CN104467494A - 电力转换设备以及具有电力转换设备的电动转向设备 - Google Patents

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Abstract

一种电力转换设备(2)，包括：逆变器单元(20)，该逆变器单元(20)具有对应于旋转电机(10)的绕组(15)的每个相的高电势侧开关元件和低电势侧开关元件(21-26)；电流检测单元(40)；电流获得单元(42)，电流获得单元以固定时间间隔采样时间获得电流检测值；以及控制单元(60)，该控制单元(60)基于PWM参考信号和占空比指令值来控制该开关元件。控制单元包括：相电流计算装置；电压指令值计算装置(63,64)；以及占空比计算装置(70)。相电流计算装置基于正侧和负侧的经校正电流检测值来计算校正电流。当将占空比调整至正侧时获得正侧经校正电流检测值，并且当将占空比调整至负侧时获得负侧经校正电流检测值。

Description

电力转换设备以及具有电力转换设备的电动转向设备
技术领域
本公开涉及电力转换设备以及具有电力转换设备的电动转向设备。
背景技术
通常，用于通过针对在逆变器中的DC(直流)部分所设置的电流检测装置来检测电流的逆变器装置是已知的。在通过针对逆变器中的DC部分所设置的电流检测装置来检测各个相的电流的情况下，必须在有功电压矢量时间间隔中检测电流。因此，不能在作为载波信号的PWM参考信号的峰值处执行电流检测，并且将纹波分量包括在电流检测值中。为了解决该问题，例如，在专利文献1中，获得关于载波峰值而对称的时间，将平均值用作载波峰值处的相电流检测值，并且将平均值用作载波峰值处的电流值。
在专利文献1中，必须在关于载波峰值而对称的时间处检测电流。由于采样时间间隔根据电压的幅值而变化，因此不能使采样时间间隔不变。另外，由于每个PWM周期执行四次电流检测，因此电流检测的频率高。在零电压矢量时间段长的情况下，例如施加电压小或者大的情况，无法适当地执行电流检测。
专利文献1：日本未经审查的专利申请公开No.2010-88260
发明内容
本公开的目的在于提供一种实现减少的电流失真的电力转换设备。本公开的另一个目的是提供一种具有实现减少的电流失真的电力转换设备的电动转向设备。
根据本公开的第一方面，电力转换设备包括：逆变器单元，所述逆变器单元具有布置在高电势侧上的多个高电势侧开关元件和布置在低电势侧上的多个低电势侧开关元件，所述高电势侧开关元件和所述低电势侧开关元件中的每一个都与旋转电机的绕组的多个相中的一个相对应；电流检测单元，所述电流检测单元连接于逆变器单元与DC电源的正侧或负侧之间；电流获得单元，所述电流获得单元用于以固定时间间隔的采样时间从所述电流检测单元获得电流检测值；以及控制单元，所述控制单元基于PWM参考信号和占空比指令值来控制高电势侧开关元件和低电势侧开关元件的导通操作和关断操作。所述控制单元包括：相电流计算装置，所述相电流计算装置基于所述电流检测值来计算每个相的相电流，所述每个相的相电流流经所述绕组的相中的一个相；以及电压指令值计算装置，所述电压指令值计算装置基于每个相的相电流来计算电压指令值，所述电压指令值与施加至所述绕组的电压有关；和占空比计算装置，所述占空比计算装置基于电压指令值来计算占空比指令值，其被调整成使得用于检测电流检测值的有功电压矢量时间间隔等于或长于获得电流检测值所需要的预定时间段，并且电流检测值是以固定时间检测采样时间来被检测的。所述相电流计算装置基于正侧的已校正电流检测值和负侧的电流检测值来计算作为每个相的已校正相电流的校正电流。当将占空比调整至正侧时获得正侧的已校正电流检测值作为电流检测值，而当将占空比调整至负侧时获得负侧的已校正电流检测值作为电流检测值
在本公开中，由于对占空比指令值进行调整，使得能够以预定时间间隔的采样时间检测电流检测值，因此能够利用简单的配置获得电流检测值。
对占空比进行校正，使得其中对电流检测值进行检测的有功电压矢量时间间隔变得等于或长于预定时间段。当将占空比校正至正侧时，纹波电流也波动至正侧。当将占空比校正至负侧时，纹波电流也波动至负侧。从而，在本公开中，基于当将占空比校正至正侧时的电流检测值以及当将占空比校正至负侧时的电流检测值，对各个相的电流进行校正。因此，能够适当地校正纹波电流，以便能够减小电流检测误差。由于电流检测误差减少并且电流的失真减少，因此能够减少转矩纹波、声音和振荡。
根据本公开的第二方面，电动转向设备包括：根据本公开的第一方面的电力转换设备；以及用于输出协助驾驶员的转向操作的辅助转矩的旋转电机。
在以上设备中，由于对所述占空比指令值进行调整，使得能够以预定时间间隔的采样时间检测电流检测值，因此能够利用简单的配置获得电流检测值。另外，能够适当地校正纹波电流，以便能够减少电流检测误差。由于电流检测误差减少并且电流的失真减少，因此能够减少转矩纹波、声音和振荡。
附图说明
根据参照附图所做的如下详细描述，本公开的上述和其他目的、特征和优点将变得更加明显。在附图中：
图1是示出根据本公开的第一实施方式的电动转向设备的示意图；
图2是示出根据本公开的第一实施方式的电力转换设备的配置的示意图；
图3是示出根据本公开的第一实施方式的控制单元的配置的框图；
图4是示出根据本公开的第一实施方式的占空比转换单元的配置的框图；
图5是用于说明根据本公开的第一实施方式的PWM参考信号的说明图；
