WO2010010711A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2010010711A1
WO2010010711A1 PCT/JP2009/003472 JP2009003472W WO2010010711A1 WO 2010010711 A1 WO2010010711 A1 WO 2010010711A1 JP 2009003472 W JP2009003472 W JP 2009003472W WO 2010010711 A1 WO2010010711 A1 WO 2010010711A1
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phase
power supply
power
current
bidirectional switching
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PCT/JP2009/003472
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French (fr)
Inventor
小川正則
松城英夫
福榮貴史
Original Assignee
パナソニック株式会社
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
    • H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M5/275—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/297—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal for conversion of frequency

Definitions

  • the present invention relates to a power converter that outputs multiphase alternating current having a predetermined frequency from a single-phase alternating current power supply.
  • a drive control device for a synchronous motor using a matrix converter that generates a three-phase alternating current having a predetermined voltage / frequency directly from a three-phase alternating current power source without going through a direct current step is a special feature of Japan. This is disclosed in Japanese Laid-Open Patent Publication No. 11-018489 (Patent Document 1).
  • FIG. 14 is a circuit diagram showing a configuration of a drive control device as a power conversion device disclosed in Patent Document 1.
  • this drive control device forms a three-phase alternating current input from the three-phase alternating current power source 1 into a three-phase alternating current having a predetermined frequency for driving the synchronous motor 5.
  • the switching device in the switching means 3 is opened and closed based on PWM control.
  • a reactor 2 is provided for each phase on the input side in order to improve the current waveform of the three-phase AC power supply 1, and the voltage waveform input to the synchronous motor 5 is improved.
  • a capacitor 4 is provided between the phases.
  • the synchronous motor 5 is provided with a position sensor 6.
  • the switching device in the switching means 3 used in the conventional drive control apparatus configured as described above is the bidirectional switching device shown in FIG. 15, and a parallel body in which the power transistor 7 and the diode 8 are connected in parallel is connected in series. Connected to and configured.
  • the bidirectional switch device generally has a configuration in which two transistors and two diodes are combined.
  • the three-phase alternating current input from the three-phase alternating current power supply 1 is obtained by performing PWM control on each bidirectional switching device in the switching means 3.
  • a three-phase alternating current having a predetermined frequency for driving the synchronous motor 5 is formed.
  • FIG. 16 shows an AC switching module disclosed in Japanese Unexamined Patent Publication No. 2007-252029 (Patent Document 2).
  • a switching unit 9 In the AC switching module shown in FIG. 16, a switching unit 9, a capacitor unit 10, and a diode unit 11 are provided, and these are all connected in parallel.
  • the switching unit 9 includes a switching device 12 including a freewheeling diode 13, and the two switching devices 12 are connected in series in the forward direction.
  • the capacitor unit 10 is configured by connecting two snubber capacitors in series
  • the diode unit 11 is configured by connecting two diodes in series in the forward direction.
  • a resistor 14 is connected between the midpoint of the capacitor unit 10 and the midpoint of the diode unit 11. The direction of current flowing through each diode of the diode unit 11 is the same as the direction of current flowing through the switching element of the switching unit 9.
  • the terminal connected to the midpoint of the switching unit 9 serves as an input terminal, and the terminal connected to the midpoint of the diode unit 11 is used as an output terminal.
  • the switching device 12 is configured by a parallel connection of a transistor as a switching element and a diode 13, and the energy stored in the capacitor unit 10, which is a snubber circuit, is turned on and off by the switching device 12. It has a circuit configuration that can be regenerated on the power supply side or load side.
  • FIG. 17 is a block diagram showing a conventional inverter control device.
  • the conventional inverter control device shown in FIG. 17 generates three-phase AC power by inputting single-phase AC power from a single-phase AC power source 33 and drives a motor 32 that is an induction motor.
  • This inverter control device includes a DC power supply device 30 having a single-phase AC power supply 33 and an inverter 31.
  • the DC power supply device 30 includes a single-phase AC power supply 33, a rectifier circuit 34 that converts AC to DC, a capacitor 36 for absorbing regenerative energy of the motor 32, and a reactor 35.
  • the above conventional inverter control device is a power conversion device having the rectification circuit 34 as a rectification means, and is an indirect matrix converter of single-phase AC input-DC conversion-three-phase AC output.
  • the DC voltage input to the inverter 31 is a pulsating voltage waveform in a substantially full-wave rectified state
  • the DC voltage value input to the inverter 31 is detected and arithmetically processed, and induction is performed.
  • the motor 32 as a load is configured to be able to operate stably and without any problem in practice.
  • a conventional matrix converter using a three-phase alternating current power source that generates a three-phase alternating current having a predetermined voltage / frequency directly without passing through a direct current stage is used.
  • a plurality of bidirectional switching devices are constituted by transistors and diodes.
  • the current of the main circuit always flows through the transistor and the diode of the bidirectional switching device, thereby forming a three-phase alternating current. For this reason, in the conventional power converter, when current flows through the transistor and the diode, there is a problem that energy loss such as heat generation occurs and efficiency decreases.
  • a conventional power conversion device that generates a three-phase alternating current when a single-phase alternating current power is input is an indirect matrix converter of a single-phase alternating current input—a direct current conversion—a three-phase alternating current output.
  • the rectifying means was an essential component. Furthermore, when an induction motor is used as a load, a means for absorbing the regenerative energy is necessary. For this reason, in the power converter which produces
  • the present inventor has found that it is very useful to construct a single-phase AC input-three-phase AC output direct matrix converter with a simple configuration without providing a rectifying means.
  • the present invention is realized.
  • an object of the present invention is to provide a power conversion device in which a single-phase AC input-three-phase AC output direct matrix converter is configured with a simple configuration without providing a rectifying means.
  • a power conversion device includes: A power supply phase detector that detects the power supply phase of the single-phase AC power supply and outputs the detected power supply phase information; A waveform generation unit having a plurality of bidirectional switching devices, and configured by connecting a power line of the single-phase AC power supply and an output line to a multiphase AC load by the bidirectional switching device; Drive control of the bidirectional switching device based on the power supply phase information from the power supply phase detection unit, and PWM control of the bidirectional switching device based on a preset command signal, from the waveform generation unit And a waveform generation control unit that outputs a polyphase alternating current having a frequency of.
  • a single-phase AC input-multiphase AC output direct matrix converter can be configured with a simple configuration without providing a rectifying means.
  • the power conversion device is the power conversion device according to the first aspect, wherein an operation mode of the bidirectional switching device is a switching mode for switching between a cutoff state and a bidirectional energization state, and two directions And a diode mode that is in a unidirectional energization state,
  • the waveform generation control unit may be configured to selectively switch between a switching mode and a diode mode of the bidirectional switching device based on power supply phase information from the power supply phase detection unit.
  • a desired multiphase alternating current can be generated simply by performing drive control on the bidirectional switching device of the waveform generation unit, and special correspondence control for other circuits.
  • the circuit configuration can be simplified and downsized. Further, in the power conversion device of the present invention, it is not necessary to provide a special protection circuit for the purpose of processing regenerative energy for the bidirectional switching device of the waveform generation unit, and further simplification and miniaturization of the circuit configuration Can be achieved. Furthermore, in the power conversion device of the present invention, the determination of the switching operation of the diode mode is performed based on the power supply state or the power supply phase information, thereby facilitating the control of the regenerative energy processing circuit and the highly reliable power conversion device. Can be realized.
  • the power conversion device is the power conversion device according to the first aspect, wherein the bidirectional switching device has at least two control terminals,
  • the waveform generation control unit detects a zero cross point of a positive region and a negative region in the power waveform based on the power phase information from the power phase detection unit, and is input to the two control terminals at the detected zero cross point. You may comprise so that a mutual control signal may be switched.
  • predetermined multiphase AC power can be easily obtained by selectively driving and controlling the bidirectional switching device of the waveform generation unit based on the detected power supply phase information. Can be output.
  • the power conversion device is the power conversion device according to the second aspect, wherein the waveform generation control unit is a positive region in the power supply waveform based on the power supply phase information from the power supply phase detection unit.
  • the zero-cross point in the negative region may be detected, and the diode mode energization direction of the bidirectional switching device may be switched at the detected zero-cross point.
  • the regenerative energy processing circuit can be realized by the operation of switching the energization direction of the diode mode, and highly reliable power conversion is realized with a simple configuration. be able to.
  • the power conversion device is the power conversion device according to the first aspect, wherein the power supply phase detection unit indicates a magnitude relationship between voltages of two power supply lines of the single-phase AC power supply.
  • Power supply phase information may be output to the waveform generation control unit, and the waveform generation control unit may be configured to drive and control the bidirectional switching device based on the power supply information.
  • the regenerative energy processing circuit can be easily controlled by determining the switching operation of the diode mode based on the power supply phase information.
  • a power conversion device is the power conversion device according to the first aspect, wherein the power supply phase detection unit is configured to detect a voltage phase of the single-phase AC power supply,
  • the waveform generation control unit may be configured to drive and control the bidirectional switching device based on the detected voltage phase information.
  • the regenerative energy processing circuit can be easily controlled by determining the switching operation of the diode mode based on the voltage phase information of the power source.
  • a power conversion device is the power conversion device according to the first aspect, wherein the power phase detection unit is configured to detect a current phase of the single-phase AC power source,
  • the waveform generation control unit may be configured to drive and control the bidirectional switching device based on the detected current phase information.
  • the determination of the switching operation of the diode mode is performed based on the current phase information of the power source, thereby facilitating the control of the regenerative energy processing circuit and the highly reliable power.
  • a conversion device can be realized.
  • the power phase detector is configured to detect a voltage phase and a current phase of the single-phase AC power source.
  • the waveform generation control unit may drive the bidirectional switching device based on the detected voltage phase information and current phase information.
  • the determination of the switching operation of the diode mode is performed based on the voltage phase information and the current phase information of the power source, thereby facilitating the control of the regenerative energy processing circuit and the reliability.
  • a highly efficient power conversion device can be realized.
  • a power conversion device is the power conversion device according to the eighth aspect, wherein the waveform generation control unit is configured to supply power based on voltage phase information and current phase information from the power supply phase detection unit.
  • the bidirectional switching device may be configured to perform PWM control in a period in which the positive and negative regions are the same in the voltage waveform and the power supply current waveform.
  • predetermined multiphase AC power is reliably generated by performing PWM control on the bidirectional switching device based on the voltage phase information and current phase information of the power supply. Therefore, a highly reliable power conversion device can be realized.
  • a power conversion device is the power conversion device according to the eighth aspect, wherein the waveform generation control unit is configured to supply power based on voltage phase information and current phase information from the power supply phase detection unit.
  • the bidirectional switching device may be driven and controlled in a mode in which the current from the multiphase AC load is circulated to the multiphase AC load in a period in which the positive and negative regions differ in the voltage waveform and the power supply current waveform.
  • a highly reliable power conversion device is realized by performing drive control on the bidirectional switching device based on the voltage phase information and current phase information of the power supply. Can do.
  • the power converter according to an eleventh aspect of the present invention is the power converter according to the first aspect, wherein the bidirectional switching device is a SiC lateral bidirectional switch transistor, a GaN lateral bidirectional switch transistor, or an RB-IGBT. (Reverse Blocking Insulated Gate Bipolar Transistor) may be connected in parallel in the reverse direction.
  • the bidirectional switching device is a SiC lateral bidirectional switch transistor, a GaN lateral bidirectional switch transistor, or an RB-IGBT. (Reverse Blocking Insulated Gate Bipolar Transistor) may be connected in parallel in the reverse direction.
  • drive control for the bidirectional switching device can be easily and reliably performed, and a highly reliable power conversion device can be realized.
  • the present invention provides a power conversion device capable of directly forming a multi-phase alternating current from a single-phase alternating current power supply without going through a direct current stage, and can realize easy control and low loss.
