質が異なる場合であっても、各ブートコンデンサの駆動電圧のバラツキを低減させるように充電することができる。

なお、装置の構成上、１パルスでの切り替えが困難な場合等であっても、例えば、１〜２０パルスのいずれかの値で切り替える等、パルス数が少ない場合のほうが上述した効果を得られやすい。

（Ｃ）
上記実施形態では、各インテリジェントパワー回路のブートコンデンサに対する電流の供給を１パルス毎に切り替えて行う場合を例に挙げて説明した。

しかし、本発明における切り替えは必ずしも１パルスに限られるものではなく、例えば、各インテリジェントパワー回路のブートコンデンサの単位時間当たりの放電量に基づいて電流を供給するパルス数を調整してもよい。これにより、放電量が多い場合には、より多くのパルス数をかけて充電を行うことで対応できる。

また、各インテリジェントパワー回路のブートコンデンサ毎に単位時間当たりの放電量が異なる場合であっても、対応するようにパルス数を分配させて切り替えを行うことで、バラツキの少ない充電が可能になる。

（Ｄ）
上記実施形態では、図１に示すような具体的な回路を例に挙げて説明した。

しかし、本発明はこれに限られるものではなく、例えば、交流電源１は単相であっても、多相であってもよい。

また、ここでのインテリジェントパワー回路の数は、負荷６の相数に応じて適宜に増減させてもよい。

また、図１に示すように、ダイオード３５のアノードがブート抵抗３６を介して制御電源回路３０の高電位端に接続される態様をとるのではなく、例えば、ブート抵抗３６とダイオード３５との直列接続の順序を入れ替えても良い。

（Ｅ）
上記実施形態では、図示しない過電流保護回路の電流検出回路が、例えば、制御電源回路３０とトランジスタ４１との間に設けられている場合を例に挙げて説明した。

しかし、過電流保護回路の電流検出回路の配置はこれに限られるものではなく、例えば、負荷６とインテリジェントパワー回路５Ｕ、５Ｖ、５Ｗとの間に設けられていてもよい。

ここで、上記実施形態のように、過電流保護回路の電流検出回路が、制御電源回路３０とトランジスタ４１との間に設けられている場合には、充電電流を有効に検知することができる。

他方、過電流保護回路の電流検出回路が、負荷６とインテリジェントパワー回路５Ｕ、５Ｖ、５Ｗとの間に配置されている場合には、充電電流の保護はできないものの、モータ負荷電流の保護が可能になる。

本発明によれば、各相のブートコンデンサの駆動電圧のバラツキを低減させるように充電することが可能になるため、動作電源の供給源となるブートコンデンサを有する相が複数設けられたインバータにおいて、各相の各ブートコンデンサを電源回路によって充電するブートコンデンサの充電方法への適用が特に有用である。

６負荷
３０制御電源回路（電源回路）
３２ブートコンデンサ
３３ブート抵抗
４１絶縁ゲート型トランジスタ（ローアーム側スイッチング素子）
４２絶縁ゲート型トランジスタ（ハイアーム側スイッチング素子）
３Ｕインバータ制御回路
４Ｕインバータ