图6A和图6B是用于说明在本公开的第一实施方式中的开关元件的占空比指令以及导通/关断操作的说明图；
图7A和图7B是用于说明在本公开的第一实施方式中的开关元件的占空比指令值和导通/关断操作的说明图；
图8A和图8B分别是示出占空比指令值与开关元件导通处的占空比之间的关系以及占空比指令值与施加电压之间的关系的说明图；
图9是用于说明在一个PWM周期的前半期和后半期之间切换占空比的情况下的死区时间的说明图；
图10是示出导通的开关元件与电压矢量图案之间的关系的说明图；
图11A和图11B是用于说明在本公开的第一实施方式中的电压指令值与电压矢量图案之间的关系的说明图；
图12A和图12B是用于说明在本公开的第一实施方式中的电压指令值与电压矢量图案之间的关系的说明图；
图13A和图13B是用于说明在本公开的第一实施方式中的电压指令值和电压矢量图案之间的关系的说明图；
图14是用于说明根据本公开的第一实施方式的校正处理的流程图；
图15是用于说明根据本公开的第一实施方式的校正处理的流程图；
图16是用于说明根据本公开的第一实施方式的调整处理的流程图；
图17A至图17D是用于说明在本公开的第一实施方式中在电压指令值的幅度比第一预定值小的情况下的校正处理和调整处理的说明图；
图18A至图18C是用于说明在本公开的第一实施方式中在电压指令值的幅度等于或大于第一预定值并且比第二预定值小的情况下的校正处理和调整处理的说明图；
图19A至图19C是用于说明在本公开的第一实施方式中在电压指令值的幅度等于或大于第二预定值的情况下的校正处理和调整处理的说明图；
图20是用于说明在本公开的第一实施方式中的占空比与分流电阻器之间的关系的说明图；
图21是用于说明根据本公开的第一实施方式的电流控制的说明图；
图22是用于说明根据本公开的第二实施方式的电流控制的说明图；以及
图23是用于说明根据本公开的第四实施方式的纹波电流的说明图。
具体实施方式
下文中，将参照附图描述根据本公开的电力转换设备以及使用该电力转换设备的电动转向设备。
第一实施方式
图1至图21示出了根据本公开的第一实施方式的电力转换设备以及使用该电力转换设备的电动转向设备。下文中，在多个实施方式中，相同的附图标记用于基本上相同的配置，并且其描述将不再重复。
如图1所示，电力转换设备1与作为旋转电机的电机10一起应用于例如用于辅助车辆的转向操作的电动转向设备100。
图1示出了具有电动转向设备100的转向系统90的总体配置。转向系统90是由把手(方向盘)91、转向轴92、小齿轮96、齿条轴97、车轮98、电动转向设备100等所构成的。
把手91连接至转向轴92。转向轴92设置有用于检测当驾驶员操作把手91时所提供的转向转矩的转矩传感器。在转向轴92的尖端设置有小齿轮96，并且小齿轮96与齿条轴97啮合。在齿条轴97的两端，经由横拉杆等耦接一对车轮98。
利用该配置，当驾驶员转动把手91时，连接至把手91的转向轴92转动。转向轴92的转动运动通过小齿轮96转换为齿条轴97的线性运动，以使得车轮对98以根据齿条轴97的位移量的角度进行转向。
电动转向设备100包括输出协助驾驶员进行把手91转向的辅助转矩的电机10；用于控制和驱动电机10的电力转换设备1；减少电机10的旋转并且将该旋转传送至转向轴92或齿条轴97等的减速齿轮89。
当从电池80(参照图2)提供电力时驱动电机10，以使得减速齿轮89前向/反向旋转。
电动转向设备100基于来自转矩传感器94、用于检测车辆速度的车速传感器等的信号而从电机10输出用于辅助把手91的转向的辅助转矩，并且将其传送至转向轴92或齿条轴97。
电机10是三相无刷电机并且具有转子和定子(未示出)。转子是圆柱形构件。永久磁体附着至电机的表面并且具有磁极。定子内部具有转子以便于能够相对地旋转。定子具有将每个预定角度径向地投影到内部的投影部分。围绕该投影部分，缠绕有图2所示的U相线圈11、V相线圈12以及W相线圈13。U相线圈11、V相线圈12以及W相线圈13构成绕组15。
电机10也设置有用于检测作为转子的旋转位置的电角度θ的位置传感器14。
如图2所示，电力转换设备1通过脉冲宽度调制(下文称为“PWM”)来驱动和控制电机10，并且具有逆变器单元20、作为电流检测单元的分流电阻器40，作为电流获取单元的AD转换器42，电容器50、扼流圈55，控制单元60，作为直流电源的电池80等。
逆变器单元20为三相逆变器。对六个开关元件21至26进行桥接以切换施加至U相线圈11、V相线圈12以及W相线圈13的电流。虽然本实施方式的开关元件21至26是作为一种场效应晶体管的MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)，但是也可以使用其他晶体管等。在下文中，开关元件21至26称为SW 21至26。
三个SW 21至23的漏极连接至电池80的正极侧。SW 21至23的源极分别连接至SW 24至26的漏极。SW 24至26的源极经由分流电阻器40连接至电池80的负极侧。
作为一对的SW21和SW24的连接点连接至U相线圈11的一端。作为一对的SW22和SW25的连接点连接至V相线圈12的一端。作为一对的SW23和SW26的连接点连接至W相线圈13的一端。