  • a power converter can be provided.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a bidirectional switching device used in a waveform generation unit in the power conversion device according to the first embodiment. Operational explanatory diagram of the bidirectional switching device shown in FIG. FIG. 3 is a circuit diagram showing a main configuration of a waveform generation unit in the power conversion device according to the first embodiment.
  • Table showing an example of bidirectional switching device operation when the voltage of the single-phase AC power supply is in the positive region Table showing the operation of bidirectional switching devices when the voltage of the single-phase AC power supply is in the negative region Table showing an example of operation when the bidirectional switching device is PWM controlled when the voltage of the single-phase AC power supply is in the positive region
  • Table showing an example of operation when the bidirectional switching device is PWM controlled when the voltage of the single-phase AC power supply is in the positive region The figure which shows the flow of the electric current in the waveform generation part at the time of the operation state shown to FIG. 6A Table showing an example of operation when the bidirectional switching device is PWM controlled when the voltage of the single-phase AC power supply is in the positive region
  • FIG. 7A Circuit diagram showing an example of bidirectional switching device used in waveform generator Operation explanatory diagram of the bidirectional switching device shown in FIG. 8A
  • the block diagram which shows the structure of the power converter device of Embodiment 2 which concerns on this invention.
  • the block diagram which shows the structure of the power converter device of Embodiment 3 which concerns on this invention.
  • the block diagram which shows the structure of the power converter device of Embodiment 4 which concerns on this invention.
  • the waveform diagram which shows the operation
  • the table which shows an example of operation
  • the figure which shows the flow of the electric current in the waveform generation part at the time of the operation state shown to FIG. 13A Circuit diagram showing the configuration of a conventional power converter Circuit diagram showing the configuration of a conventional bidirectional switching device Circuit diagram showing the configuration of a conventional bidirectional switching device Block diagram showing the configuration of a conventional inverter control device
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the power conversion device according to the first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, the power conversion device according to the first embodiment forms a three-phase power having a predetermined frequency directly from a single-phase AC of a single-phase AC power supply 100 to a load 101. Supply.
  • a single-phase alternating current from the single-phase alternating current power supply 100 is input to the waveform generation unit 102, and the phase of the power supply voltage output from the single-phase alternating current power supply 100 is detected by the power supply phase detection unit 103. It is.
  • the electric power generated by the waveform generation unit 102 in a predetermined three-phase alternating current is supplied to the load 101.
  • the load 101 is a motor that is an inductive load.
  • the waveform generation unit 102 includes a plurality of bidirectional switching devices as will be described later, and is a direct matrix converter that converts a single-phase AC to a three-phase AC without passing through a DC stage.
  • the plurality of bidirectional switching devices in the waveform generation unit 102 are driven and controlled by the waveform generation control unit 104.
  • the waveform generation control unit 104 detects a load state detection from a rotation number detection unit 105 that detects a preset command signal X, a phase detection signal Y from the power supply phase detection unit 103, and a rotation number that is an operation state of the load 101. Based on the signal Z and the like, the plurality of bidirectional switching devices in the waveform generation unit 102 are driven and controlled, and the waveform generation unit 102 is configured to generate predetermined three-phase AC power to be input to the load 101.
  • the phase detection signal Y from the power phase detector 103 is power phase information.
  • the waveform generation control unit 104 will be described with a configuration in which rotation speed information is input as information indicating the load state of the motor that is the load 101, but as information indicating the load state.
  • rotation speed information is input as information indicating the load state of the motor that is the load 101, but as information indicating the load state.
  • information indicating the load state For example, in a resistive load, there are various information such as voltage, current, or inductive load, such as input current to the motor, phase current of the motor, output torque, rotor position, and angular velocity. It is possible to control the load 101 so as to be in a set state.
  • the waveform generation control unit 104 includes a phase detection signal processing unit 21 to which the phase detection signal Y is input, a PWM control unit 22 to which the command signal X and the rotation speed detection signal Z are input, and a plurality of bidirectional operations of the waveform generation unit 102.
  • a switch drive control unit 20 that drives and controls the switching device is provided.
  • the switch drive control unit 20 receives the signals from the phase detection signal processing unit 21 and the PWM control unit 22 and outputs a control signal for driving and controlling a plurality of bidirectional switching devices in the waveform generation unit 102.
  • phase detection signal processing unit 21 of the waveform generation control unit 104 a delay due to an offset generated at the time of voltage phase detection in the power supply phase detection unit 103, a signal delay in a component circuit, and the like with respect to the input phase detection signal Y. Considering this, the timing synchronization delay of the input phase detection signal Y is corrected.
  • the bidirectional switching device shown in FIG. 2 can be used as the bidirectional switching device in the waveform generation unit 102.
  • the bi-directional switching device shown in FIG. 2 is a GaN lateral bi-directional switch transistor having two control terminals, a gate terminal, a cut-off state (OFF state), a bi-directional energized state (bi-directional ON state), and a reverse direction. It has the function which becomes four states of two unidirectional energization states.
  • a bidirectional switching device having such a function for example, there is one disclosed in Non-Patent Document 1 described above.
  • the GaN lateral bidirectional switch transistor has two gate terminals (G1, G2), and the operation of the transistor differs depending on the signal input to each gate terminal. Do. It is also possible to use a SiC lateral bidirectional switch transistor instead of the GaN lateral bidirectional switch transistor.
  • FIG. 3 is a table showing an operation of the transistor by an equivalent circuit when a voltage is applied to each gate terminal (G1, G2) of the GaN lateral bidirectional switch transistor.
  • the transistor when no voltage is applied to both the first gate terminal G1 and the second gate terminal G2 (when both gate terminals G1 and G2 are off), the transistor is off ( Open state).
  • the transistor when a voltage is applied to both the first gate terminal G1 and the second gate terminal G2 (when both gate terminals G1 and G2 are in an on state), the transistor is in an on state (closed state). It is.
  • the transistor When in the state, the transistor is in diode mode, with the first source S1 on the anode side and the second source S2 on the cathode side. That is, the current flow from the first source (S1) to the second source (S2) is a forward operation.
  • the waveform generation unit 102 uses a GaN lateral bidirectional switch transistor that performs the above operation as a bidirectional switching device in the waveform generation unit 102, so that the waveform generation unit 102 converts a single-phase alternating current into a predetermined three-phase AC. It becomes possible to convert into phase alternating current.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a main circuit configuration in the waveform generation unit 102 of the power converter.
  • the waveform generator 102 is provided with six bidirectional switching devices (Q1 to Q6).
  • the waveform generation unit 102 there are three sets of series bodies in which two bidirectional switching devices are connected in series, and three sets of series bodies are connected in parallel.
  • a three-phase alternating current having a predetermined frequency is output to the motor as the load 101 from the middle point of each series body (a connection point of two bidirectional switching devices).
  • a control signal from the switch drive control unit 20 is input to the two gate terminals (G1, G2) of each bidirectional switching device (Q1 to Q6).
  • the voltage applied to the gate terminals of the bidirectional switching devices (Q1 to Q6) of the waveform generation unit 102 is controlled according to the phase state of the power supply voltage from the single-phase AC power supply 100. ing. That is, in the power conversion device according to the first embodiment, in the voltage input from the single-phase AC power supply 100, the bidirectional switching device (Q1) when the voltage waveform is in the positive region and when the voltage waveform is in the negative region. To Q6) are configured to switch the direction of the current of the transistors.
  • the bidirectional switching device (Q1 to Q6) of the waveform generation unit 102 will be described.
  • FIG. 5A is a table showing the operation of the bidirectional switching devices (Q1 to Q6) when the voltage input from the single-phase AC power supply 100 is in the positive region.
  • the on-voltage is applied to the first gate terminal G1 in each of the bidirectional switching devices Q1 to Q6, and the first gate terminal G1 Is on.
  • the second gate terminal G2 in each of the bidirectional switching devices Q1 to Q6 is driven and controlled by a control signal of PWM control based on the command signal X and the rotation speed detection signal Z.
  • the second gate terminal G2 is controlled to be turned on / off at a predetermined duty ratio in order to generate a three-phase alternating current having a predetermined frequency from the single-phase alternating current of the single-phase alternating current power supply 100.
  • the FIG. 5A shows an equivalent circuit of the bidirectional switching device when the first gate terminal G1 is in the ON state and the second gate terminal G2 is PWM-controlled.
  • FIG. 5B is a table showing the operation of the bidirectional switching devices (Q1 to Q6) when the voltage input from the single-phase AC power supply 100 is in the negative region.
  • the bidirectional switching devices Q1 to Q6 when the voltage of the single-phase AC power supply is in a negative region, an on-voltage is applied to the second gate terminal G2 in each of the bidirectional switching devices Q1 to Q6, and the second gate terminal G2 It is on.
  • the first gate terminal G1 in each of the bidirectional switching devices Q1 to Q6 is driven and controlled by a control signal of PWM control based on the command signal X and the rotation speed detection signal Z.
  • the first gate terminal G1 is on / off controlled at a predetermined duty ratio in order to generate a three-phase alternating current having a predetermined frequency from the single-phase alternating current of the single-phase alternating current power supply 100.
  • the FIG. 5B shows an equivalent circuit of the bidirectional switching device when the first gate terminal G1 is PWM-controlled and the second gate terminal G2 is in the ON state.
  • the functional operation of the bidirectional switching device (Q1 to Q6) is reversed between when the voltage of the single-phase AC power supply 100 is in the positive region and in the negative region. It is configured. Therefore, in the power conversion device according to the first embodiment, a direct matrix converter that directly converts a single-phase AC into a three-phase AC without passing through a DC stage is configured.
  • FIGS. 6A, 6B, 7A, and 7B show the case where the bidirectional switching device (Q1 to Q6) is PWM controlled when the single-phase AC voltage from the single-phase AC power supply 100 is in the positive region. It is a table
  • FIGS. 6A and 6B show a state (power running state) when a current from the single-phase AC power supply 100 flows to the motor and the motor as the load 101 is operating.
  • the first gate terminal G1 of the bidirectional switching device Q1 to Q6 is in the ON state.
  • the first, third, and sixth bidirectional switching devices Q1, Q3, and Q6 are in the switching mode on state, and the second, fourth, and fifth states.
  • Bidirectional switching devices Q2, Q4 and Q5 are in the diode mode. In this state, the current from the single-phase AC power supply 100 flows in the direction of the arrow shown in FIG. 6B and the load 101 is operating (powering mode).
  • FIG. 7A and 7B show a state in which the load 101 is being braked (deceleration state), and in this braking state, a motor that is an inductive load serves as a generator.
  • Q5 is in the ON state of the switching mode
  • Q6 is a diode mode. In this state, the current from the motor that is an inductive load flows in the direction of the arrow shown in FIG. 7B (circulating current mode).
  • the second gate of the bidirectional switching device Q1 to Q6
  • the terminal G2 is in the on state, and the first gate terminal G1 is PWM controlled.
  • the first and second gate terminals (G1, G2) of the bidirectional switching devices (Q1 to Q6) are controlled, so It is possible to directly convert to a three-phase alternating current having a predetermined frequency without passing through a direct current stage.
  • the example in which the GaN lateral bidirectional switch transistor shown in FIG. 2 is used as the bidirectional switching device (Q1 to Q6) has been described.
  • other devices having the same function are also compatible. It is possible.
  • FIG. 8A For example, a bidirectional switching device shown in FIG. 8A can be used.
  • This switching device is configured by connecting RB-IGBTs (Reverse Blocking Insulated Gate Bipolar Transistor) in parallel in the reverse direction.
  • RB-IGBTs Reverse Blocking Insulated Gate Bipolar Transistor
  • FIG. 8B shows an equivalent circuit of the function of the transistor when the voltage is controlled with respect to the first gate terminal G1 and the second gate terminal G2 of the RB-IGBT.
  • the bidirectional switching device in an on state where voltage is applied to both gate terminals of the first gate terminal G1 and the second gate terminal G2, or in an off state where voltage is not applied to both gate terminals.
