JP2019103266A - 多重巻線回転機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】コモンモード電圧に起因する電磁干渉を適切に低減する多重巻線回転機の制御装置を提供する。【解決手段】複数組の巻線組を有する多重巻線回転機の通電を制御する制御装置において、複数のインバータは、複数組の巻線組に対応して設けられ、複数のスイッチ素子の動作により直流電源の電力を多相交流電力に変換し、対応する巻線組に供給する。一組の巻線組への通電に係る一群の構成要素の単位を系統と定義すると、制御部は、インバータの出力電圧を演算し、出力電圧に応じた各系統のスイッチングパターンを決定する。制御部は、インバータのスイッチ素子の切替タイミングを系統毎に互いにずらす。且つ制御部は、直流電源の電圧の中性点と各巻線組の中性点間との電位差であるコモンモード電圧を評価関数とし、コモンモード電圧に起因する電磁干渉を低減するように、各系統のスイッチングパターンを決定する。【選択図】図７

Description

本発明は、多重巻線回転機の制御装置に関する。

従来、複数のインバータを備え、複数組の巻線組を有する多重巻線回転機の通電を制御する制御装置が知られている。

例えば特許文献１に開示された装置は、二系統のインバータのスイッチング素子が同時にオン／オフした時、スイッチングノイズが重畳されることによって生じるＥＭＣ性能の低下を抑制することを課題としている。その課題解決のため、特許文献１の装置は、第１系統及び第２系統の対応するスイッチ素子を異なる位相の信号でスイッチング制御してモータを駆動する。

特開２０１６−１６５１７４号公報

一般にスイッチ素子がオン／オフすると、直流電源の電圧の中性点と各巻線組の中性点との電位差であるコモンモード電圧が発生する。このコモンモード電圧は、伝導性及び放射性の電磁干渉（いわゆるＥＭＩ：Electro-Magnetic Interference）の原因となる漏れ電流を発生させる。したがって、電磁干渉の低減を検討するにあたっては、コモンモード電圧の絶対値や変化量を総合的に評価する必要がある。しかし、特許文献１の従来技術は、単に二系統間でスイッチ素子のオン／オフタイミングをずらしてスイッチングノイズを低減することに着目しているに過ぎない。

また、特許文献１には、二系統のみでなく三系統以上の装置にも同様に適用可能であるとの記載はあるものの、三系統以上の場合にスイッチング位相をどのようにずらすかについて具体的に記載されていない。

本発明はこのような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、コモンモード電圧に起因する電磁干渉を適切に低減する多重巻線回転機の制御装置を提供することにある。

本発明による第１の態様の多重巻線回転機の制御装置は、複数組の巻線組（７０、８０）を有する多重巻線回転機（７００）の通電を制御する制御装置であって、複数のインバータ（４０、５０）と、制御部（３０）と、を備える。複数のインバータは、複数組の巻線組に対応して設けられ、複数のスイッチ素子（４１−４６、５１−５６）のスイッチング動作により直流電源（２０）の電力を多相交流電力に変換し、対応する巻線組に供給する。一組の巻線組への通電に係る一群の構成要素の単位を「系統」と定義すると、制御部は、インバータの出力電圧を演算し、出力電圧に応じた各系統のスイッチングパターンを決定する。

制御部は、インバータのスイッチ素子の切替タイミングを系統毎に互いにずらす。且つ制御部は、直流電源の電圧の中性点と各巻線組の中性点間との電位差であるコモンモード電圧を評価関数とし、コモンモード電圧に起因する電磁干渉を低減するように、各系統のスイッチングパターンを決定する。

具体的には、制御部は、コモンモード電圧の絶対値の最大値が最小になるように、各系統のスイッチングパターンを決定することで、漏れ電流の時間平均値を低減する。また、制御部は、コモンモード電圧の変化率が最小になるように、各系統のスイッチングパターンを決定することで、漏れ電流の最大振幅を低減する。さらに制御部は、オフラインでの探索により、評価関数についての探索を行うことで演算負荷を低減することができる。