下文中，将布置在高电势侧的SW21至23适当地称为“上SW”，而将布置在低电势侧的SW24至26适当地称为“下SW”。必要时，相应的相也写为“U上SW 21”。在实施方式中，上SW 21至23对应于“高电势侧开关元件”，而下SW 24至26对应于“低电势侧开关元件”。
分流电阻器40设置在逆变器单元20的低电势侧与电池80的负极之间，并且检测逆变器单元20的总线电流。通过放大电路41对分流电阻器40两端之间的电压进行放大，并且经放大的电压被输出到AD转换器42。AD转换器42以预定采样时间间隔来采样并且保持该电压，并且将经AD转换的电流检测值Ic输出到控制单元60。
电容器50和扼流圈55设置在电池80和逆变器单元20之间，并且构成电源滤波器。利用该配置，减小了从共享电池80的其他装置所发送的噪声。也减小了从逆变器单元20侧发送至共享电池80的其他装置的噪声。电容器50累积电荷，从而辅助至SW 21至26的电源并且抑制噪声分量例如冲击电流。电容器50的电压Vcon是通过控制单元60获得的。
控制单元60控制整个电力转换设备1，并且是通过执行各种操作的微型计算机来构成的。
如图3所示，控制单元60具有相电流计算单元61、三相至两相转换单元62、控制器63、两相至三相转换单元64、占空比变换单元70、占空比更新单元65、三角波比较单元66等。
相电流计算单元61基于电流检测值Ic来计算U相电流Iu、V相电流Iv和W相电流Iw。下文中，将U相电流Iu、V相电流Iv、W相电流Iw适当地称为三相电流Iu、Iv和Iw。
三相至两相转换单元62基于三相电流Iu、Iv和Iw以及电角度θ、通过dq转换来计算d轴电流检测值Id和q轴电流检测值Iq。
控制器63基于d轴电流指令值Id*、q轴电流指令值Iq*、d轴电流检测值Id以及q轴电流检测值Iq来执行电流反馈操作，以计算d轴电压指令值Vd*和q轴电压指令值Vq*。具体地，计算d轴电流指令值Id*与d轴电流检测值Id之间的电流偏差ΔId以及q轴电流指令值Iq*与q轴电流检测值Iq之间的电流偏差ΔIq，并且计算电压指令值Vd*和Vq*，以使得电流偏差ΔId和ΔIq收敛至零，从而使得电流检测值Id和Iq跟随电流指令值Id*和Iq*。
两相至三相转换单元64基于电压指令值Vd*和Vq*以及电角度θ、通过逆dq变换来计算U相电压指令值Vu*、V相电压指令值Vv*以及W相电压指令值Vw*。下文中，将U相电压指令值Vu*、V相电压指令值Vv*以及W相电压指令值Vw*分别适当地称为电压指令值Vu*、Vv*和Vw*。
占空比变换单元70将电压指令值Vu*、Vv*和Vw*变换成U相占空比指令值D_U、V相占空比指令值D_V以及W相占空比指令值D_W。下文中，将U相占空比指令值D_U、V相占空比指令值D_V以及W相占空比指令值D_W适当地称为“占空比指令值D_U、D_V和D_W”或者简称为“占空比”。
如图4所示，占空比变换单元70是由死区时间补偿单元71、占空比转换单元72、电流检测时间段确保计算单元73以及电流检测时间调整计算单元74构成的。
为了避免成对的上SW 21至23和下SW 24至26同时导通，死区时间补偿单元71基于死区时间补偿量来补偿电压指令值Vu*、Vv*和Vw*，并且计算死区时间补偿值Vuc、Vvc和Vwc以便于抵偿由死区时间的影响所引起的施加至线圈11至13的电压的改变量。
占空比转换单元72将死区时间补偿值Vuc、Vvc和Vwc分别转换成占空比转换值Du_r、Dv_r和Dw_r。
为了确保其中能够获取电流检测值Ic的时间，电流检测时间段确保计算单元73校正占空比转换值Du_r、Dv_r和Dw_r，并且计算前半期占空比临时值Du_at、Dv_at和Dw_at和后半期占空比临时值Du_bt、Dv_bt和Dw_bt。
电流检测时间调整计算单元74改变中性点电压以使得电流检测值Ic能够以预定时间间隔被检测，并且计算第一周期的前半期占空比指令值Du_a1、Dv_a1和Dw_a1和第一周期的后半期占空比指令值Du_b1、Dv_b1和Dw_b1以及第二周期的前半期占空比指令值Du_a2、Dv_a2和Dw_a2和第二周期的后半期占空比指令值Du_b2、Dv_b2和Dw_b2。在实施方式中，第一周期的前半期占空比指令值Du_a1、Dv_a1和Dw_a1和第一周期的后半期占空比指令值Du_b1、Dv_b1和Dw_b1以及第二周期的前半期占空比指令值Du_a2、Dv_a2和Dw_a2和第二周期的后半期占空比指令值Du_b2、Dv_b2和Dw_b2对应于“占空比指令值D_U、D_V和D_W”。
随后将描述电流检测时间段确保计算单元73和电流检测时间调整计算单元74中的计算细节。
再参照图3，占空比更新单元65设置并且更新由占空比变换单元70所计算的占空比指令值D_U、D_V和D_W。
三角波比较单元66将占空比指令值D_U、D_V和D_W与作为三角波载波信号的PWM参考信号P进行比较，并且将用于切换SW 21至26的导通/关断状态的信号输出到驱动电路68(参照图2)。当输出U_MOS_H信号时，上SW 21导通，而下SW 24关断。当输出U_MOS_L信号时，上SW 21关断，而下SW 24导通。当输出V_MOS_H信号时，上SW 22导通，而下SW 25关断。当输出V_MOS_L信号时，上SW 22关断，而下SW 25导通。当输出W_MOS_H信号时，上SW 23导通，而下SW 26关断。当输出W_MOS_L信号时，上SW 23关断，而下SW 26导通。