  • the bidirectional switching device is in a switching mode. Further, when one gate terminal is in an on state and the other gate terminal is in an off state, the bidirectional switching device is in a diode mode.
  • the bidirectional switching device shown in FIG. 8A when a voltage is applied to the first gate terminal G1 and no voltage is applied to the second gate terminal G2, the terminal S1 is on the anode side and the terminal S2 is on the cathode side. It becomes.
  • the bidirectional switching device at this time is in a diode mode in which the direction from the terminal S1 to the terminal S2 is the forward direction. Conversely, when no voltage is applied to the first gate terminal G1, and a voltage is applied to the second gate terminal G2, the terminal S1 is on the cathode side and the terminal S2 is on the anode side. That is, the bidirectional switching device at this time is in a diode mode in which the direction from the terminal S2 to the terminal S1 is the forward direction.
  • the switching mode between the cutoff state (OFF state) and the bidirectional energization state (bidirectional ON state), and the two unidirectional energization diode modes By configuring the waveform generation unit using a bidirectional switching device having the above function, it is possible to form a three-phase alternating current having a predetermined frequency from a single-phase alternating current power supply. Therefore, the power conversion device according to the first embodiment of the present invention is a highly versatile power conversion device that realizes ease of control and low loss.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of the power conversion device according to the second embodiment of the present invention.
  • the power conversion apparatus according to the second embodiment shows an example of a specific configuration of the power supply phase detection unit 103 in the power conversion apparatus according to the first embodiment.
  • the power supply phase detection unit 103 is configured as a voltage phase detection unit 105 that detects the voltage phase of the single-phase AC power supply 100.
  • components having the same functions and configurations as those of the power conversion device of the first embodiment described above are denoted by the same reference numerals, and detailed description of the components is performed. The description in Embodiment 1 is applied.
  • bidirectional switching devices 102 a, 102 b, 102 c, 102 d, 102 e, and 102 f are provided at connection portions between the single-phase AC power supply 100 and the three-phase load 101, and The waveform generation unit 102 is configured by the bidirectional switching devices 102a to 102f.
  • the bidirectional switching devices 102a to 102f of the waveform generation unit 102 in the power conversion device of the second embodiment have the same configuration as the bidirectional switching devices (Q1 to Q6) described in the first embodiment.
  • the main circuit is configured by the single-phase AC power source 100, the load 101, and the waveform generation unit 102, and the bidirectional switching devices 102a to 102f of the waveform generation unit 102 control waveform generation.
  • the drive is controlled by the unit 104.
  • the single phase AC power supply 100 is provided with a voltage phase detection unit 106, and the voltage phase of the single phase AC power supply 100 is detected by the voltage phase detection unit 106.
  • the voltage phase detector 106 transmits the phase detection signal Y to the waveform generation controller 104 that performs PWM control on the bidirectional switching devices 102a to 102f in the waveform generator 102.
  • the phase detection signal Y from the voltage phase detector 106 is voltage phase information.
  • the configuration of the power conversion device of the second embodiment has substantially the same configuration as the configuration of the power conversion device of the first embodiment. Also in the power conversion device according to the second embodiment, information indicating the load state related to the load 101 (for example, the rotational speed, the motor input current, the motor phase current, the output torque, the rotor position, the angular velocity) is sent to the waveform generation control unit 104. , Voltage, current, etc.) are detected and transmitted to the waveform generation control unit 104.
  • the operation of the power conversion device of the second embodiment configured as described above is substantially the same as the operation of the power conversion device of the first embodiment described above.
  • the single-phase alternating current power supply 100 in order to form a three-phase alternating current having a predetermined frequency from the single-phase alternating current of the single-phase alternating current power supply 100 and supply the three-phase power to the load 101, the single-phase alternating current power supply 100
  • the voltage phase detection unit 105 detects the phase of the power supply voltage of each of the two, and performs PWM control on each of the bidirectional switching devices 102a to 102f of the waveform generation unit 102 to generate a pseudo three-phase alternating current.
  • the generated pseudo three-phase alternating current is supplied to the load 101, and the load 101 is driven at a specified load state, for example, at a predetermined rotation speed.
  • the voltage of the single-phase AC power supply 100 is input to the power transformer 106a, and electrical insulation and voltage reduction are performed.
  • the voltage signal output from the power transformer 106a is input to the operational amplifier circuit 106b and compared with a predetermined voltage (ground voltage in the second embodiment), and the comparison result is output as a phase detection signal Y which is voltage phase information. Is done.
  • the phase detection signal Y output from the voltage phase detection unit 106 is input to the waveform generation control unit 104.
  • the phase detection signal processing unit 21 (see FIG. 1) of the waveform generation control unit 104 the offset detected at the time of voltage phase detection in the power supply phase detection unit 103 and the signal delay in the constituent circuits are corrected with respect to the phase detection signal Y.
  • the timing synchronization delay of the input phase detection signal Y is corrected.
  • the first and second bidirectional switching devices are based on the phase detection signal Y, the command signal X, and the like from the voltage phase detection unit 106.
  • the second gate terminals (G1, G2) are driven and controlled.
  • the power conversion device of the second embodiment that is drive-controlled in this way is changed from single-phase alternating current to three-phase alternating current (three-phase alternating current corresponding to command signal X) having a predetermined frequency without passing through a direct current stage. It becomes possible to convert.
  • FIG. 10 is a block diagram showing the configuration of the power conversion device according to the third embodiment of the present invention.
  • components having the same functions and configurations as the components in the first embodiment and the second embodiment described above are denoted by the same reference numerals, and a detailed description of the components is given in each embodiment. Apply the description.
  • the power conversion device of the third embodiment is different from the power conversion device of the second embodiment described above in that the voltage phase detection unit 105 that detects the voltage phase of the single-phase AC power supply 100 has the current of the single-phase AC power supply 100. This is a point in place of the current phase detection unit 107 that detects the phase.
  • a main circuit is configured by a single-phase AC power supply 100, a three-phase load 101, and a waveform generation unit 102, and the waveform generation unit 102 has a waveform.
  • Drive control is performed by the generation control unit 104. Therefore, the configuration other than the current phase detection unit 107 is substantially the same as in the first and second embodiments.
  • the single phase AC power supply 100 is provided with a current phase detection unit 107, and the current phase detection unit 107 detects the current phase of the single phase AC power supply 100.
  • the current phase detection unit 107 transmits a phase detection signal Y to the waveform generation control unit 104 that performs PWM control on the bidirectional switching devices 102a to 102f in the waveform generation unit 102.
  • the phase detection signal Y from the current phase detector 107 is current phase information.
  • the current of the single-phase AC power supply 100 is detected by the CT 107a.
  • the detected current signal is input to the operational amplifier circuit 107b, compared with a predetermined voltage (ground voltage in the third embodiment), and a phase detection signal Y indicating the comparison result is output to the waveform generation control unit 104. .
  • phase detection signal Y For the phase detection signal Y output from the current phase detection unit 107, an offset component generated at the time of voltage phase detection in the power supply phase detection unit 103 is detected in the phase detection signal processing unit 21 (see FIG. 1) of the waveform generation control unit 104. And the signal delay in the component circuit is corrected to correct the timing synchronization delay of the input phase detection signal Y.
  • the continuity of the current supplied from the single-phase AC power supply 100 to the load 101 becomes clear by using the current phase detection unit 107 in the power conversion device of the third embodiment. For this reason, in the power conversion device of the third embodiment, switching between the switching mode and the diode mode in the waveform generation unit 102 becomes possible at a timing when no current flows through the bidirectional switching devices 102a to 102f. As a result, the power conversion device according to the third embodiment can easily and efficiently realize direct power conversion with higher reliability from a single phase to a three phase.
  • the functional phase of the bidirectional switching device is detected when the current phase from the single-phase AC power supply 100 is detected and the current is in the positive region and the negative region in the current waveform. It is configured to reverse. Therefore, in the power conversion device of the third embodiment, a direct matrix converter that directly converts a single-phase alternating current into a three-phase alternating current without going through a direct current stage is configured. Is realized.
  • FIG. 11 is a block diagram which shows the structure of the power converter device of Embodiment 4 which concerns on this invention.
  • components having the same functions and configurations as the components in the first to third embodiments described above are denoted by the same reference numerals, and detailed descriptions regarding the components are given in the respective embodiments. Apply the description.
  • the power converter of the fourth embodiment differs from the power converter of the first embodiment described above in that the detected power supply voltage is replaced with the power supply phase detector 103 that detects the power supply phase of the single-phase AC power supply 100.
  • a voltage / current phase detection unit 108 is provided that outputs a voltage phase detection signal Y1 indicating the phase and a current phase detection signal Y2 indicating the phase of the detected power supply current.
  • the voltage phase detection signal Y1 from the voltage / current phase detection unit 108 is voltage phase information
  • the current phase detection signal Y2 is current phase information.
  • the load power factor is approximately 1, there is no difference in the voltage phase and the current phase, and there is no problem with either the voltage or the current as the detection target of the power supply phase.
  • the configuration of the power conversion device of the above-described second embodiment in which the voltage phase is detected is preferable. This is because the current value is small when the load is light, and if the phase of this current is detected, there is a risk of malfunction in the current detection system due to noise or the like.
  • the voltage phase is a detection target, the voltage is constant, so that there are few malfunctions in the voltage detection system, and highly accurate detection is possible.
  • the configuration of the power conversion device of the above-described third embodiment in which the current phase is a detection target is preferable. This is because the current value is large when the load is heavy, and the resolution of the current detection system can be sufficiently secured.
  • the load 101 is a large-capacity induction load, for example, in the case of a large induction motor, a large shift occurs between the voltage phase and the current phase.
  • FIG. 12 is a waveform diagram showing an example of the voltage waveform V and the current waveform I input from the single-phase AC power supply 100.
  • the current phase is delayed compared to the voltage phase. Therefore, for example, in the period of the zero cross point V 0 that intersects the zero level in the voltage waveform V and the zero cross point I 0 that intersects the zero level of the current waveform I, the voltage is in the positive region and the current is in the negative region. It is a different area.
  • the bidirectional switching device is switched at the zero crossing point V 0 of the voltage waveform V as shown in FIGS. 5A and 5B described above, the power supply is short-circuited in a certain period, and an excessive surge occurs. Voltage may be generated.
  • the bidirectional switching device of the waveform generation unit 102 will be described later in a period in which the voltage and current are in different regions (positive region or negative region).
  • the drive is controlled so as to be in the zero vector current mode.
  • Zero vector current mode means that during the period from when the power supply voltage exceeds the zero crossing point until the power supply current exceeds the zero crossing point, the motor current that has flown until then continues to flow into the circuit. This is a recirculation mode in which the bidirectional switching device is driven and controlled to return to the side.
  • An example of a specific operation in the zero vector current mode is as follows.
  • FIG. 13A shows a voltage application state (on / off state) to each gate terminal (G1, G2) of the bidirectional switching device (Q1 to Q6) in the zero vector current mode and each bidirectional switching device (Q1) at that time. To Q6).
  • FIG. 13B shows a current flow in the bidirectional switching devices (Q1 to Q6) of the waveform generation unit 102 in the operation state shown in FIG. 13A.
  • the first, third, and fifth bidirectional switching devices Q1, Q3, and Q5 are in the diode mode, and the second, fourth, and sixth bidirectional switching devices Q2, Q4 and Q6 are switching mode on states.
  • the current from the motor which is an inductive load, flows in the direction of the arrow shown in FIG. 13B and circulates in the motor (zero vector current mode).
  • the periods are different regions (positive region or negative region) of the voltage and current.
  • V 2 -I 2 period the bidirectional switching device is driven and controlled in a zero vector current mode in which the current flowing from the immediately preceding motor circulates to the motor.
  • the bidirectional switching device is driven and controlled in a zero vector current mode in which the current flowing from the immediately preceding motor circulates to the motor.