本発明による第２の態様の多重巻線回転機の制御装置は、Ｎを２以上の整数とすると、Ｎ組の巻線組を有する多重巻線回転機の通電を制御する制御装置であって、Ｎ個のインバータと、制御部とを備える。Ｎ個のインバータは、Ｎ組の巻線組に対応して設けられ、複数のスイッチ素子のスイッチング動作により直流電源の電力を三相交流電力に変換し、対応する巻線組に供給する。一組の巻線組への通電に係る一群の構成要素の単位を「系統」と定義すると、制御部は、インバータの出力電圧を演算し、出力電圧に応じた各系統のスイッチングパターンを決定する。

スイッチ素子の切替タイミング間の各スイッチング状態においてオンするスイッチ素子の合計数を「オンスイッチ数」と定義する。制御部は、系統数Ｎが偶数の場合、オンスイッチ数が式（ｆ１）で算出される偶数系統最適数Ｐｅとなるように、各系統のスイッチングパターンを決定する。
Ｐｅ＝３×（Ｎ／２） ・・・（ｆ１）

また、制御部は、系統数Ｎが奇数の場合、オンスイッチ数が式（ｆ２．１）で算出される奇数系統第１最適数Ｐｏ１、もしくは式（ｆ２．２）で算出される奇数系統第２最適数Ｐｏ２となるように、又は、奇数系統第１最適数Ｐｏ１と奇数系統第２最適数Ｐｏ２とが混合して用いられるように、各系統のスイッチングパターンを決定する。
Ｐｏ１＝３×｛（Ｎ−１）／２｝＋１ ・・・（ｆ２．１）
Ｐｏ２＝３×｛（Ｎ＋１）／２｝−１ ・・・（ｆ２．２）

本発明による第３の態様の多重巻線回転機の制御装置は、Ｎを３以上の整数とすると、Ｎ組の巻線組を有する多重巻線回転機の通電を制御する制御装置であって、Ｎ個のインバータと、制御部とを備える。Ｎ個のインバータは、Ｎ組の巻線組に対応して設けられ、複数のスイッチ素子のスイッチング動作により直流電源の電力を多相交流電力に変換し、対応する巻線組に供給する。一組の巻線組への通電に係る一群の構成要素の単位を「系統」と定義すると、制御部は、インバータの出力電圧を演算し、各相の出力電圧とキャリアとの比較によるＰＷＭ制御により、出力電圧に応じた各系統のスイッチングパターンを決定する。

制御部は、ＰＷＭ制御における各系統間のキャリアの位相差Δθが次の値となるように、位相のずれたキャリアを用いて各系統のスイッチングパターンを決定する。
Δθ＝３６０×ｋ／Ｎ［ｄｅｇ］（ただし、ｋ＝１、２・・・Ｎ−１）

第１実施形態による二重系統のモータ制御装置の構成図。 第１実施形態による二重系統でのスイッチングパターンを示す図。 二重系統での漏れ電流を説明する等価回路。 （ａ）コモンモード電圧が時間的に変化する場合のコモンモード電流への影響を説明する図、（ｂ）コモンモード電圧の絶対値が比較的大きい場合のコモンモード電流への影響を説明する図。 変調率０．１での（ａ）同位相、（ｂ）逆位相のコモンモード電圧の図。 変調率０．５での（ａ）同位相、（ｂ）逆位相のコモンモード電圧の図。 スイッチングパターン探索処理のフローチャート。 第２実施形態による三重系統でのスイッチングパターンを示す図。 第３実施形態による四重系統でのスイッチングパターンを示す図（１）。 第３実施形態による四重系統でのスイッチングパターンを示す図（２）。 一系統のモータ制御装置の構成図。 一系統でのスイッチングパターンを示す図。 一系統での漏れ電流を説明する等価回路。

以下、多重巻線回転機の制御装置の実施形態を図面に基づいて説明する。本実施形態の多重巻線回転機は、例えば、車両エンジンのスタータ及びオルタネータの機能を統合したＩＳＧ（Integrated Starter Generator）等として適用される。多重巻線回転機は、電気的仕様が同等である複数組の多相巻線組を有し、複数組の巻線組への通電により、共通の回転軸にトルクが生成される。本実施形態では巻線組の相の数は三相とし、巻線組の数については、実施形態毎に、二組、三組、四組の例を示す。実施形態の説明では、多重巻線回転機、及びその制御装置を、簡単に「モータ」及び「モータ制御装置」と記す。