在实施方式中，为了避免当成对的上SW 21和下SW 24、上SW 22和下SW 25以及上SW 23和下SW 26同时导通时发生的短路，设置死区时间段，在该死区时间段中成对的上SW 21和下SW 24、上SW 22和下SW 25以及上SW 23和下SW 26二者均关断。
图5示出了设置死区时间的方法。图5的水平轴表示时间(其未在图中写出)。在实施方式中，采用三角波比较方法。通过将由控制单元60所计算的占空比指令值D_U、D_V和D_W与PWM参考信号P进行比较，来控制SW 21至26的导通/关断操作。具体地，当占空比超过PWM参考信号P时，上SW 21至23导通。当PWM参考信号超过占空比时，下SW 24至26导通。
在实施方式中，生成通过将具有0％至100％的占空比的幅度的PWM参考信号P移至上方向所获得的针对上SW的PWM参考信号P1，和通过将该PWM参考信号P移至下方向所获得的针对下SW的PWM参考信号P2。通过基于占空比和针对上SW的PWM参考信号P1来控制上SW 21至23的导通/关断状态并且基于占空比和针对下SW的PWM参考信号P2来控制下SW 24至26的导通/关断状态，确保了死区时间。
在实施方式中，将针对上SW的PWM参考信号P1从PWM参考信号P沿上方向转移2％的量。将针对下SW的PWM参考信号P2从PWM参考信号P沿下方向转移2％的量。因此，在实施方式中，为了方便起见，占空比的范围为-2％至102％。与上SW 21至23侧的死区时间相对应的占空比为2％的量，而与下SW 24至26侧的死区时间相对应的占空比为2％的量。总计，与死区时间相对应的占空比为4％。下文中，将与死区时间相对应的占空比适当地简称为“死区时间”。考虑到有效脉冲宽度和其他因素，能够适当地设置死区时间的长度。
如图5所示，在通过使用两个PWM参考信号P1和P2来提供死区时间的情况下，不能输出比死区时间小的脉冲。因此，在从作为占空比下限的-2％的预定范围以及从作为占空比上限的102％的预定范围中，输出时的死区时间根据占空比而改变。
将参照图6A和图6B以及图7A和图7B来描述具体示例。在描述图6A和图6B以及图7A和图7B时，在PWM参考信号P的一个周期中，其中上SW 21至23导通的部分称为上SW导通占空比，而其中下SW 24至26导通的部分称为下SW导通占空比。在图中，导通占空比缩写为“OD”，而死区时间缩写为“DT”。
图6A和图6B示出了死区时间变成所设置的死区时间的情况的示例。例如，当占空比为3％时，上SW导通占空比变成通过从3％中减去作为上SW侧的死区时间量的2％所获得的1％。下SW导通占空比变成通过从97％(＝100％–3％)中减去作为关于下SW侧的死区时间量的2％所获得的95％。也就是说，由于当占空比为3％时，上SW导通占空比为1％，而下SW导通占空比为95％，因此死区时间变成作为所设置死区时间的4％。
如图6B所示，在占空比为97％的情况下，死区时间也类似于上文。
图7A和图7B示出了死区时间不变成所设置的死区时间的情况的示例。当占空比为等于或高于2％时，通过从占空比中减去作为关于上SW侧的死区时间量的2％来计算上SW导通占空比。另一方面，当占空比比2％小时，不能使上SW导通占空比小于0％。因此，例如当占空比为1％时，将关于上SW侧的死区时间设置为1％，并且当占空比为1％时，将上SW导通占空比设置为0％，以使得上SW不导通。下SW导通占空比变成通过从99％(＝100％–1％)中减去作为关于下SW侧的死区时间量的2％所获得的97％。也就是说，由于当占空比为1％时，上SW导通占空比为0％而下SW导通占空比为97％，因此死区时间变成与作为设置值的4％不同的3％。
如图7B中所示，在占空比为99％的情况下，死区时间也类似于上文。
也就是说，在占空比为2％至98％的范围中，死区时间是作为设置值的4％。然而，当占空比是作为从占空比下限的预定范围的-2％至2％以及当占空比是作为从占空比上限的预定范围的98％至102％时，死区时间比设置值小。死区时间的长度根据占空比进行改变。因此，在通过死区时间补偿单元71统一执行4％的量的死区时间补偿的情况下，执行比其中原本要执行的补偿的量更多的补偿。在-2％至2％的占空比范围以及98％至102％的占空比范围中，线电压发生失真。
图8A示出了占空比指令值D_U、D_V和D_W与上SW导通占空比和下SW导通占空比的关系，而图8B示出了占空比指令值D_U、D_V和D_W与施加电压的关系。
在实施方式中，将与对上SW 21至23的导通/关断控制有关的针对上SW的PWM参考信号P1向上转移仅2％的量。因此，如通过图8A中的实线所示，上SW导通占空比中的0％至100％对应于占空比指令值D_U、D_V和D_W的2％至102％。由于将与对下SW 24至26的导通/关断控制有关的针对下SW的PWM参考信号P2向下转移仅2％的量，因此如通过图8A中的虚线所示，在下SW导通占空比中的0％至100％对应于占空比指令的98％至-2％。
如图8B所示，当相电流为负时，如通过实线L1所示，每个相的端电压在等于或小于2％的占空比指令值处变成预定值，而在等于或高于100％的占空比指令值处变成电池电压Vb。当相电流为正时，如通过实线L2所示，每个相的端电压在等于或小于2％的占空比指令值处变成零，而在102％的占空比指令值处变成电池电压Vb。