  • the voltage and current are in the same region (positive region or negative region), that is, in the voltage waveform V and the current waveform I shown in FIG. 12, in the I 0 -V 1 period and the I 1 -V 2 period. Normal PWM control is performed.
  • the voltage / current phase detection unit 108 is provided to detect each phase of the voltage and current of the single-phase AC power supply 100, and the voltage / current phase detection unit 108 supplies the voltage.
  • the phase detection signal Y1 and the current phase detection signal Y2 are output to the waveform generation control unit 104.
  • the waveform generation control unit 104 to which the voltage phase detection signal Y1 and the current phase detection signal Y2 are input is configured to drive and control each bidirectional switching device by switching between PWM control and zero vector current mode in the predetermined period. Has been.
  • the three-phase load 101 is a large-capacity inductive load or the like, even if the voltage phase and the current phase are greatly shifted.
  • the three-phase current having a predetermined frequency can be generated with high reliability from the single-phase AC of the single-phase AC power source 100 without passing through the DC stage.
  • a bidirectional switching device having at least functions of a cut-off state (OFF state), a bidirectional energization state (bidirectional ON state), and two unidirectional energization states (diode mode state) as operation modes.
  • OFF state a cut-off state
  • bidirectional ON state a bidirectional energization state
  • diode mode state two unidirectional energization states
  • GaN multi-gate bidirectional transistor is used. It is possible to configure the power conversion device of the present invention using a bidirectional switching device having a conventional configuration in which the transistor and the diode shown in FIGS. 15 and 16 are combined.
  • the connection between the single-phase AC power source and the three-phase load is configured as three sets of half bridges.
  • the power conversion device of the present invention selectively executes the switching operation as shown in FIG. 5A or 5B based on the phase detection signal Y from the power supply phase detection unit that detects the power supply phase of the single-phase AC power supply.
  • the six bidirectional switching devices can be configured according to the input waveform state of the single-phase AC power supply, for example, depending on the magnitude relationship between the output terminals from the single-phase AC power supply (between two power supply lines). It is configured to be driven and controlled. That is, in the waveform generation control unit in the power conversion device of the present invention, the waveform control unit is driven and controlled based on the power supply phase information indicating the magnitude relationship between the voltages between the power supply lines from the power supply phase detection unit.
  • the anode side of the diode mode bidirectional switching device is connected to the lower voltage terminal, and the cathode side of the diode mode bidirectional switching device is connected to the higher voltage terminal.
  • An ON signal is applied between the first gate and the first source of the bidirectional switching device.
  • an ON signal is applied between the second gate and the second source of the bidirectional switching device so that the circuit is just turned over.
  • PWM control for a three-phase load is realized in the power conversion device of the present invention by controlling the voltage applied to the other gate terminal to perform the on / off operation of the bidirectional switching device. .
  • the present invention is not limited to three-phase, and the power line of the single-phase AC power source and the multi-phase AC load are not limited.
  • the output line is connected to the output line by a bidirectional switching device, it is possible to generate a multi-phase alternating current from a single-phase alternating current power supply without going through a direct current stage.
  • the bidirectional switching device since the switching mode or the diode mode can be formed by using the bidirectional switching device, the bidirectional switching device has a function as a flywheel diode depending on the situation. Is. For this reason, in this invention, it becomes a structure which can regenerate the regenerative energy which arises when using the load which has an inductance component to a power supply circuit.
  • the operation modes of the waveform generation unit in the power conversion device of the present invention include at least functions of a cut-off state (OFF state), a bidirectional energization state (bidirectional ON state), and two unidirectional energization states.
  • OFF state a cut-off state
  • bidirectional ON state a bidirectional energization state
  • two unidirectional energization states By using a bidirectional switching device, it is possible to configure a flywheel diode for regenerative energy processing based on the phase information of a single-phase AC power supply, and a highly reliable power conversion circuit can be easily and highly efficient. Can be realized.
  • the current phase detection means is provided in place of the voltage phase detection means in order to detect the phase of the single-phase AC power supply, so that the power supply is connected to the load.
  • the continuity of the supplied current becomes clear, and the mode switching of the bidirectional switching device can be performed at a timing when no current flows. Therefore, the power conversion device according to the present invention can easily and efficiently realize a more reliable power conversion circuit from single-phase AC to multi-phase AC.
  • the voltage / current phase has a function of combining the voltage phase detection means and the current phase detection means to detect the phase of the single-phase AC power supply.