モータ制御装置は、複数組の巻線組に対応して設けられる複数のインバータを備える。各インバータは、複数のスイッチ素子のスイッチング動作により直流電源の電力を三相交流電力に変換し、対応する巻線組に通電する。ここで、一組の巻線組への通電に係る一群の構成要素の単位を「系統」と定義する。また、Ｎ組の巻線組を有するモータの通電を制御するモータ制御装置を「Ｎ重系統のモータ制御装置」と表す。第１実施形態では二重系統、第２実施形態では三重系統、第３実施形態では四重系統のモータ制御装置による通電制御、特に各系統のスイッチングパターンを決定する制御構成について説明する。

（第１実施形態）
第１実施形態について、図１〜図７を参照して説明する。図１に示すようにモータ制御装置１０は、二重系統を構成する第１系統のインバータ４０、第２系統のインバータ５０、及び、制御部３０を備える。以下、適宜、「第１系統のインバータ」を「第１インバータ」、「第２系統のインバータ」を「第２インバータ」と記す。インバータ４０、５０は「直流電源」としてのバッテリ２０に並列接続されており、共通の入力部に平滑コンデンサ２５が設けられている。バッテリ２０の直流電圧Ｖｄｃを二等分する仮想の中性点をｂと記すと、バッテリ２０は、電圧（Ｖｄｃ／２）の二つのバッテリ２１、２２が中性点ｂで直列接続された構成とみなすことができる。また、中性点ｂの電位をゼロ電位とする。

モータ７００は、ｕ相巻線７１、ｖ相巻線７２、ｗ相巻線７３の三相巻線からなる第１巻線組７０、及び、ｘ相巻線８１、ｙ相巻線８２、ｚ相巻線８３の三相巻線からなる第２巻線組８０を有する、いわゆる「デュアル巻線」の構成である。第１巻線組７０の巻線７１、７２、７３は、中性点ｍ１でＹ結線されており、第２巻線組８０の巻線８１、８２、８３は、中性点ｍ２でＹ結線されている。第１巻線組７０の中性点ｍ１とモータフレーム等のゼロ電位点との間には寄生成分７４が存在するとみなされる。同様に、第２巻線組８０の中性点ｍ２とゼロ電位点との間には寄生成分８４が存在するとみなされる。

第１インバータ４０は、ｕ相、ｖ相、ｗ相の上アームのスイッチ素子４１、４２、４３及びｕ相、ｖ相、ｗ相の下アームのスイッチ素子４４、４５、４６がブリッジ接続されている。第２インバータ５０は、ｘ相、ｙ相、ｚ相の上アームのスイッチ素子５１、５２、５３及びｘ相、ｙ相、ｚ相の下アームのスイッチ素子５４、５５、５６がブリッジ接続されている。第１インバータ４０及び第２インバータ５０は、それぞれ、スイッチ素子４１−４６、５１−５６のスイッチング動作によりバッテリ２０の直流電力を三相交流電力に変換し、第１巻線組７０及び第２巻線組８０に供給する。

制御部３０は、マイコン等により構成され、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を内部に備えている。制御部３０は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理による制御を実行する。制御部３０が実行する電流フィードバック制御やベクトル制御等の一般的なモータ制御に関しては、図示及び説明を省略する。

以下、スイッチ素子のオン／オフ動作のパターンを「スイッチングパターン」という。制御部３０は、モータ７００のトルク指令に基づき、インバータ４０、５０の出力電圧を演算し、出力電圧に応じた各系統のインバータ４０、５０のスイッチングパターンを決定する。本実施形態の制御部３０は、代表的には、各相の出力電圧に基づくＤｕｔｙ信号とキャリアとの比較によるＰＷＭ制御によりスイッチングパターンを決定する。また、制御部３０は、電気角一周期におけるスイッチング位相及びオン期間を任意に設定したパルスパターンを用いてスイッチングパターンを決定してもよい。

ここで、特許文献１（特開２０１６−１６５１７４号公報）に記載されているように、二つの系統の対応するスイッチ素子が同時にオン／オフするとスイッチングノイズが重畳し、電磁干渉（以下「ＥＭＩ」）の原因となる。これを避けるため、制御部３０は、特許文献１の従来技術と同様に、第１インバータ４０のスイッチ素子４１−４６と、第２インバータ５０のスイッチ素子５１−５６との切替タイミングをずらす。