如上所述，在通过三角波比较方法来切换SW 21至26的导通/关断操作的情况下，当输出从占空比上限的预定范围内的占空比或者从占空比下限的预定范围内的占空比时，指令电压和占空比不匹配，并且电流波形失真。
从而，在实施方式中，将由于死区时间的影响而使得指令电压和占空比不匹配的范围中(也就是说，在从作为占空比下限的-2％的预定范围或者从作为占空比上限的102％的预定范围中)的占空比设置为输出避免占空比，并且在不使用该范围中的占空比的情况下执行PWM控制。
当设置有输出避免占空比时，与包括PWM参考信号P1和P2的下端或上端的输出避免占空比相对应的时间段变成“零电压矢量”，在零电压矢量中所有上SW 21至23或者所有下SW 24至26均导通。也可以在PWM参考信号的前半期和后半期中的每一个中提供两次零电压矢量时间间隔。
将参照图9说明在三角波比较方法中的PWM周期的一个周期中改变占空比的情况。虽然在图9中将U相描述为示例，但是其他相的描述也是类似的。在实施方式中，将从PWM参考信号的下端开始到下一个下端的周期设置为“PWM周期”，而将从下端开始到上端的时间段称为“前半期”，并且从上端到下一个下端的时间段称为“后半期”。
如图9所示，当将一个PWM周期的占空比设置为50％时，能够确保死区时间为设置值。
即使当占空比在前半期和后半期之间进行切换时，在前半期中将占空比设置为例如102％，而在后半期中将占空比设置例如为-2％，在一个PWM周期中，在理论上施加等同于在利用50％的占空比执行控制的情况下的电压的电压。
然而，在PWM参考信号P1和P2上切换占空比以使得在前半期中设置102％而在后半期中设置-2％的情况下，输出与占空比切换相关联的、同时切换上SW和下SW的驱动信号。在该情况下，通过借由另一处理强制地延迟从关断状态切换至导通状态的SW的导通时间，确保了死区时间，并且避免了当上SW和下SW同时导通时所引起的短路。因此，针对从关断状态切换至导通状态的SW的驱动信号的脉冲减少了死区时间的量。
具体地，在将占空比从102％切换至-2％的情况下，减小针对下SW 24的驱动信号。在将占空比从-2％切换至102％的情况下，减小针对上SW 21的驱动信号。
从而，当占空比在PWM参考信号P1和P2上切换时，不能输出作为设置值的输出，并且线电压发生失真。
例如，在针对上SW的PWM参考信号P1的上侧将占空比从50％切换至100％的情况下，不发生伴随占空比切换的导通/关断状态的切换，从而不存在对驱动信号的脉冲的影响。
类似地，例如在针对下SW的PWM参考信号P2的下侧将占空比从50％切换至0％的情况下，不发生伴随占空比切换的导通/关断状态的切换，从而不存在对驱动信号的脉冲的影响。
接下来，将描述电压矢量图案。
如图10所示，SW 21至26的导通/关断状态的组合是八种电压矢量V0至V7。其中全部下SW 24至26导通的电压矢量V0以及其中全部上SW 21至23导通的电压矢量V7是“零电压矢量”。在零电压矢量时，线间电压为零，并且没有电压施加至线圈11至13。
电压矢量V1至V6为“有功电压矢量”。在有效电压矢量中，在其中上SW导通的相与其中下SW导通的相之间生成电压，并且将该电压施加至线圈11至13。
在作为电压矢量V1、V3和V5的奇数电压矢量中，一个上SW导通并且两个下SW导通。
在作为电压矢量V2、V4和V6的偶数电压矢量中，两个上SW导通并且一个下SW导通。
随后，将参照图11A和图11B描述三角波比较方法中的电压矢量图案。图11B示出了通过转换关于图11A中的区域“b”的电压指令值Vu*、Vv*和Vw*所获得的占空比。
如图11B所示，基于电容器电压Vcon将不同相的电压指令值Vu*、Vv*和Vw*中的每一个转换成占空比。为了简化说明，将描述基于校正处理和调整处理之前的占空比转换值Vu_r、Vv_r和Vw_r以及其中不考虑死区时间的转移之前的PWM参考信号来控制SW 21至26的导通/关断状态的示例。在如下附图中，示例将是类似的。
在图11B中所示的一个PWM周期中，电压矢量以V7→V6→V1→V0→V1→V6→V7的顺序进行切换。以这样的方式，在一个PWM周期中，电压矢量以电压矢量V7→偶数电压矢量→奇数电压矢量→电压矢量V0→奇数电压矢量→偶数电压矢量→电压矢量V7的顺序进行切换。
作为奇数电压矢量的电压矢量V1的时间间隔对应于作为时间段内的最大占空比的U相占空比与作为中间占空比的W相占空比之间的差异。
作为偶数电压矢量的电压矢量V6的时间间隔对应于作为中间占空比的W相占空比与时间段中的作为最小占空比的V相占空比之间的差异。
作为有功电压矢量的电压矢量V1与电压矢量V6的时间间隔的总和对应于作为最大占空比的U相占空比与作为最小占空比的V相占空比之间的差异。
也就是说，奇数电压矢量时间间隔、偶数电压矢量时间间隔以及有功电压矢量时间间隔中的每一个都具有根据相应占空比的差异的长度。下文中，将与奇数电压矢量时间间隔相对应的占空比的差异称为“奇数电压占空比Do”，将与偶数电压矢量时间间隔相对应的占空比的差异称为“偶数电压占空比De”，并且将与有功电压矢量时间间隔相对应的占空比的差异称为“有功电压占空比Da”。
在实施方式中，在针对DC总线所设置的分流电阻器40中检测电流。在该情况下，在有功电压矢量时间间隔中检测电流。在有功电压矢量时间间隔中所检测的电流检测值Ic对应于与导通的SW的臂的另外两个相不同的相的电流。