  • a bidirectional switching device having functions of a switching mode in a cutoff state (OFF state) and a bidirectional energization state (bidirectional ON state) and two unidirectional energization diode modes is used.
  • the waveform generation unit By configuring the waveform generation unit, it is possible to form a multi-phase alternating current having a predetermined frequency from a single-phase alternating current, thereby realizing easy control and low loss.
  • the power conversion device of the present invention is useful as a highly reliable power supply that can be converted easily and with high efficiency without going through a DC stage in power conversion from single-phase AC to multi-phase AC, for example, It can be applied with high versatility as a power supply device in various household electric appliances having a relatively large power multi-phase motor such as an air conditioner, a heat pump type hot water heater, and a refrigerator.

Abstract

　整流手段を設けることなく、簡単な構成で単相交流入力－多相交流出力のダイレクトマトリクスコンバータを構成した電力変換装置を提供するために、波形生成部（１０２）が単相交流電源（１００）の電源線と多相交流負荷（１０１）への出力線とを双方向スイッチングデバイスにより接続することにより構成されており、波形生成制御部（１０４）が電源位相検出部（１０３）からの電源位相情報に基づいて双方向スイッチングデバイスを駆動制御するとともに、予め設定された指令信号に基づいて双方向スイッチングデバイスをＰＷＭ制御する。

Description

電力変換装置
　本発明は、単相交流電源から所定の周波数を有する多相交流を出力する電力変換装置に関するものである。
　従来の電力変換装置としては、三相交流電源から直流段階を経ずに直接的に所定の電圧／周波数を持つ三相交流を生成するマトリックスコンバータを使用した同期電動機の駆動制御装置が日本の特開平１１－０１８４８９号公報（特許文献１）に開示されている。
　図１４は特許文献１に開示された電力変換装置としての駆動制御装置の構成を示す回路図である。図１４に示されているように、この駆動制御装置は、三相交流電源１から入力された三相交流を、同期電動機５を駆動する所定の周波数を有する三相交流に形成するために、スイッチング手段３におけるスイッチングデバイスをＰＷＭ制御に基づいて開閉動作するものである。図１４に示す駆動制御装置には、三相交流電源１の電流波形を改善するために入力側の各相にリアクトル２が設けられており、また同期電動機５に入力される電圧波形を改善するために各相間にコンデンサ４が設けられている。また、同期電動機５には位置センサ６が設けられている。
　上記のように構成された従来の駆動制御装置において用いられているスイッチング手段３におけるスイッチングデバイスは、図１５に示す双方向スイッチングデバイスであり、パワートランジスタ７とダイオード８を並列接続した並列体を直列に接続して構成されている。双方向スイッチデバイスとしては、図１５に示すように、トランジスタとダイオードとを２個ずつ組み合わせた形態となっているのが一般的である。
　上記のように構成された従来の駆動制御装置においては、スイッチング手段３におけるそれぞれの双方向スイッチングデバイスに対して、ＰＷＭ制御を行うことにより、三相交流電源１から入力された三相交流を、同期電動機５を駆動するための所定の周波数を有する三相交流に形成している。
　また、双方向スイッチングデバイスとしては、図１６に示すスイッチングデバイスがある。図１６は、日本の特開２００７－２５２０２９号公報（特許文献２）に開示された交流スイッチングモジュールである。
　図１６に示す交流スイッチングモジュールにおいては、スイッチング部９、コンデンサ部１０、及びダイオード部１１が設けられており、これらが全て並列に接続されている。スイッチング部９は、環流ダイオード１３を内蔵するスイッチングデバイス１２を有して構成され、２つのスイッチングデバイス１２が順方向に直列接続されている。コンデンサ部１０は２個のスナバコンデンサを直列に接続して構成され、ダイオード部１１は２個のダイオードを順方向に直列接続されて構成されている。また、コンデンサ部１０の中点とダイオード部１１の中点との間には抵抗１４が接続されている。なお、ダイオード部１１の各ダイオードを流れる電流方向は、スイッチング部９のスイッチング素子を流れる電流方向と一致している。
　上記のように構成された図１６に示す交流スイッチングモジュールにおいては、スイッチング部９の中点に接続された端子が入力端子となり、ダイオード部１１の中点に接続された端子が出力端子として用いられる。この交流スイッチングモジュールにおいては、スイッチングデバイス１２がスイッチング素子としてのトランジスタとダイオード１３の並列接続で構成されており、スイッチングデバイス１２のオン・オフ動作によりスナバ回路であるコンデンサ部１０に蓄積されたエネルギーを電源側または負荷側に回生できる回路構成となっている。
　単相交流電源が入力されて三相交流を生成する従来の電力変換装置としては、日本の特開２００４－２８９９８５号公報（特許文献３）に開示されたインバータ制御装置がある。図１７は、従来のインバータ制御装置を示す構成図である。図１７に示す従来のインバータ制御装置は、単相交流電源３３から単相交流電力が入力されて三相交流電力を生成し、誘導電動機であるモータ３２を駆動するものである。このインバータ制御装置は、単相交流電源３３を持つ直流電源装置３０及びインバータ３１により構成されている。直流電源装置３０は、単相交流電源３３と、交流を直流に変換する整流回路３４と、モータ３２の回生エネルギーを吸収するためのコンデンサ３６と、リアクタ３５とから構成されている。
　したがって、上記の従来のインバータ制御装置は、整流手段である整流回路３４を有する電力変換装置であり、単相交流入力－直流変換－三相交流出力のインダイレクトマトリクスコンバータである。このインバータ制御装置においては、インバータ３１に入力される直流電圧が、ほぼ全波整流状態において脈流電圧波形であっても、インバータ３１へ入力される直流電圧値を検出して演算処理し、誘導負荷であるモータ３２を安定に、且つ実用上問題なく運転できるよう構成されている。
特開平１１－１８４８９号公報 特開２００７－２５２０２９号公報 特開２００４－２８９９８５号公報
Tatsuo Moritaほか、「650V 3.1mΩcm2 GaN-based Monolithic Bidirectional Switch Using Normally-off Gate Injection Transistor」;Electron Devices Meeting, 2007. IEDM 2007. IEEE International;P865-868
　前述のように、図１４から図１６に示したように、三相交流電源から直流ステージを経ずに直接的に所定の電圧／周波数を有する三相交流を生成するマトリックスコンバータを使用した従来の電力変換装置においては、複数の双方向スイッチングデバイスがトランジスタ及びダイオードにより構成されている。このように構成された従来の電力変換装置においては、主回路の電流が双方向スイッチングデバイスのトランジスタ及びダイオードに常に流れて、三相交流が形成されている。このため、従来の電力変換装置ではトランジスタ及びダイオードに電流が流れることにより、発熱などのエネルギー損失が生じ、効率が低下するという問題があった。
　また、図１７に示したように、単相交流電源が入力されて三相交流を生成する従来の電力変換装置は、単相交流入力－直流変換－三相交流出力のインダイレクトマトリクスコンバータであり、整流手段が必須構成要素であった。さらに、負荷として誘導電動機が用いられている場合には、その回生エネルギーを吸収するための手段が必要である。このため、単相交流電源が入力されて三相交流を生成する電力変換装置においては、構造が複雑となり、装置が大型化するという問題があった。
　したがって、電力変換装置においては、整流手段を設けることなく、簡単な構成で単相交流入力－三相交流出力のダイレクトマトリクスコンバータを構成することが非常に有用であることに本発明者は直目し、本発明を実現したものである。
　即ち、本発明の目的は、整流手段を設けることなく、簡単な構成で単相交流入力－三相交流出力のダイレクトマトリクスコンバータを構成した電力変換装置を提供することである。
　本発明に係る第１の観点の電力変換装置は、
　単相交流電源の電源位相を検出し、検出された電源位相情報を出力する電源位相検出部と、
　複数の双方向スイッチングデバイスを有し、前記単相交流電源の電源線と多相交流負荷への出力線とを前記双方向スイッチングデバイスにより接続して構成された波形生成部と、
　前記電源位相検出部からの電源位相情報に基づいて前記双方向スイッチングデバイスを駆動制御するとともに、予め設定された指令信号に基づいて前記双方向スイッチングデバイスをＰＷＭ制御して、前記波形生成部から所定の周波数を有する多相交流を出力させる波形生成制御部と、を具備する。このように構成された本発明の電力変換装置においては、整流手段を設けることなく、簡単な構成で単相交流入力－多相交流出力のダイレクトマトリクスコンバータが構成することができる。
　本発明に係る第２の観点の電力変換装置は、前記第１の観点の電力変換装置において、前記双方向スイッチングデバイスの動作モードが、遮断状態と双方向通電状態を切り換えるスイッチングモードと、２方向の単方向通電状態となるダイオードモードとを有し、
　前記波形生成制御部が、前記電源位相検出部からの電源位相情報に基づいて前記双方向スイッチングデバイスのスイッチングモードとダイオードモードとを選択的に切り換えるように構成してもよい。このように構成された本発明の電力変換装置においては、波形生成部の双方向スイッチングデバイスに対する駆動制御を行うだけで所望の多相交流を生成することができ、他の回路に対する特別の対応制御が不要となり、回路構成の簡略化、小型化を図ることができる。また、本発明の電力変換装置では、波形生成部の双方向スイッチングデバイスに対して回生エネルギーの処理を目的とする特別の保護回路を設けることが不要となり、更なる回路構成の単純化、小型化を図ることができる。さらに、本発明の電力変換装置においては、ダイオードモードの切り換え動作の判定を、電源状態、又は電源位相情報に基づき行うことにより、回生エネルギー処理回路の制御が容易となり、信頼性の高い電力変換装置を実現することができる。
　本発明に係る第３の観点の電力変換装置は、前記第１の観点の電力変換装置において、前記双方向スイッチングデバイスが、少なくとも２つの制御端子を有し、
　前記波形生成制御部が、前記電源位相検出部からの電源位相情報に基づき、電源波形における正領域と負領域のゼロクロス点を検出し、検出されたゼロクロス点において前記２つの制御端子に入力される互いの制御信号を切り換えるように構成してもよい。このように構成された本発明の電力変換装置においては、検出された電源位相情報に基づき、波形生成部の双方向スイッチングデバイスを選択的に駆動制御することにより、容易に所定の多相交流電力を出力することができる。
　本発明に係る第４の観点の電力変換装置は、前記第２の観点の電力変換装置において、前記波形生成制御部が、前記電源位相検出部からの電源位相情報に基づき、電源波形における正領域と負領域のゼロクロス点を検出し、検出されたゼロクロス点において、前記双方向スイッチングデバイスのダイオードモードの通電方向を切り換えるよう構成してもよい。このように構成された本発明の電力変換装置においては、回生エネルギーの処理回路をダイオードモードの通電方向を切り換える動作により実現することが可能となり、簡単な構成で信頼性の高い電力変換を実現することができる。
　本発明に係る第５の観点の電力変換装置は、前記第１の観点の電力変換装置において、前記電源位相検出部が、前記単相交流電源の２本の電源線の電圧の大小関係を示す電源位相情報を前記波形生成制御部に出力し、前記波形生成制御部が前記電源情報に基づいて前記双方向スイッチングデバイスを駆動制御するよう構成されてもよい。このように構成された本発明の電力変換装置においては、ダイオードモードの切り換え動作の判定を、電源位相情報に基づき行うことにより、回生エネルギー処理回路の制御が容易となる。
　本発明に係る第６の観点の電力変換装置は、前記第１の観点の電力変換装置において、前記電源位相検出部が、前記単相交流電源の電圧位相を検出するよう構成されており、前記波形生成制御部は検出された電圧位相情報に基づいて前記双方向スイッチングデバイスを駆動制御するよう構成してもよい。このように構成された本発明の電力変換装置においては、ダイオードモードの切り換え動作の判定を、電源の電圧位相情報に基づき行うことにより、回生エネルギー処理回路の制御が容易となる。