ところで特許文献１の従来技術は、単に切替タイミングをずらしてスイッチングノイズを低減することに着目しているに過ぎない。これに対し本実施形態では、さらに、ＥＭＩの原因となる漏れ電流を発生させる「コモンモード電圧」に着目する。第１系統のコモンモード電圧は、バッテリ２０の中性点ｂと第１巻線組７０の中性点ｍ１との電位差であり、第２系統のコモンモード電圧は、バッテリ２０の中性点ｂと第２巻線組８０の中性点ｍ２との電位差である。

ここで、基礎知識として、一般的なシングル巻線、すなわち一系統のモータ制御装置におけるコモンモード電圧について図１１〜図１３を参照して説明する。図１１のモータ制御装置１９において、図１における各系統の共通構成であるバッテリ２０、平滑コンデンサ２５の符号、及び、第１系統のインバータ４０、巻線組７０の符号を援用する。

図１２のタイムチャートには、電圧ベクトル状態、ＰＷＭ制御による各相Ｄｕｔｙ信号とキャリアとの比較によるスイッチオン期間、及び、コモンモード電圧Ｖｓｎの関係を示す。以下の図でスイッチオン期間については、上アームスイッチがオンであり、下アームスイッチがオフである期間をハッチングで示す。スイッチ関数Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗは、オンのとき１、オフのとき０の値を取る関数である。一系統のモータ制御装置では、コモンモード電圧Ｖｓｎは、各相のコモンモード電圧Ｖｕｎ、Ｖｖｎ、Ｖｗｎを平均した式（１）で表される。

ここで、スイッチ素子の切替タイミング間の各スイッチング状態においてオンするスイッチ素子の合計数を「オンスイッチ数」と定義する。式（１）において、オンスイッチ数は、（Ｓｕ＋Ｓｖ＋Ｓｗ）で表される。一系統のモータ制御装置では、キャリア一周期の間に、オンスイッチ数は３、２、１、０の四値を取り、各状態でのコモンモード電圧は、（Ｖｄｃ／２）、（Ｖｄｃ／６）、−（Ｖｄｃ／６）、−（Ｖｄｃ／２）となる。

すなわち、０でないコモンモード電圧が常に発生し、それによる漏れ電流が寄生成分７４を経由して流れる。図１３にコモンモード電圧による漏れ電流の等価回路を示す。このように、一系統のみのスイッチングパターンによって動作する制御装置では、漏れ電流の影響を無くすことができない。

以上の一系統でのコモンモード電圧の説明を踏まえて第１実施形態の説明に戻る。第１実施形態による二重系統のモータ制御装置では、第１系統のコモンモード電圧Ｖｓｎ１、及び、第２系統のコモンモード電圧Ｖｓｎ２は、式（２．１）、（２．２）で表される。

第１インバータ４０及び第２インバータ５０は並列に接続されているため、二重系統のコモンモード電圧の合計Ｖｓｎは、式（３）で表される。

式（３）のオンスイッチ数（Ｓｕ＋Ｓｖ＋Ｓｗ＋Ｓｘ＋Ｓｙ＋Ｓｚ）は、各系統のスイッチングパターンの組合せにより０から６までの値を取り得る。そして、オンスイッチ数に応じてコモンモード電圧Ｖｓｎの値が変動する。したがって、式（３）のコモンモード電圧Ｖｓｎは、漏れ電流によるＥＭＩを低減するための評価関数と考えることができる。式（３）でオンスイッチ数（Ｓｕ＋Ｓｖ＋Ｓｗ＋Ｓｘ＋Ｓｙ＋Ｓｚ）＝３のとき、コモンモード電圧Ｖｓｎは相殺されて０となる。したがって、オンスイッチ数が常に３になるようなスイッチングパターンを選定したとき、評価関数の値が最適化される。

すると、図２に示すスイッチングパターンにより、オンスイッチ数を常に３で一定とすることができる。このスイッチングパターンは、ＰＷＭ制御での各系統のキャリア位相を１８０［ｄｅｇ］ずらしたとき、すなわち二つの系統のキャリア位相を逆位相にしたときのパターンに相当する。