特開平２００３−６１３６３号公報

Claims

ローアーム側スイッチング素子（４１）に対して直列に接続されたハイアーム側スイッチング素子（４２）の動作を制御するハイアーム制御回路（３３）及び前記ハイアーム制御回路（３３）に対して動作電源を与えるブートコンデンサ（３２）を有する複数の相（５Ｕ、５Ｖ、５Ｗ）と、
前記ローアーム側スイッチング素子（４１）と電源回路（３０）との間に配置され、複数の前記相（５Ｕ、５Ｖ、５Ｗ）に接続された負荷（６）に過大電流が流れたときに前記過大電流による前記ローアーム側スイッチング素子（４１）及び前記ハイアーム側スイッチング素子（４２）の破壊を回避し、且つ前記ブートコンデンサ（３２）の充電時の電流も検知するための電流保護回路の電流検知回路と、
が設けられたインバータにおいて、前記各相の各ブートコンデンサ（３２）を前記電源回路（３０）によって充電するブートコンデンサ（３２）の充電方法であって、
前記インバータにおいて前記ローアーム側スイッチング素子（４１）及び前記ハイアーム側スイッチング素子（４２）が通常のスイッチングを行う通常動作期間よりも前の前置充電期間において、前記ハイアーム側スイッチング素子（４２）がオフのままで前記ローアーム側スイッチング素子（４１）がオン・オフを繰り返すことによって前記電源回路（３０）から前記ブートコンデンサ（３２）に所定の時間間隔を空けたパルスが供給されて充電される第１ステップと、
前記各相の前記ブートコンデンサ（３２）それぞれに対して前記第１ステップによる充電が、前記パルスが所定数供給される毎に切り替えられて行なわれる第２ステップと、
前記第２ステップが繰り返される第３ステップと、
を備え、
前記第３ステップにおいて前記第２ステップを繰り返す頻度は、前記ブートコンデンサ（３２）からの単位時間当たりの放電量に基づいて定める、
ブートコンデンサ（３２）の充電方法。
ローアーム側スイッチング素子（４１）に対して直列に接続されたハイアーム側スイッチング素子（４２）の動作を制御するハイアーム制御回路（３３）及び前記ハイアーム制御回路（３３）に対して動作電源を与えるブートコンデンサ（３２）を有する複数の相（５Ｕ、５Ｖ、５Ｗ）と、
前記ローアーム側スイッチング素子（４１）と電源回路（３０）との間に配置され、複数の前記相（５Ｕ、５Ｖ、５Ｗ）に接続された負荷（６）に過大電流が流れたときに前記過大電流による前記ローアーム側スイッチング素子（４１）及び前記ハイアーム側スイッチング素子（４２）の破壊を回避し、且つ前記ブートコンデンサ（３２）の充電時の電流も検知するための電流保護回路の電流検知回路と、
が設けられたインバータにおいて、前記各相の各ブートコンデンサ（３２）を前記電源回路（３０）によって充電するブートコンデンサ（３２）の充電方法であって、
前記インバータにおいて前記ローアーム側スイッチング素子（４１）及び前記ハイアーム側スイッチング素子（４２）が通常のスイッチングを行う通常動作期間よりも前の前置充電期間において、前記ハイアーム側スイッチング素子（４２）がオフのままで前記ローアーム側スイッチング素子（４１）がオン・オフを繰り返すことによって前記電源回路（３０）から前記ブートコンデンサ（３２）に所定の時間間隔を空けたパルスが供給されて充電される第１ステップと、
前記各相の前記ブートコンデンサ（３２）それぞれに対して前記第１ステップによる充電が、前記パルスが所定数供給される毎に切り替えられて行なわれる第２ステップと、
前記第２ステップが繰り返される第３ステップと、
を備え、
前記各相の前記ブートコンデンサ（３２）は、
前記第２ステップを繰り返す頻度の１周期の間に前記ブートコンデンサ（３２）から放電されて低下する前記ブートコンデンサ（３２）の両端電圧の低下量と、
前記ブートコンデンサ（３２）において必要とされる所定の電圧と、
を合算した電圧を保持できるだけの容量を有している、
ブートコンデンサ（３２）の充電方法。
ローアーム側スイッチング素子（４１）に対して直列に接続されたハイアーム側スイッチング素子（４２）の動作を制御するハイアーム制御回路（３３）及び前記ハイアーム制御回路（３３）に対して動作電源を与えるブートコンデンサ（３２）を有する複数の相（５Ｕ、５Ｖ、５Ｗ）と、
前記ローアーム側スイッチング素子（４１）と電源回路（３０）との間に配置され、複数の前記相（５Ｕ、５Ｖ、５Ｗ）に接続された負荷（６）に過大電流が流れたときに前記過大電流による前記ローアーム側スイッチング素子（４１）及び前記ハイアーム側スイッチング素子（４２）の破壊を回避し、且つ前記ブートコンデンサ（３２）の充電時の電流も検知するための電流保護回路の電流検知回路と、
が設けられたインバータにおいて、前記各相の各ブートコンデンサ（３２）を前記電源回路（３０）によって充電するブートコンデンサ（３２）の充電方法であって、
前記インバータにおいて前記ローアーム側スイッチング素子（４１）及び前記ハイアーム側スイッチング素子（４２）が通常のスイッチングを行う通常動作期間よりも前の前置充電期間において、前記ハイアーム側スイッチング素子（４２）がオフのままで前記ローアーム側スイッチング素子（４１）がオン・オフを繰り返すことによって前記電源回路（３０）から前記ブートコンデンサ（３２）に所定の時間間隔を空けたパルスが供給されて充電される第１ステップと、
前記各相の前記ブートコンデンサ（３２）それぞれに対して前記第１ステップによる充電が、前記パルスが所定数供給される毎に切り替えられて行なわれる第２ステップと、
前記第２ステップが繰り返される第３ステップと、
を備え、
１つの前記パルスによるオン時間が、前記通常動作期間における前記ローアーム側スイッチング素子（４１）の１回のオン時間よりも短い、
ブートコンデンサ（３２）の充電方法。
前記第２ステップでは、１パルス当たりの時間、印加電圧、前記ブートコンデンサ（３２）における充放電速度特性、必要充電電圧の少なくともいずれか１つに基づいて定まるパルス数によって切り替える、
請求項１から請求項３のいずれか１項に記載のブートコンデンサ（３２）の充電方法。
前記第２ステップでは、１パルス当たりの時間を、印加電圧、充電電流、前記ブートコンデンサ（３２）における充放電速度特性、必要充電電圧、前記第１ステップにおける充電の切り替えに要するパルス数の少なくともいずれか１つに基づいて定める、
請求項１から請求項４のいずれか１項に記載のブートコンデンサ（３２）の充電方法。
前記第２ステップでは、１〜２０パルスの範囲内で、各相のブートコンデンサ（３２）に応じて割り当てるパルス数を違える、
請求項１から請求項５のいずれか１項に記載のブートコンデンサ（３２）の充電方法。
前記第２ステップのパルス数による充電では、前記ブートコンデンサ（３２）の容量に蓄えられる電荷のうちの一部を充電する、
請求項１から請求項６のいずれか１項に記載のブートコンデンサ（３２）の充電方法。
前記第２ステップは、前記パルスが複数供給される毎に切り替えられて行なわれる、
請求項１から７のいずれか１項に記載のブートコンデンサ（３２）の充電方法。