　本発明に係る第７の観点の電力変換装置は、前記第１の観点の電力変換装置において、前記電源位相検出部が、前記単相交流電源の電流位相を検出するよう構成されており、前記波形生成制御部は検出された電流位相情報に基づいて前記双方向スイッチングデバイスを駆動制御するよう構成してもよい。このように構成された本発明の電力変換装置においては、ダイオードモードの切り換え動作の判定を、電源の電流位相情報に基づき行うことにより、回生エネルギー処理回路の制御が容易となり、信頼性の高い電力変換装置を実現することができる。
　本発明に係る第８の観点の電力変換装置は、前記第１の観点の電力変換装置において、前記電源位相検出部が、前記単相交流電源の電圧位相及び電流位相を検出するよう構成されており、前記波形生成制御部は検出された電圧位相情報及び電流位相情報に基づいて前記双方向スイッチングデバイスを駆動制御するよう構成してもよい。このように構成された本発明の電力変換装置においては、ダイオードモードの切り換え動作の判定を、電源の電圧位相情報及び電流位相情報に基づき行うことにより、回生エネルギー処理回路の制御が容易となり、信頼性の高い電力変換装置を実現することができる。
　本発明に係る第９の観点の電力変換装置は、前記第８の観点の電力変換装置において、前記波形生成制御部が、前記電源位相検出部からの電圧位相情報及び電流位相情報に基づき、電源電圧波形と電源電流波形において正負の領域が同じ期間において前記双方向スイッチングデバイスをＰＷＭ制御するよう構成してもよい。このように構成された本発明の電力変換装置においては、双方向スイッチングデバイスに対するＰＷＭ制御を、電源の電圧位相情報及び電流位相情報に基づき行うことにより、所定の多相交流電力を確実に生成することができ、信頼性の高い電力変換装置を実現することができる。
　本発明に係る第１０の観点の電力変換装置は、前記第８の観点の電力変換装置において、前記波形生成制御部が、前記電源位相検出部からの電圧位相情報及び電流位相情報に基づき、電源電圧波形と電源電流波形において正負の領域が異なる期間において多相交流負荷からの電流を当該多相交流負荷に環流するモードに前記双方向スイッチングデバイスを駆動制御するよう構成してもよい。このように構成された本発明の電力変換装置においては、双方向スイッチングデバイスに対する駆動制御を、電源の電圧位相情報及び電流位相情報に基づき行うことにより、信頼性の高い電力変換装置を実現することができる。
　本発明に係る第１１の観点の電力変換装置は、前記第１の観点の電力変換装置において、前記双方向スイッチングデバイスが、ＳｉＣ横型双方向スイッチトランジスタ又はＧａＮ横型双方向スイッチトランジスタ、若しくはＲＢ－ＩＧＢＴ（Ｒeverse Blocking Insulated Gate Bipolar Transistor）を逆方向に並列接続して構成してもよい。このように構成された本発明の電力変換装置においては、双方向スイッチングデバイスに対する駆動制御を容易に、且つ確実に行うことができ、信頼性の高い電力変換装置を実現することができる。
　本発明は、単相交流電源から直流ステージを経ることなく直接的に多相交流を形成することができる電力変換装置を提供し、且つ制御の容易性及び低損失化を実現することが可能な電力変換装置を提供することができる。
本発明に係る実施の形態１の電力変換装置の構成を示すブロック図 実施の形態１の電力変換装置における波形生成部に用いられる双方向スイッチングデバイスを示す回路図 図２に示す双方向スイッチングデバイスの動作説明図 実施の形態１の電力変換装置における波形生成部の主要構成を示す回路図 単相交流電源の電圧が正領域のときの双方向スイッチングデバイスの動作の一例を示す表 単相交流電源の電圧が負領域のときの双方向スイッチングデバイスの動作を示す表 単相交流電源の電圧が正領域のときにおいて、双方向スイッチングデバイスがＰＷＭ制御されているときの動作の一例を示す表 図６Ａに示す動作状態のときの波形生成部における電流の流れを示す図 単相交流電源の電圧が正領域のときにおいて、双方向スイッチングデバイスがＰＷＭ制御されているときの動作の一例を示す表 図７Ａに示す動作状態のときの波形生成部における電流の流れを示す図 波形生成部に用いられる双方向スイッチングデバイスの一例を示す回路図 図８Ａに示す双方向スイッチングデバイスの動作説明図 本発明に係る実施の形態２の電力変換装置の構成を示すブロック図 本発明に係る実施の形態３の電力変換装置の構成を示すブロック図 本発明に係る実施の形態４の電力変換装置の構成を示すブロック図 実施の形態４の電力変換装置において、単相交流電源から入力される電圧波形Ｖと電流波形Ｉの一例を用いてゼロベクトル電流モードの動作期間を示す波形図 実施の形態４の電力変換装置において、ゼロベクトル電流モードにおける双方向スイッチングデバイスの動作の一例を示す表 図１３Ａに示す動作状態のときの波形生成部における電流の流れを示す図 従来の電力変換装置の構成を示す回路図 従来の双方向スイッチングデバイスの構成を示す回路図 従来の双方向スイッチングデバイスの構成を示す回路図 従来のインバータ制御装置の構成を示すブロック図
　以下、本発明の電力変換装置に係る好適な実施の形態について添付の図面を参照しつつ説明する。なお、以下に説明する具体的な構成の実施の形態により本発明の構成が限定されるものではなく、同じ技術的思想に基づいて構成される電力変換装置が本発明に含まれるのは言うまでもない。
　（実施の形態１）
　図１は、本発明に係る実施の形態１の電力変換装置の構成を示すブロック図である。図１に示すように、実施の形態１の電力変換装置は、単相交流電源１００の単相交流から直接的に所定の周波数を有する三相交流を形成して負荷１０１に対して三相電力を供給するものである。
　図１において、単相交流電源１００のからの単相交流は波形生成部１０２に入力されており、単相交流電源１００から出力される電源電圧の位相は電源位相検出部１０３により検出される構成である。波形生成部１０２において所定の三相交流に生成された電力は、負荷１０１に供給される。実施の形態１において、負荷１０１は誘導負荷であるモータである。波形生成部１０２は、後述するように複数の双方向スイッチングデバイスにより構成されており、単相交流から三相交流に直流ステージを経ることなく変換するダイレクトマトリックスコンバータである。波形生成部１０２における複数の双方向スイッチングデバイスは、波形生成制御部１０４により駆動制御されている。波形生成制御部１０４は、予め設定された指令信号Ｘ、電源位相検出部１０３からの位相検出信号Ｙ、及び負荷１０１の動作状態である回転数を検出する回転数検出部１０５からの負荷状態検出信号Ｚ等に基づいて、波形生成部１０２における複数の双方向スイッチングデバイスを駆動制御し、波形生成部１０２が負荷１０１に入力すべき所定の三相交流電力を生成するよう構成されている。ここで、電源位相検出部１０３からの位相検出信号Ｙが電源位相情報である。
　なお、実施の形態１の電力変換装置において、波形生成制御部１０４は、負荷１０１であるモータの負荷状態を示す情報として回転数情報が入力される構成で説明するが、負荷状態を示す情報としては、例えば、抵抗負荷においては電圧、電流、若しくは誘導負荷においてはモータへの入力電流、モータの相電流、出力トルク、回転子位置、角速度等の各種情報があり、これらの情報に基づいて予め設定された状態となるように負荷１０１を制御することが可能である。
　波形生成制御部１０４は、位相検出信号Ｙが入力される位相検出信号処理部２１、指令信号Ｘ及び回転数検出信号Ｚが入力されるＰＷＭ制御部２２、及び波形生成部１０２の複数の双方向スイッチングデバイスを駆動制御するスイッチ駆動制御部２０、を具備している。スイッチ駆動制御部２０は、位相検出信号処理部２１とＰＷＭ制御部２２からの各信号が入力されて波形生成部１０２における複数の双方向スイッチングデバイスを駆動制御するための制御信号を出力する。
　波形生成制御部１０４の位相検出信号処理部２１においては、入力された位相検出信号Ｙに対して、電源位相検出部１０３における電圧位相検出時に生じるオフセット分の遅れ、及び構成回路における信号遅れ等を考慮して、入力された位相検出信号Ｙのタイミング同期遅れを補正している。
　波形生成部１０２における双方向スイッチングデバイスとしては、図２に示すスイッチングデバイスを用いることができる。図２に示す双方向スイッチングデバイスは、２つの制御端子であるゲート端子を有するＧａＮ横型双方向スイッチトランジスタであり、遮断状態（ＯＦＦ状態）、双方向通電状態（双方向ＯＮ状態）、及び逆方向である２つの単方向通電状態の４つの状態となる機能を持つ。このような機能を有する双方向スイッチングデバイスとしては、例えば、前述の非特許文献１に開示されたものがある。
　図２に示すように、ＧａＮ横型双方向スイッチトランジスタは２つのゲート端子（Ｇ１，Ｇ２）を有しており、それぞれのゲート端子に入力される信号に応じて当該トランジスタが異なる機能を示す動作を行う。なお、ＧａＮ横型双方向スイッチトランジスタの代わりにＳｉＣ横型双方向スイッチトランジスタを用いることも可能である。
　図３は、ＧａＮ横型双方向スイッチトランジスタの各ゲート端子（Ｇ１，Ｇ２）に電圧が印加されることにより、当該トランジスタの動作を等価回路で示した表である。図３に示すように、第１のゲート端子Ｇ１と第２のゲート端子Ｇ２の両端子に電圧が印加されないとき（両方のゲート端子Ｇ１，Ｇ２がオフ状態のとき）、当該トランジスタはオフ状態（開成状態）である。一方、第１のゲート端子Ｇ１と第２のゲート端子Ｇ２の両端子に電圧が印加されたとき（両方のゲート端子Ｇ１，Ｇ２がオン状態のとき）、当該トランジスタはオン状態（閉成状態）である。
　第１のゲート端子Ｇ１に電圧が印加され、第２のゲート端子Ｇ２に印加されないとき、即ち、第１のゲート端子Ｇ１がオン状態であり、第２のゲート端子Ｇ２がオフ状態のとき、当該トランジスタはダイオードモードとなり、第１のソースＳ１がカソード側となり、第２のソースＳ２がアノード側となる。即ち、第２のソース（Ｓ２）から第１のソース（Ｓ１）への電流の流れが順方向動作となる。反対に、第１のゲート端子Ｇ１に電圧が印加されず、第２のゲート端子Ｇ２に印加されたとき、即ち、第１のゲート端子Ｇ１がオフ状態であり、第２のゲート端子Ｇ２がオン状態のとき、当該トランジスタはダイオードモードとなり、第１のソースＳ１がアノード側となり、第２のソースＳ２がカソード側となる。即ち、第１のソース（Ｓ１）から第２のソース（Ｓ２）への電流の流れが順方向動作となる。
　実施の形態１の電力変換装置において、上記のような動作を行うＧａＮ横型双方向スイッチトランジスタを双方向スイッチングデバイスとして波形生成部１０２に用いることにより、波形生成部１０２は単相交流を所定の三相交流に変換することが可能となる。
　図４は電力変換装置の波形生成部１０２における主要な回路構成を示す回路図である。図４に示すように、波形生成部１０２には６個の双方向スイッチングデバイス（Ｑ１～Ｑ６）が設けられている。波形生成部１０２においては、２個の双方向スイッチングデバイスが直列接続された直列体が３組有り、３組の直列体が並列に接続されている。各直列体の中点（２個の双方向スイッチングデバイスの接続点）から所定の周波数を有する三相交流が負荷１０１であるモータに対して出力される構成である。各双方向スイッチングデバイス（Ｑ１～Ｑ６）の２つのゲート端子（Ｇ１，Ｇ２）には、スイッチ駆動制御部２０からの制御信号が入力される。
　実施の形態１の電力変換装置においては、単相交流電源１００からの電源電圧の位相状態に応じて、波形生成部１０２の双方向スイッチングデバイス（Ｑ１～Ｑ６）のゲート端子に対する印加電圧を制御している。即ち、実施の形態１の電力変換装置においては、単相交流電源１００から入力された電圧において、電圧波形が正の領域のときと、電圧波形が負の領域のときで双方向スイッチングデバイス（Ｑ１～Ｑ６）を構成するトランジスタの電流の向きを切り換えるよう構成されている。以下、波形生成部１０２の双方向スイッチングデバイス（Ｑ１～Ｑ６）における具体的な動作について説明する。
　図５Ａは、単相交流電源１００から入力された電圧が正の領域のときの双方向スイッチングデバイス（Ｑ１～Ｑ６）の動作を示す表である。図５Ａに示すように、単相交流電源１００の電圧が正の領域のとき、各双方向スイッチングデバイスＱ１～Ｑ６における第１のゲート端子Ｇ１にはオン電圧が印加され、第１のゲート端子Ｇ１はオン状態である。このとき、各双方向スイッチングデバイスＱ１～Ｑ６における第２のゲート端子Ｇ２は、指令信号Ｘ及び回転数検出信号Ｚに基づいたＰＷＭ制御の制御信号により駆動制御されている。即ち、波形生成部１０２においては、単相交流電源１００の単相交流から所定の周波数を有する三相交流を生成するために、所定のデューティ比で第２のゲート端子Ｇ２がオン・オフ制御される。図５Ａにおいては、第１のゲート端子Ｇ１がオン状態であり、第２のゲート端子Ｇ２がＰＷＭ制御されたときの、双方向スイッチングデバイスの等価回路を示している。
　図５Ｂは、単相交流電源１００から入力された電圧が負の領域のときの双方向スイッチングデバイス（Ｑ１～Ｑ６）の動作を示す表である。図５Ｂに示すように、単相交流電源の電圧が負の領域のとき、各双方向スイッチングデバイスＱ１～Ｑ６における第２のゲート端子Ｇ２にはオン電圧が印加され、第２のゲート端子Ｇ２はオン状態である。このとき、各双方向スイッチングデバイスＱ１～Ｑ６における第１のゲート端子Ｇ１は、指令信号Ｘ及び回転数検出信号Ｚに基づいたＰＷＭ制御の制御信号により駆動制御されている。即ち、波形生成部１０２においては、単相交流電源１００の単相交流から所定の周波数を有する三相交流を生成するために、所定のデューティ比で第１のゲート端子Ｇ１がオン・オフ制御される。図５Ｂにおいては、第１のゲート端子Ｇ１がＰＷＭ制御され、第２のゲート端子Ｇ２がオン状態のときの、双方向スイッチングデバイスの等価回路を示している。
　図５Ａ及び図５Ｂにおける等価回路に示すように、単相交流電源１００の電圧が正の領域のときと負の領域のときで、双方向スイッチングデバイス（Ｑ１～Ｑ６）の機能動作が逆転するよう構成されている。したがって、実施の形態１の電力変換装置においては、単相交流から、直流ステージを経ることなく直接的に三相交流に変換するダイレクトマトリックスコンバータが構成されている。