このスイッチングパターンでは、４５［ｄｅｇ］単位で第１系統又は第２系統のいずれかの相のスイッチ素子がオン／オフする。また、一方の系統のスイッチ素子がオンすると同時に他方の系統のスイッチ素子がオフすることにより、オンスイッチ数は常に一定に維持される。なお、あるスイッチ素子のオンタイミングと他のスイッチ素子のオフタイミングとが重なることによるスイッチングノイズは問題にしないこととする。

一系統での図１３の等価回路図に準じ、寄生成分７４、８４を通過する二重系統での漏れ電流の等価回路を図３に示す。第１系統及び第２系統のスイッチングパターンを逆位相とすることで、各系統のコモンモード電圧Ｖｓｎ１、Ｖｓｎ２が相殺され、二重系統のコモンモード電圧の合計Ｖｓｎを０とすることができる。

要するに制御部３０は、評価関数を用いて、［Ａ］コモンモード電圧の絶対値の最大値が最小になるように、また、［Ｂ］コモンモード電圧の変化率が最小になるように、各系統のスイッチングパターンを決定する。［Ａ］により漏れ電流の時間平均値を低減することができ、［Ｂ］により漏れ電流の最大振幅を低減することができる。これら二つのポイントのいずれか一方が満たされてもよい。ただし、より確実にＥＭＩを低減するためには、［Ａ］、［Ｂ］の両方の条件が満たされることが好ましい。その理由について図４を参照して説明する。

図４（ａ）に示す例では、コモンモード電圧は、０に近い範囲で頻繁に変化している。コモンモード電流は、コモンモード電圧が増加したとき、オーバーシュートによる正側のピークが現れ、コモンモード電圧が減少したとき、アンダーシュートによる負側のピークが現れる。つまり、コモンモード電圧の絶対値は常に小さいが、コモンモード電圧の時間的な変化により瞬時的に大電流が流れるため、好ましくない。図４（ｂ）に示す例では、コモンモード電圧は、絶対値の比較的大きな一定値となっている。この場合、コモンモード電圧の時間的な変化は小さいが、絶対値が比較的大きいため、コモンモード電流の絶対値も大きくなり、好ましくない。

よって、制御部３０は、［Ａ］、［Ｂ］の条件をできるだけ両立するようなスイッチングパターンを探索する。図２に示すスイッチングパターンでは、コモンモード電圧の絶対値の最大値が常に０で最小あり、且つ、コモンモード電圧の変化率が常に０で最小である。したがって、二重系統のモータ制御装置１０において制御部３０が図２のスイッチングパターンを選定することで、コモンモード電圧に起因する電磁干渉を適切に低減することができる。

再び図２を参照し、最適なオンスイッチ数を３としたことの意義について説明する。以下、複数系統の系統数を一般化した記号「Ｎ」で表す。二重系統の場合、Ｎ＝２である。二重系統のように系統数Ｎが偶数の場合、式（３）の値が０、すなわち、コモンモード電圧の絶対値の最大値が最小となるオンスイッチ数として、偶数系統最適数Ｐｅが式（４）により算出される。式（４）により、Ｎ＝２のとき、Ｐｅ＝３となる。
Ｐｅ＝３×（Ｎ／２）・・・（４）

また、図２のスイッチングパターンにおけるＰＷＭ制御での各系統のキャリア位相差Δθが１８０［ｄｅｇ］であることの意義について説明する。図５及び図６に、ＰＷＭ制御での二重系統のキャリア位相差とコモンモード電圧との関係を示す。詳しくは図５には変調率０、１、図６には変調率０．５の場合について、二重系統のキャリア位相が（ａ）同位相のとき、及び、（ｂ）逆位相、すなわちキャリア位相差Δθが１８０［ｄｅｇ］のときのコモンモード電圧が示される。

二重系統のキャリア位相が同位相のとき、第１系統のコモンモード電圧Ｖｓｎ１と第２系統のコモンモード電圧Ｖｓｎ２とが重畳し、コモンモード電圧の和（Ｖｓｎ１＋Ｖｓｎ２）は、一系統のコモンモード電圧の２倍の大きさになる。したがって、漏れ電流の時間平均値が増大する。

一方、二重系統のキャリア位相が逆位相のとき、第１系統のコモンモード電圧Ｖｓｎ１と第２系統のコモンモード電圧Ｖｓｎ２とが相殺し、コモンモード電圧の和（Ｖｓｎ１＋Ｖｓｎ２）は、ほぼ０になる。したがって、漏れ電流の時間平均値が低減する。このように、二重系統の場合、ＰＷＭ制御のキャリアの位相差Δθを１８０［ｄｅｇ］とすることで、コモンモード電圧に起因するＥＭＩを低減することができる。