也就是说，在电压矢量V1中所检测的电流检测值Ic与U相电流Iu相对应，在电压矢量V2中所检测的电流检测值与W相电流Iw相对应，并且在电压矢量V3中所检测的电流检测值Ic与V相电流Iv相对应。在电压矢量V4中所检测的电流检测值Ic与U相电流Iu相对应，在电压矢量V5中所检测的电流检测值Ic与W相电流Iw相对应，并且在电压矢量V6中所检测的电流检测值Ic与V相电流Iv相对应。
在实施方式中，在一个PWM周期中，在其中能够检测到不同相的电流的两个有功电压矢量的时间处对电流检测值Ic进行检测。相电流计算单元61基于电流检测值Ic和在检测电流检测值Ic时的电压矢量来计算各个相的电流Iu、Iv和Iw。
将描述图11B中所示的示例。例如，在前半期中的电压矢量V6的时间处检测第一时间的电流检测值Ic，并且在后半期中的电压矢量V1的时间处检测第一时间的电流检测值Ic。相电流计算单元61基于第一时间的电流检测值Ic来计算V相电流Iv，并且基于第二时间的电流检测值Ic来计算U相电流Iu。由于三个相之和等于0，因此计算W相电流Iw。
在分流电阻器40中检测电流检测值Ic的情况下，必须确保其中振铃收敛的时间(例如，4.5μ秒)和其中未切换SW 21至26的导通/关断状态的保持时间。由于在本实施方式中在有功电压矢量中执行电流检测，因此必须将其中执行电流检测的有功电压矢量时间间隔的长度设置为等于或长于预定时间段。
例如，在如图11B中所示电压指令值Vu*、Vv*和Vw*相对彼此远离的情况下，有功电压矢量时间间隔长。因此，能够在有功电压矢量的时间处检测电流。
另一方面，当如图12A所示，电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度小时，有功电压矢量时间间隔短，从而不能检测电流。
如图13A所示，在即使电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度大，两个相的电压指令值也彼此接近的情况下，仅能够检测一个相的电流，并且不能计算各个相的电流Iu、Iv和Iw。在图12A和图12B以及图13A和图13B中，未示出下SW 24至26的导通/关断信号。
如上所述，有功电压矢量的每个时间间隔都具有根据相应占空比的差异的长度。从而，在实施方式中，通过由电流检测时间段确保计算单元73来校正占空比转换值Du_r、Dv_r和Dw_r，电流检测时间的有功电压矢量时间间隔变得等于或长于预定时间段。具体地，对占空比转换值Du_r、Dv_r和Dw_r进行校正，使得与用于执行电流检测的有功电压矢量时间间隔相对应的占空比的差异变成与预定时间相对应的占空比下限值。换句话说，当占空比的差异等于或大于电流检测占空比下限值Dm时，能够在与占空比的差异相对应的有功电压时间间隔中检测到电流。
将参照图14至图15的流程图描述电流检测时间段确保计算单元73中的校正处理。
在第一步骤S101(下文中，将由附图标记“S”简单地表示“步骤”)中，确定占空比转换值Du_r、Dv_r和Dw_r的量值关系。基于占空比转换值Du_r、Dv_r和Dw_r，指定校正之前的奇数电压占空比Do、偶数电压占空比De和有功电压占空比Da。
当将校正处理之前的占空比转换值Du_r、Dv_r和Dw_r中的最大占空比表示为第一占空比D1，将第二大占空比表示为第二占空比D2并且将最小占空比表示为第三占空比D3时，通过如下等式(1)、(2)和(3)来分别表示奇数电压占空比Do、偶数电压占空比De和有功电压占空比Da。
Do＝D1–D2…(1)
De＝D2–D3…(2)
Da＝D1–D3…(3)
在S102中，确定电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度是否比第一预定值Tha1小。在确定电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度小于第一预定值Tha1(S102中的“是”)的情况下，例程转至S104。在确定电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度等于或大于第一预定值Tha1(S102中的“否”)的情况下，例程转至S103。
在S103中，确定电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度是否比作为比第一预定值THa1大的值的第二预定值THa2小。在确定电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度比第二预定值THa2小(S103中的“是”)的情况下，例程转至S105。在确定电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度等于或大于第二预定值THa2(S103中的“否”)的情况下，例程转至图15中的S112。
在确定电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度等于或大于第一预定值THa1(S102中的“否”)的情况下例程所转到的S104中，通过等式(4)表示作为第一占空比D1的校正值的第一占空比校正值C1，通过等式(5)表示作为第二占空比D2的校正值的第二占空比校正值C2，并且通过等式(6)表示作为第三占空比D3的校正值的第三占空比校正值C3。