　図６Ａ，図６Ｂ，図７Ａ及び図７Ｂは、単相交流電源１００からの単相交流の電圧が正の領域のときにおいて、双方向スイッチングデバイス（Ｑ１～Ｑ６）がＰＷＭ制御されているときの一動作を示す表である。
　図６Ａ及び図６Ｂは、単相交流電源１００からの電流がモータに流れて、負荷１０１であるモータが稼働しているときの状態（力行状態）を示している。図６Ａ及び図６Ｂに示す状態（力行状態）におけるＰＷＭ制御では、双方向スイッチングデバイス（Ｑ１～Ｑ６）の第１のゲート端子Ｇ１がオン状態である。図６Ａ及び図６Ｂに示す状態（力行状態）においては、第１，第３，第６の双方向スイッチングデバイスＱ１，Ｑ３，Ｑ６がスイッチングモードのオン状態であり、第２，第４，第５の双方向スイッチングデバイスＱ２，Ｑ４，Ｑ５がダイオードモードである。この状態において、単相交流電源１００からの電流が図６Ｂに示す矢印の方向に流れて、負荷１０１を稼働している（力行モード）。
　図７Ａ及び図７Ｂは、負荷１０１を制動している状態（減速状態）を示しており、この制動状態では誘導負荷であるモータが発電機となる。図７Ａ及び図７Ｂに示す制動状態においては、第２，第４，第５の双方向スイッチングデバイスＱ２，Ｑ４．Ｑ５がスイッチングモードのオン状態であり、第１，第３，第６の双方向スイッチングデバイスＱ１，Ｑ３．Ｑ６がダイオードモードである。この状態において、誘導負荷であるモータからの電流が図７Ｂに示す矢印の方向に流れている（環流電流モード）。
　一方、単相交流電源１００からの単相交流の電圧が負の領域のときにおける、双方向スイッチングデバイス（Ｑ１～Ｑ６）のＰＷＭ制御では、双方向スイッチングデバイス（Ｑ１～Ｑ６）の第２のゲート端子Ｇ２がオン状態であり、第１のゲート端子Ｇ１がＰＷＭ制御される。
　上記のように、実施の形態１の電力変換装置においては、双方向スイッチングデバイス（Ｑ１～Ｑ６）の第１及び第２のゲート端子（Ｇ１，Ｇ２）が制御されることにより、単相交流から所定の周波数を有する三相交流へ、直流ステージを経ることなく直接的に変換することが可能となる。
　なお、実施の形態１においては、双方向スイッチングデバイス（Ｑ１～Ｑ６）として図２に示したＧａＮ横型双方向スイッチトランジスタを用いた例で説明したが、同様の機能を有する他のデバイスでも対応することが可能である。
　例えば、図８Ａに示すに示す双方向スイッチングデバイスを用いることが可能である。このスイッチングデバイスは、ＲＢ－ＩＧＢＴ（Ｒeverse Blocking Insulated Gate Bipolar Transistor）を逆方向に並列接続して構成したものである。このＲＢ－ＩＧＢＴを双方向スイッチングデバイスとして用いることにより、主回路を構成する回路電流の素子数を低減化することが可能である。図８Ｂは、このＲＢ－ＩＧＢＴの第１のゲート端子Ｇ１と第２のゲート端子Ｇ２に対して、電圧を制御したときの当該トランジスタの機能を等価回路で示している。
　図８Ｂに示すように、第１のゲート端子Ｇ１と第２のゲート端子Ｇ２の両方のゲート端子に電圧が印加されているオン状態、若しくは両方のゲート端子に電圧が印加されていないオフ状態においては、当該双方向スイッチングデバイスはスイッチングモードとなる。また、一方のゲート端子がオン状態であり、他方のゲート端子がオフ状態のとき、当該双方向スイッチングデバイスはダイオードモードとなる。図８Ａに示す双方向スイッチングデバイスにおいて、第１のゲート端子Ｇ１に電圧が印加され、第２のゲート端子Ｇ２に電圧が印加されていない状態では、端子Ｓ１がアノード側となり、端子Ｓ２がカソード側となる。即ち、このときの双方向スイッチングデバイスは、端子Ｓ１から端子Ｓ２への方向が順方向となるダイオードモードとなる。反対に、第１のゲート端子Ｇ１に電圧が印加されておらず、第２のゲート端子Ｇ２に電圧が印加された状態では、端子Ｓ１がカソード側となり、端子Ｓ２がアノード側となる。即ち、このときの双方向スイッチングデバイスは、端子Ｓ２から端子Ｓ１への方向が順方向となるダイオードモードとなる。
　上記のように、本発明に係る実施の形態１の電力変換装置においては、遮断状態（ＯＦＦ状態）と双方向通電状態（双方向ＯＮ状態）のスイッチングモード、及び２つの単方向通電のダイオードモードの機能を有する双方向スイッチングデバイスを用いて波形生成部を構成することにより、単相交流電源から所定の周波数を有する三相交流を形成することが可能となる。したがって、本発明に係る実施の形態１の電力変換装置は、制御の容易性と低損失化を実現した汎用性の高い電力変換装置である。
　（実施の形態２）
　図９は、本発明に係る実施の形態２の電力変換装置の構成を示すブロック図である。実施の形態２の電力変換装置は、前述の実施の形態１の電力変換装置における電源位相検出部１０３の具体的な構成の一例を示したものである。実施の形態２の電力変換装置においては、電源位相検出部１０３が単相交流電源１００の電圧位相を検出する電圧位相検出部１０５として構成されている。なお、実施の形態２の電力変換装置において、前述の実施の形態１の電力変換装置における構成要素と同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付し、当該構成要素に関する詳細な説明は実施の形態１における説明を適用する。
　図９に示すように、単相交流電源１００と三相の負荷１０１との各接続部分には、双方向スイッチングデバイス１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃ，１０２ｄ，１０２ｅ，１０２ｆが設けられており、６個の双方向スイッチングデバイス１０２ａ～１０２ｆにより波形生成部１０２が構成されている。実施の形態２の電力変換装置における波形生成部１０２の双方向スイッチングデバイス１０２ａ～１０２ｆは、前述の実施の形態１において説明した双方向スイッチングデバイス（Ｑ１～Ｑ６）と同じ構成である。実施の形態２の電力変換装置においては、単相交流電源１００と負荷１０１と波形生成部１０２とにより主回路が構成されており、波形生成部１０２の双方向スイッチングデバイス１０２ａ～１０２ｆが波形生成制御部１０４により駆動制御されている。
　また、単相交流電源１００には電圧位相検出部１０６が設けられており、この電圧位相検出部１０６により単相交流電源１００の電圧位相が検出されている。電圧位相検出部１０６は、波形生成部１０２における各双方向スイッチングデバイス１０２ａ～１０２ｆに対するＰＷＭ制御を行う波形生成制御部１０４に対して位相検出信号Ｙを伝送している。ここで、電圧位相検出部１０６からの位相検出信号Ｙが電圧位相情報である。
　実施の形態２の電力変換装置の構成は、前述の実施の形態１の電力変換装置の構成と実質的に同じ構成を有している。実施の形態２の電力変換装置においても、波形生成制御部１０４に負荷１０１に関する負荷状態を示す情報（例えば、回転数、モータへの入力電流、モータの相電流、出力トルク、回転子位置、角速度、電圧、電流等）を検出して波形生成制御部１０４に送信するよう構成されている。
　以上のように構成された実施の形態２の電力変換装置における動作は、前述の実施の形態１の電力変換装置における動作と実質的に同じである。
　実施の形態２の電力変換装置において、単相交流電源１００の単相交流から所定の周波数を有する三相交流を形成して、負荷１０１に三相電力を供給するために、単相交流電源１００の電源電圧の位相を電圧位相検出部１０５において検出して、波形生成部１０２の各双方向スイッチングデバイス１０２ａ～１０２ｆをＰＷＭ制御し、擬似三相交流を生成している。生成された疑似三相交流が負荷１０１に供給され、負荷１０１が指定された負荷状態、例えば所定の回転数で駆動される。
　図９に示すように、実施の形態２の電力変換装置における電圧位相検出部１０６においては、単相交流電源１００の電圧が電源トランス１０６ａに入力されて、電気絶縁と低電圧化が行われる。電源トランス１０６ａから出力された電圧信号は、オペアンプ回路１０６ｂに入力されて、所定電圧（実施の形態２においては接地電圧）と比較され、その比較結果が電圧位相情報である位相検出信号Ｙとして出力される。
　電圧位相検出部１０６から出力された位相検出信号Ｙは、波形生成制御部１０４に入力される。波形生成制御部１０４の位相検出信号処理部２１（図１参照）において、位相検出信号Ｙに対して、電源位相検出部１０３における電圧位相検出時に生じるオフセット分、及び構成回路における信号遅れ等を補正して、入力された位相検出信号Ｙのタイミング同期遅れを補正している。
　上記のように構成された、本発明に係る実施の形態２の電力変換装置においては、電圧位相検出部１０６からの位相検出信号Ｙ、指令信号Ｘ等に基づいて双方向スイッチングデバイスの第１及び第２のゲート端子（Ｇ１，Ｇ２）が駆動制御される。このように駆動制御された実施の形態２の電力変換装置は、単相交流から直流ステージを経ることなく直接的に所定の周波数を有する三相交流（指令信号Ｘに対応した三相交流）へ変換することが可能となる。
（実施の形態３）
　図１０は、本発明に係る実施の形態３の電力変換装置の構成を示すブロック図である。実施の形態３において、前述の実施の形態１及び実施の形態２における構成要素と同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付し、当該構成要素に関する詳細な説明はそれぞれの実施の形態における説明を適用する。
　実施の形態３の電力変換装置において、前述の実施の形態２の電力変換装置と異なる点は、単相交流電源１００の電圧位相を検出する電圧位相検出部１０５が、単相交流電源１００の電流位相を検出する電流位相検出部１０７に代わった点である。
　図１０に示すように、実施の形態３の電力変換装置においては、単相交流電源１００と三相の負荷１０１と波形生成部１０２とにより主回路が構成されており、波形生成部１０２が波形生成制御部１０４により駆動制御されている。したがって、電流位相検出部１０７以外の構成は、実施の形態１及び実施の形態２と実質的に同じである。
　実施の形態３の電力変換装置において、単相交流電源１００には電流位相検出部１０７が設けられており、この電流位相検出部１０７により単相交流電源１００の電流位相が検出されている。電流位相検出部１０７は、波形生成部１０２における各双方向スイッチングデバイス１０２ａ～１０２ｆに対するＰＷＭ制御を行う波形生成制御部１０４に対して位相検出信号Ｙを伝送している。ここで、電流位相検出部１０７からの位相検出信号Ｙが電流位相情報である。
　図１０に示すように、実施の形態３の電力変換装置における電流位相検出部１０７においては、単相交流電源１００の電流がＣＴ１０７ａにおいて検出される。検出された電流信号は、オペアンプ回路１０７ｂに入力されて、所定電圧（実施の形態３においては接地電圧）と比較され、その比較結果を示す位相検出信号Ｙが波形生成制御部１０４へ出力される。
　電流位相検出部１０７から出力された位相検出信号Ｙに対しては、波形生成制御部１０４の位相検出信号処理部２１（図１参照）において、電源位相検出部１０３における電圧位相検出時に生じるオフセット分、及び構成回路における信号遅れ等を補正して、入力された位相検出信号Ｙのタイミング同期遅れを補正している。
　図１０に示すように、実施の形態３の電力変換装置においては電流位相検出部１０７を用いることにより、単相交流電源１００から負荷１０１に供給される電流の連続性が明らかとなる。このため、実施の形態３の電力変換装置においては、双方向スイッチングデバイス１０２ａ～１０２ｆに電流が流れていないタイミングで波形生成部１０２におけるスイッチングモードとダイオードモードとの切換えが可能となる。この結果、実施の形態３の電力変換装置は、単相から三相へのより信頼性の高い電力直接変換を安易に、且つ高効率で実現することができる。
　実施の形態３の電力変換装置においては、単相交流電源１００からの電流位相を検出して、電流波形において電流が正の領域のときと負の領域のときで、双方向スイッチングデバイスの機能動作を逆転するよう構成されている。したがって、実施の形態３の電力変換装置においては、単相交流から、直流ステージを経ることなく直接的に三相交流に変換するダイレクトマトリックスコンバータが構成されており、制御の容易性及び低損失化を実現している。
（実施の形態４）
　図１１は、本発明に係る実施の形態４の電力変換装置の構成を示すブロック図である。実施の形態４において、前述の実施の形態１から実施の形態３における構成要素と同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付し、当該構成要素に関する詳細な説明はそれぞれの実施の形態における説明を適用する。
　実施の形態４の電力変換装置において、前述の実施の形態１の電力変換装置と異なる点は、単相交流電源１００の電源位相を検出する電源位相検出部１０３に代わり、検出された電源電圧の位相を示す電圧位相検出信号Ｙ１と、検出された電源電流の位相を示す電流位相検出信号Ｙ２とを出力する電圧・電流位相検出部１０８が設けられている点である。ここで、電圧・電流位相検出部１０８からの電圧位相検出信号Ｙ１が電圧位相情報であり、電流位相検出信号Ｙ２が電流位相情報である。
　負荷１０１が抵抗負荷の場合には、負荷力率がほぼ１であり、電圧位相及び電流位相における差がなく、電源位相の検出対象としては電圧又は電流のいずれでも問題はない。但し、抵抗負荷であっても軽負荷の場合には、電圧位相を検出対象とした前述の実施の形態２の電力変換装置の構成が好ましい。これは、負荷が軽い場合には電流値が小さく、この電流の位相を検出対象とすると、ノイズ等により電流検出系において誤動作のおそれがあるためである。電圧位相を検出対象とすると、電圧は一定であるため電圧検出系においては誤動作が少なく、精度の高い検出が可能である。
　また、抵抗負荷であっても重負荷の場合には、電流位相を検出対象とした前述の実施の形態３の電力変換装置の構成が好ましい。これは、負荷が重い場合には電流値が大きく、電流検出系の分解能が十分に確保できるためである。