次に図７のフローチャートを参照し、本実施形態によるスイッチングパターン探索処理について説明する。フローチャートの説明で記号「Ｓ」はステップを示す。この探索処理は、モータ駆動中の制御とは別のオフラインで実施されることにより演算負荷を低減することができる。

Ｓ１ではパターンの候補が選定される。Ｓ２では、そのパターンによる変調率が出力電圧に応じた所望の変調率であるか判断され、ＮＯの場合はＳ１の前に戻る。Ｓ２でＹＥＳの場合、Ｓ３では、そのパターンでのオンスイッチ数、又はその他の評価関数が算出される。それに基づきＳ４では、所望のオンスイッチ数であるか、或いは所望のコモンモード電圧であるか判断され、ＮＯの場合はＳ１の前に戻る。Ｓ４でＹＥＳの場合、Ｓ５でスイッチングパターンが決定される。

以上のように本実施形態のモータ制御装置１０において、制御部３０は、コモンモード電圧を評価関数とし、コモンモード電圧に起因する電磁干渉を低減するように、各系統のスイッチングパターンを決定する。具体的には、制御部３０は、コモンモード電圧の絶対値の最大値が最小になるように、また、コモンモード電圧の変化率が最小になるように、各系統のスイッチングパターンを決定する。

別の側面から、制御部３０は、オンスイッチ数が式（４）で算出される最適数となるように、各系統のスイッチングパターンを決定する。また、別の側面から、制御部３０は、各系統のコモンモード電圧によって生じる漏れ電流が系統間で相殺するように、ＰＷＭ制御において位相のずれたキャリアを用いて各系統のスイッチングパターンを決定する。

よって、これらの作用を総合して、本実施形態では、コモンモード電圧に起因する漏れ電流を低減し、ＥＭＩを適切に低減することができる。なお、上記の三つの側面については、常に全てを考慮する必要はない。例えば、オンスイッチ数又はキャリア位相差のみに着目しても、本実施形態の作用効果をより簡単に実現することができる。

（第２実施形態）
次に第２実施形態として、図８を参照し、三重系統でのスイッチングパターンについて説明する。なお、三重系統の構成図は、図１に対し三つ目のインバータ及び巻線組が並列接続されるものであり、容易に類推可能であるため図示を省略する。第３系統の三相はａ相、ｂ相、ｃ相とする。三重系統での三相のコモンモード電圧の評価関数は、式（５）で表される。

三重系統のように系統数Ｎが奇数の場合、式（５）の値が０になるパターンは存在しない。そこで、三相のコモンモード電圧の絶対値の最大値が最小となるオンスイッチ数として、奇数系統第１最適数Ｐｏ１及び第２最適数Ｐｏ２が式（６．１）、（６．２）により算出される。Ｎ＝３のとき、Ｐｏ１＝４、Ｐｏ２＝５となる。このとき、式（５）の値は、±Ｖｄｃ／６であり、絶対値が最小となる。
Ｐｏ１＝３×｛（Ｎ−１）／２｝＋１ ・・・（６．１）
Ｐｏ２＝３×｛（Ｎ＋１）／２｝−１ ・・・（６．２）

また三重系統では、ＰＷＭ制御での各系統のキャリア位相差Δθを（３６０／３）の倍数である１２０［ｄｅｇ］又は２４０［ｄｅｇ］とすることで、各系統のコモンモード電圧を相殺することができる。図８に、Δθ＝１２０［ｄｅｇ］でのスイッチングパターンを示す。このパターンでは、系統間及び三相間の対称性が確保されている。

図８のスイッチングパターンにおけるオンスイッチ数は、第１最適数Ｐｏ１に相当する４と、第２最適数Ｐｏ２に相当する５とが、１５［ｄｅｇ］単位で混合して用いられる。詳しくは、「５個：１５［ｄｅｇ］−４個：３０［ｄｅｇ］−５個：１５［ｄｅｇ］」のサイクルと「４個：１５［ｄｅｇ］−５個：３０［ｄｅｇ］−４個：１５［ｄｅｇ］」のサイクルとが交互に繰り返される。このスイッチングパターンでは、コモンモード電圧の変化率は０ではないものの、オンスイッチ数１個分の差に相当する最低レベルの変化率が維持される。