C1＝Dm+Do…(4)
C2＝0…(5)
C3＝–(Dm+De)…(6)
在S104的处理之后，例程转至图15中的S119。
在确定S101中的占空比转换值Du_r、Dv_r和Dw_r的幅值关系具有滞后作用的情况下，在S101中确定的幅值关系可以不与实际的幅值关系一致。在这样的情况下，将通过将奇数电压占空比Do增加到电流检测占空比下限值Dm所获得的值与通过从电流检测占空比下限值Dm中减去奇数电压占空比Do所获得的值相互比较，并且可以将较大值用作第一占空比校正值C1。类似地，将通过将偶数电压占空比De增加到电流检测占空比下限值Dm所获得的值与通过从电流检测占空比下限值Dm中减去偶数电压占空比De所获得的值相互比较，并且可以将通过较大值乘以-1所获得的值用作第三占空比校正值C3。
确定电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度是否比大于第一预定值THa1的第二预定值THa2小。在确定电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度比第二预定值THa2小(S103中的“是”)的情况下例程所转到的S105中，将第一占空比校正值C1设置为零。也就是说，通过等式(7)表示第一占空比D1的校正值C1。
C1＝0…(7)
在S106中，确定奇数电压占空比Do是否比通过从电流检测占空比下限值Dm中减去奇数电压占空比Do所获得的值更小。在确定奇数电压占空比Do比通过从电流检测占空比下限值Dm中减去奇数电压占空比Do所获得的值更小(S106中的“是”)的情况下，例程转至S107。在确定奇数电压占空比Do等于或大于通过从电流检测占空比下限值Dm中减去奇数电压占空比Do所获得的值(S106中的“否”)的情况下，例程转至S108。
在S107中，通过等式(8-1)获得第二占空比校正值C2。
C2＝Dm–Do…(8-1)
在S108中，将第二占空比校正值C2设置为奇数电压占空比Do(等式(8-2))。
C2＝Do…(8-2)
在实施方式中，将奇数电压占空比Do与通过从电流检测占空比下限值Dm中减去奇数电压占空比Do所获得的值进行比较，并且将较大值设置为第二占空比校正值C2。
在S107或S108之后的S109中，确定有功电压占空比Da是否比通过从电流检测占空比下限值Dm中减去有功电压占空比Da所获得的值更小。在确定有功电压占空比Da比通过从电流检测占空比下限值Dm中减去有功电压占空比Da所获得的值更小(S109中的“是”)的情况下，例程转至S110。在确定有功电压占空比Da等于或大于通过从电流检测占空比下限值Dm中减去有功电压占空比Da所获得的值(S109中的“否”)的情况下，例程转至S111。
在S110中，通过等式(9-1)获得第三占空比校正值C3。
C3＝–(Dm–Da)…(9-1)
在S111中，通过等式(9-2)获得第三占空比校正值C3。
C3＝－Da…(9-2)
在实施方式中，将有功电压占空比Da和通过从电流检测占空比下限值Dm中减去有功电压占空比Da所获得的值进行比较，并且将通过对最大值乘以－1所获得的值设置为第三占空比校正值C3。
在S110或S111中的处理之后，例程转移至图15中的S119。
在确定电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度等于或大于第二预定值Tha2(S103中的“否”)的情况下例程所转到的图15中的S112中，确定奇数电压占空比Do和偶数电压占空比De二者是否均比电流检测占空比下限值Dm小。在确定奇数电压占空比Do和偶数电压占空比De中的至少一个等于或大于电流检测占空比下限值Dm(S112中的“否”)的情况下，例程转至S112。在奇数电压占空比Do和偶数电压占空比De二者均比电流检测占空比下限值Dm小(S112中的“是”)的情况下，例程转至S113。
在S113中，通过等式(10)设置第一占空比校正值C1，通过等式(11)设置第二占空比校正值C2，并且通过等式(12)设置第三占空比校正值C3。
C1＝－Dm+Do…(10)
C2＝0…(11)
C3＝－Dm+De…(12)
在确定奇数电压占空比Do或偶数电压占空比De等于或大于电流检测占空比下限值Dm(S112中的“否”)的情况下例程所转到的S114中，确定奇数电压占空比Do是否比电流检测占空比下限值Dm小。在确定奇数电压占空比Do等于或大于电流检测占空比下限值Dm(S114中的“否”)的情况下，例程转至S116。在确定奇数电压占空比Do比电流检测占空比下限值Dm小(S114中的“是”)的情况下，例程转至S115。
在S115中，通过等式(13)表示第一占空比校正值C1，通过等式(14)表示第二占空比校正值C2，通过等式(15)表示第三占空比校正值C3。
C1＝－(Dm－Do)×0.5…(13)
C2＝(Dm－Do)×0.5…(14)
C3＝0…(15)
在确定奇数电压占空比Do等于或大于电流检测占空比下限值Dm(S114中的“否”)的情况下例程所转到的S116中，确定偶数电压占空比De是否比电流检测占空比下限值Dm小。在确定偶数电压占空比De等于或大于电流检测占空比下限值Dm(S116中的“否”)的情况下，例程转至S118。在确定偶数电压占空比De小于电流检测占空比下限值Dm(S116中的“是”)的情况下，例程转至S117.