　一方、負荷１０１が大容量の誘導負荷の場合、例えば大型の誘導電動機の場合には、電圧位相と電流位相とは大きなずれが生じている。
　図１２は、単相交流電源１００から入力される電圧波形Ｖと電流波形Ｉの一例を示す波形図である。図１２に示すように、電流位相は電圧位相に較べて遅れている。したがって、例えば、電圧波形Ｖにおいてゼロレベルと交差するゼロクロス点Ｖ０と電流波形Ｉのゼロレベルと交差するゼロクロス点Ｉ０の期間では、電圧が正領域、電流が負領域となり、電圧と電流が異なる領域となっている。この結果、電圧波形Ｖのゼロクロス点Ｖ０において、双方向スイッチングデバイスを、前述の図５Ａ及び図５Ｂに示したように、スイッチング動作させた場合には、ある期間において電源が短絡し、過大サージ電圧が発生するおそれがある。
　この問題を解決するために、実施の形態４の電力変換装置においては、電圧及び電流が異なる領域（正領域又は負領域）となる期間においては、波形生成部１０２の双方向スイッチングデバイスを後述するゼロベクトル電流モードとなるように駆動制御している。ゼロベクトル電流モードとは、電源電圧がゼロクロス点を超えてから電源電流がゼロクロス点を超えるまでの期間においては、それまで流れていたモータ電流が引き続き回路に流れるため、そのときのモータ電流をモータ側へ返すよう双方向スイッチングデバイスを駆動制御する環流モードである。ゼロベクトル電流モードにおける具体的な動作の一例は以下の通りである。
　図１３Ａは、ゼロベクトル電流モードにおける双方向スイッチングデバイス（Ｑ１～Ｑ６）の各ゲート端子（Ｇ１，Ｇ２）に対する電圧の印加状態（オン・オフ状態）と、そのときの各双方向スイッチングデバイス（Ｑ１～Ｑ６）の動作状態を示している。図１３Ｂは、図１３Ａに示す動作状態における波形生成部１０２の双方向スイッチングデバイス（Ｑ１～Ｑ６）における電流の流れを示している。
　図１３Ａ及び図１３Ｂに示す状態においては、第１，第３，第５の双方向スイッチングデバイスＱ１，Ｑ３，Ｑ５がダイオードモードであり、第２，第４，第６の双方向スイッチングデバイスＱ２，Ｑ４，Ｑ６がスイッチングモードのオン状態である。この状態において、誘導負荷であるモータからの電流は、図１３Ｂに示す矢印の方向に流れ、モータに環流している（ゼロベクトル電流モード）。
　このように、実施の形態４の電力変換装置においては、電圧及び電流が異なる領域（正領域又は負領域）となる期間（例えば、図１２におけるＶ０－Ｉ０期間、Ｖ１－Ｉ１期間、Ｖ２－Ｉ２期間）においては、直前のモータから流れた電流がモータへ環流するゼロベクトル電流モードで双方向スイッチングデバイスが駆動制御されている。そして、電圧及び電流が同じ領域（正領域又は負領域）となる期間、即ち、図１２に示す電圧波形Ｖと電流波形Ｉにおいては、Ｉ０－Ｖ１期間、Ｉ１－Ｖ２期間においては、通常のＰＷＭ制御が行われる。
　したがって、実施の形態４の電力変換装置においては、単相交流電源１００の電圧及び電流の各位相を検出するために電圧・電流位相検出部１０８を設けて、電圧・電流位相検出部１０８から電圧位相検出信号Ｙ１及び電流位相検出信号Ｙ２を波形生成制御部１０４に出力するよう構成されている。電圧位相検出信号Ｙ１及び電流位相検出信号Ｙ２が入力された波形生成制御部１０４は、上記の所定期間において、ＰＷＭ制御とゼロベクトル電流モードとを切り換えて各双方向スイッチングデバイスを駆動制御するよう構成されている。
　このように構成された実施の形態４の電力変換装置においては、三相の負荷１０１が大容量の誘導負荷の場合等の電圧位相と電流位相とが大きなずれを生じている場合であっても、単相交流電源１００の単相交流から直流ステージを経ることなく所定の周波数を有する三相電流を信頼性高く生成することができる。
　本発明の電力変換装置においては、動作モードとして少なくとも遮断状態（ＯＦＦ状態）、双方向通電状態（双方向ＯＮ状態）、２つの単方向通電状態（ダイオードモード状態）の機能を有する双方向スイッチングデバイスとして、例えばＧａＮのマルチゲート双方向トランジスタを使用している。図１５及び図１６に示したトランジスタとダイオードとを組み合わせた従来構成の双方向スイッチングデバイスを用いて本発明の電力変換装置を構成することは可能である。しかし、このようなトランジスタとダイオードとを組み合わせた構成では、常にダイオードとトランジスタが直列接続状態で通電されるため、通電ロスが大きく、またそれぞれの素子を組み合わせて構築する必要があるため装置が大型化し、接続手段が多く必要であるなどの問題がある。図２に示したＧａＮのマルチゲート双方向トランジスタ、及び図８Ａに示したＲＢ－ＩＧＢＴを用いた構成においては、トランジスタとダイオードとの組み合わせではなく、トランジスタ単独で構成されているため、上記のような問題は解消されている。
　本発明の電力変換装置における波形生成部においては、図４に示したように、単相交流電源と三相負荷との間の接続が３組のハーフブリッジとなるよう構成されている。本発明の電力変換装置は、単相交流電源の電源位相を検出する電源位相検出部からの位相検出信号Ｙに基づいて、図５Ａ又は図５Ｂに示したようなスイッチング動作を選択的に実行している。したがって、６個の双方向スイッチングデバイスは、単相交流電源の入力波形状態に応じて、例えば単相交流電源からの出力端子間（２本の電源線間）の電圧の大小関係に応じて、駆動制御されるよう構成されている。即ち、本発明の電力変換装置における波形生成制御部においては、電源位相検出部からの電源線間の電圧の大小関係を示す電源位相情報に基づいて波形制御部を駆動制御する。
　具体的には、電源線において電圧が低い方の端子にダイオードモードの双方向スイッチングデバイスのアノード側が接続され、電圧が高い方の端子にダイオードモードの双方向スイッチングデバイスのカソード側が接続されるよう、双方向スイッチングデバイスの第１のゲート－第１のソース間にオン信号を印加する。また、単相交流電源１００の電圧位相が反転したときには、丁度回路を裏返した状態となるように、双方向スイッチングデバイスの第２のゲート－第２のソース間にオン信号を印加する。このとき、それぞれ他方のゲート端子に印加する電圧を制御して双方向スイッチングデバイスのオン・オフ動作を行うことにより、本発明の電力変換装置において三相負荷のためのＰＷＭ制御が実現されている。
　なお、前述の各実施の形態においては、負荷が三相である場合について説明したが、本発明は負荷が三相に限定されるものではなく、単相交流電源の電源線と多相交流負荷への出力線とを双方向スイッチングデバイスにより接続するという同様の技術的特徴を適用することにより、単相交流電源から直流ステージを経ることなく多相交流を生成することが可能である。
　電動機負荷をはじめインダクタンス成分を持つ負荷を用いた場合には、その負荷のインダクタンス成分による回生エネルギーを何らかの方法で処理することが必要である。通常、この回生エネルギー処理は、各トランジスタに並列に設けられたフライホイールダイオードを介して、電源回路若しくは大容量の平滑コンデンサに回生されるのが一般的である。本発明の電力変換装置においては、双方向スイッチングデバイスを用いることにより、スイッチングモード又はダイオードモードを形成することが可能であるため、双方向スイッチングデバイスが状況に応じてフライホイールダイオードとしての機能を持つものである。このため、本発明においては、インダクタンス成分を持つ負荷を用いた場合に生じる回生エネルギーを電源回路に回生することが可能な構成となる。
　上記のように、本発明の電力変換装置における波形生成部の動作モードとして、少なくとも遮断状態（ＯＦＦ状態）、双方向通電状態（双方向ＯＮ状態）、２つの単方向通電状態の各機能を示す双方向スイッチングデバイスを用いることにより、単相交流電源の位相情報に基づいた回生エネルギー処理のためのフライホイールダイオードを構成することが可能となり、信頼性の高い電力変換回路を安易に、且つ高効率で実現することができる。
　本発明の電力変換装置においては、実施の形態３において説明したように、単相交流電源の位相を検出するために電圧位相検出手段の代わりに電流位相検出手段を設けることにより、電源から負荷に供給される電流の連続性が明らかとなり、電流が流れていないタイミングでの双方向スイッチングデバイスのモード切換えが可能となる。このため、本発明に係る電力変換装置は、単相交流から多相交流へのより信頼性の高い電力変換回路を安易に、且つ高効率で実現することができる。
　また、本発明の電力変換装置においては、実施の形態４において説明したように単相交流電源の位相を検出するために電圧位相検出手段と電流位相検出手段を合わせた機能を有する電圧・電流位相検出手段を設けることにより、負荷が大容量の誘導負荷の場合であっても、所定の周波数を有する多相電流を信頼性高く生成することができる。
　本発明の電力変換装置においては、遮断状態（ＯＦＦ状態）と双方向通電状態（双方向ＯＮ状態）のスイッチングモード、及び２つの単方向通電のダイオードモードの機能を有する双方向スイッチングデバイスを用いて波形生成部を構成することにより、単相交流から所定の周波数を有する多相交流を形成することが可能となり、制御の容易性と低損失化を実現している。
　本発明の電力変換装置は、単相交流から多相交流への電力変換において直流ステージを経ることなく容易に、且つ高効率に変換することができる信頼性の高い電源装置として有用であり、例えば空気調和機、ヒートポンプ式給湯機、冷蔵庫等の比較的大電力の多相電動機を有する各種の家庭用電気機器における電源装置として汎用性高く適用できる。
　２０　スイッチ駆動制御部
　２１　位相検出信号処理部
　２２　ＰＷＭ制御部
　１００　単相交流電源
　１０１　負荷
　１０２　波形生成部
　１０３　電源位相検出部
　１０４　波形生成制御部
　１０５　回転数検出部
　１０６　電圧位相検出部
　１０７　電流位相検出部
　１０８　電圧・電流位相検出部

Claims (11)

  1. 　単相交流電源の電源位相を検出し、検出された電源位相情報を出力する電源位相検出部と、
    　複数の双方向スイッチングデバイスを有し、前記単相交流電源の電源線と多相交流負荷への出力線とを前記双方向スイッチングデバイスにより接続して構成された波形生成部と、
    　前記電源位相検出部からの電源位相情報に基づいて前記双方向スイッチングデバイスを駆動制御するとともに、予め設定された指令信号に基づいて前記双方向スイッチングデバイスをＰＷＭ制御して、前記波形生成部から所定の周波数を有する多相交流を出力させる波形生成制御部と、
    を具備する電力変換装置。
  2. 　前記双方向スイッチングデバイスの動作モードは、遮断状態と双方向通電状態を切り換えるスイッチングモードと、２方向の単方向通電状態となるダイオードモードとを有し、
    　前記波形生成制御部は、前記電源位相検出部からの電源位相情報に基づいて前記双方向スイッチングデバイスのスイッチングモードとダイオードモードとを選択的に切り換える請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記双方向スイッチングデバイスは、少なくとも２つの制御端子を有し、
    　前記波形生成制御部は、前記電源位相検出部からの電源位相情報に基づき、電源波形における正領域と負領域のゼロクロス点を検出し、検出されたゼロクロス点において前記２つの制御端子に入力される互いの制御信号を切り換える請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 　前記波形生成制御部は、前記電源位相検出部からの電源位相情報に基づき、電源波形における正領域と負領域のゼロクロス点を検出し、検出されたゼロクロス点において、前記双方向スイッチングデバイスのダイオードモードの通電方向を切り換える請求項２に記載の電力変換装置。
  5. 　前記電源位相検出部は、前記単相交流電源の２本の電源線の電圧の大小関係を示す電源位相情報を前記波形生成制御部に出力し、前記波形生成制御部は前記電源情報に基づいて前記双方向スイッチングデバイスを駆動制御するよう構成された請求項１に記載の電力変換装置。
  6. 　前記電源位相検出部は、前記単相交流電源の電圧位相を検出するよう構成されており、前記波形生成制御部は検出された電圧位相情報に基づいて前記双方向スイッチングデバイスを駆動制御するよう構成された請求項１に記載の電力変換装置。
  7. 　前記電源位相検出部は、前記単相交流電源の電流位相を検出するよう構成されており、前記波形生成制御部は検出された電流位相情報に基づいて前記双方向スイッチングデバイスを駆動制御するよう構成された請求項１に記載の電力変換装置。
  8. 　前記電源位相検出部は、前記単相交流電源の電圧位相及び電流位相を検出するよう構成されており、前記波形生成制御部は検出された電圧位相情報及び電流位相情報に基づいて前記双方向スイッチングデバイスを駆動制御するよう構成された請求項１に記載の電力変換装置。
  9. 　前記波形生成制御部は、前記電源位相検出部からの電圧位相情報及び電流位相情報に基づき、電源電圧波形と電源電流波形において正負の領域が同じ期間において前記双方向スイッチングデバイスをＰＷＭ制御する請求項８に記載の電力変換装置。
  10. 　前記波形生成制御部は、前記電源位相検出部からの電圧位相情報及び電流位相情報に基づき、電源電圧波形と電源電流波形において正負の領域が異なる期間において多相交流負荷からの電流を当該多相交流負荷に環流するモードに前記双方向スイッチングデバイスを駆動制御する請求項８に記載の電力変換装置。
  11. 　前記双方向スイッチングデバイスは、ＳｉＣ横型双方向スイッチトランジスタ又はＧａＮ横型双方向スイッチトランジスタ、若しくはＲＢ－ＩＧＢＴ（Ｒeverse Blocking Insulated Gate Bipolar Transistor）を逆方向に並列接続して構成された請求項１に記載の電力変換装置。
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