このように、コモンモード電圧の絶対値の最大値が最小、及び、コモンモード電圧の変化率が最小となるようにスイッチングパターンが決定されることで、三重系統の制御装置においても二重系統と同様の作用効果が得られる。なお、三重系統での系統間及び三相間の対称性を考慮しない場合、各スイッチング状態のオンスイッチ数を「４一定」又は「５一定」とするようにスイッチングパターンが決定されてもよい。また、オンスイッチ数として４と５とが混合して用いるパターンとして、図８の例とは異なる繰り返しパターンが用いられてもよい。

（第３実施形態）
次に第３実施形態として、図９、図１０を参照し、四重系統でのスイッチングパターンについて説明する。なお、四重系統の構成図は、図１に対し三つ目、四つ目のインバータ及び巻線組が並列接続されるものであり、容易に類推可能であるため図示を省略する。第３系統の三相はａ相、ｂ相、ｃ相とし、第４系統の三相はｄ相、ｅ相、ｆ相とする。四重系統での三相のコモンモード電圧の評価関数は、式（７）で表される。式（７）中の「ΣＳ₁₂」は、計１２個のスイッチ素子のうちのオンスイッチ数を示す。コモンモード電圧の絶対値の最大値が最小となるオンスイッチ数として、偶数系統最適数Ｐｅは、式（４）により、Ｎ＝４のとき、Ｐｅ＝６となる。

さらに式（１）、（３）、（５）を含めて一般化すると、Ｎ≧１についてＮ重系統での三相のコモンモード電圧の評価関数は、式（８）で表される。式（８）中の「ΣＳ_3N」は、計（３Ｎ）個のスイッチ素子のうちのオンスイッチ数を示す。

また、一般にＮ重系統では、ＰＷＭ制御での各系統のキャリア位相差を（３６０／Ｎ）［ｄｅｇ］の倍数とすることで、各系統のコモンモード電圧を相殺することができる。すなわち、本実施形態の制御部３０は、ＰＷＭ制御における各系統のキャリアの位相差Δθを式（９）で表される値とするように、位相のずれたキャリアを用いて各系統のスイッチングパターンを決定する。
Δθ＝３６０×ｋ／Ｎ［ｄｅｇ］（ただし、ｋ＝1、２・・・Ｎ−１）・・・（９）

四重系統でのＰＷＭ制御でのキャリア位相差Δθは、式（９）により、Ｎ＝４のとき、Δθ＝９０、１８０、２７０［ｄｅｇ］に設定される。図９、図１０に、ぞれぞれ、Δθ＝９０［ｄｅｇ］、Δθ＝１８０［ｄｅｇ］でのスイッチングパターンを示す。このようにスイッチングパターンが決定されることで、四重系統の制御装置においても二重系統と同様の作用効果が得られる。

（その他の実施形態）
（ａ）上記実施形態では、コモンモード電圧の絶対値及び変化率の観点から最適なスイッチングパターンを選定するための評価関数として、主にオンスイッチ数を用いている。その他、モータの動作状態や複数系統間の干渉等を考慮して多種のパラメータを組み合わせた評価関数を設定し、最適なスイッチングパターンを選定するようにしてもよい。評価関数が複雑になるほど、オフラインで探索することの効果が顕著となる。

（ｂ）本発明の制御対象である多重巻線回転機は、どのようなシステムに適用されるものであってもよく、特に、ＥＭＩを低減するニーズの高いシステムに有効である。また、多重巻線回転機の巻線組の相の数は三相に限らず、四相以上の多相であってもよい。その場合、三相を前提とした上記の各式における「３」や「１／３」の係数が変更される。

（ｃ）本発明の制御対象である多重巻線回転機は、どのようなシステムに適用されるものであってもよく、特に、ＥＭＩを低減するニーズの高いシステムに有効である。また、多重巻線回転機の巻線組の相の数は三相に限らず、四相以上の多相であってもよい。

以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

２０・・・バッテリ（直流電源）、
３０・・・制御部、
４０、５０・・・電力変換器、
４１−４６、５１−５６・・・スイッチ素子、
７００・・・モータ（多重巻線回転機）、
７０、８０・・・巻線組。

Claims (6)

1. 複数組の巻線組（７０、８０）を有する多重巻線回転機（７００）の通電を制御する制御装置であって、
   前記複数組の巻線組に対応して設けられ、複数のスイッチ素子（４１−４６、５１−５６）のスイッチング動作により直流電源（２０）の電力を多相交流電力に変換し、対応する前記巻線組に供給する複数のインバータ（４０、５０）と、
   一組の前記巻線組への通電に係る一群の構成要素の単位を系統と定義すると、前記インバータの出力電圧を演算し、出力電圧に応じた各系統のスイッチングパターンを決定する制御部（３０）と、
   を備え、
   前記制御部は、
   前記インバータの前記スイッチ素子の切替タイミングを系統毎に互いにずらし、且つ、前記直流電源の電圧の中性点と各前記巻線組の中性点間との電位差であるコモンモード電圧を評価関数とし、前記コモンモード電圧に起因する電磁干渉を低減するように、各系統のスイッチングパターンを決定する多重巻線回転機の制御装置。
2. 前記制御部は、前記コモンモード電圧の絶対値の最大値が最小になるように、各系統のスイッチングパターンを決定する請求項１に記載の多重巻線回転機の制御装置。
3. 前記制御部は、前記コモンモード電圧の変化率が最小になるように、各系統のスイッチングパターンを決定する請求項１または２に記載の多重巻線回転機の制御装置。
4. 前記制御部は、オフラインでの探索により、前記評価関数についての探索を行う請求項１〜３のいずれか一項に記載の多重巻線回転機の制御装置。
5. Ｎを２以上の整数とすると、Ｎ組の巻線組を有する多重巻線回転機の通電を制御する制御装置であって、
   前記Ｎ組の巻線組に対応して設けられ、複数のスイッチ素子のスイッチング動作により直流電源の電力を三相交流電力に変換し、対応する前記巻線組に供給するＮ個のインバータと、
   一組の前記巻線組への通電に係る一群の構成要素の単位を系統と定義すると、前記インバータの出力電圧を演算し、出力電圧に応じた各系統のスイッチングパターンを決定する制御部と、
   を備え、
   前記スイッチ素子の切替タイミング間の各スイッチング状態においてオンするスイッチ素子の合計数をオンスイッチ数と定義すると、
   前記制御部は、
   系統数Ｎが偶数の場合、前記オンスイッチ数が式（ｆ１）で算出される偶数系統最適数Ｐｅとなるように、各系統のスイッチングパターンを決定し、
   Ｐｅ＝３×（Ｎ／２） ・・・（ｆ１）
   系統数Ｎが奇数の場合、前記オンスイッチ数が式（ｆ２．１）で算出される奇数系統第１最適数Ｐｏ１、もしくは式（ｆ２．２）で算出される奇数系統第２最適数Ｐｏ２となるように、
   Ｐｏ１＝３×｛（Ｎ−１）／２｝＋１ ・・・（ｆ２．１）
   Ｐｏ２＝３×｛（Ｎ＋１）／２｝−１ ・・・（ｆ２．２）
   又は、前記奇数系統第１最適数Ｐｏ１と前記奇数系統第２最適数Ｐｏ２とが混合して用いられるように、各系統のスイッチングパターンを決定する多重巻線回転機の制御装置。
6. Ｎを３以上の整数とすると、Ｎ組の巻線組を有する多重巻線回転機の通電を制御する制御装置であって、
   前記Ｎ組の巻線組に対応して設けられ、複数のスイッチ素子のスイッチング動作により直流電源の電力を多相交流電力に変換し、対応する前記巻線組に供給するＮ個のインバータと、
   一組の前記巻線組への通電に係る一群の構成要素の単位を系統と定義すると、前記インバータの出力電圧を演算し、各相の出力電圧とキャリアとの比較によるＰＷＭ制御により、出力電圧に応じた各系統のスイッチングパターンを決定する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、ＰＷＭ制御における各系統間のキャリアの位相差Δθが、
   Δθ＝３６０×ｋ／Ｎ［ｄｅｇ］（ただし、ｋ＝１、２・・・Ｎ−１）
   となるように、位相のずれたキャリアを用いて各系統のスイッチングパターンを決定する多重巻線回転機の制御装置。

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