在S117中，通过等式(16)设置第一占空比校正值C1，通过等式(17)设置第二占空比校正值C2，并且通过等式(18)表示第三占空比校正值C3。
C1＝0…(16)
C2＝(Dm-De)×0.5...(17)
C3＝-(Dm-De)×0.5...(18)
在奇数电压占空比Do和偶数电压占空比De二者均等于或大于电流检测占空比下限值Dm(S114中的“否”和S116中的“否”)的情况下例程所转到的S118中，将第一占空比校正值C1、第二占空比校正值C2和第三占空比校正值C3设置为零(等式(19))。
C1＝C2＝C3＝0…(19)
在图13中的S104、S110或或S111之后的图14中的S119或S113、S115、S117或S118中，基于第一占空比校正值C1、第二占空比校正值C2以及第三占空比校正值C3，对第一占空比D1、第二占空比D2以及第三占空比D3进行校正以计算前半期占空比临时值D1_at、D2_at和D3_at(等式(20)、(21)和(22))以及后半期占空比临时值D1_bt、D2_bt和D3_bt(等式(23)、(24)和(25))。
D1_at＝D1+C1…(20)
D2_at＝D2+C2…(21)
D3_at＝D3+C3…(22)
D1_bt＝D1－C1…(23)
D2_bt＝D2－C2…(24)
D3_bt＝D3－C3…(25)
例如，当占空比转换值Du_r、Dv_r和Dw_r满足关系Du_r>Dv_r>Dw_r时，将前半期占空比临时值Du_at、Dv_at和Dw_at和后半期占空比临时值Du_bt、Dv_bt和Dw_bt分别表示为等式(26)至(31)。
Du_at＝Du_r+C1…(26)
Dv_at＝Dv_r+C2…(27)
Dw_at＝Dw_r+C3…(28)
Du_bt＝Du_r–C1…(29)
Dv_bt＝Dv_r–C2…(30)
Dw_bt＝Dw_r–C3…(31)
通过上文，用于执行电流检测的有功电压矢量时间间隔变得等于或长于预定时间段。在实施方式中，在前半期中增加校正值C11至C13，而在后半期中减去校正值C11至C13，从而在一个PWM周期中将校正值抵偿。
在实施方式中，在电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度比第一预定值THa1小的情况下，将第一占空比校正值C1设置为通过将奇数电压占空比Do增加到电流检测占空比下限值Dm所获得的值(参考等式(4))，并且将第二占空比校正值C2设置为零(参考等式(5))。因此，与第一占空比D1有关的前半期占空比临时值D1_at和与第二占空比D2有关的前半期占空比临时值D2_at之间的差异以及与第一占空比D1有关的后半期占空比临时D1_bt和与第二占空比D2有关的后半期占空比临时值D2_bt之间的差异中的每一个都等于或大于电流检测占空比下限值Dm。
在电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度比第一预定值THa1小的情况下，将第三占空比校正值C3设置为通过将偶数电压占空比De增加到电流检测占空比下限值Dm所获得的值(参考等式(6))，并且将第二占空比校正值C2设置为零(参考等式(5))。因此，与第三占空比D3有关的前半期占空比临时值D3_at和与第二占空比D2有关的前半期占空比临时值D2_at之间的差异以及与第三占空比D3有关的后半期占空比临时D3_bt和与第二占空比D2有关的后半期占空比临时值D2_bt之间的差异中的每一个都等于或大于电流检测占空比下限值Dm。
接下来，将描述电流检测时间调整计算单元74中的调整处理。
在实施方式中，其中由电流检测时间调整计算单元74生成有功电压矢量的时间被调整，以使得由AD转换器检测电流检测值Ic的时间变成以预定时间间隔。假定由AD转换器42检测电流检测值Ic的时间处于有功电压矢量时间间隔中并且是在用于收敛振铃的时间过后的时间。
AD转换器42在一个PWM周期中以预定时间间隔对分流电阻器40两端之间的电压采样四次。在AD转换器42中的采样时间包括比PWM参考信号P的中心(下端和上端)落后检测转移时间t1的时间(例如，几μs)以及处于上述时间的中间的时间。将一个PWM周期中的第一采样时间设置为t11，将第二采样时间设置为t12，将第三采样时间设置为t13，并且将第四采样时间设置为t14。
电流检测时间调整计算单元74调整其中通过改变作为施加至线圈11至13的电压平均值的中性点电压来生成用于执行电流检测的有功电压矢量的时间，以使得t11和t12中的至少一个以及t13和t14中的至少一个变成在有功电压矢量时间间隔中的用于收敛振铃的时间过后的时间。即使当改变了中性点电压时，施加至线圈11、12和13的线电压也不改变。
将参照图16中所示的流程图来描述电流检测时间调整计算单元74中的调整处理。
在图16中所示的调整处理中，通过单个处理来计算两个PWM周期中的占空比指令值。
在S151中，确定电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度是否比第一预定值Tha1小。该处理与图14中的S102的处理类似。在确定电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度比第一预定值Tha1小(S151中的“是”)的情况下，例程转至S153。在确定电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度等于或大于第一预定值Tha1(S151中的“否”)的情况下，例程转至S152。
在S152中，确定电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度是否比第二预定值THa2小。该处理与图13中的S103的处理类似。在确定电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度比第二预定值THa2小(S152中的“是”)的情况下，例程转至S155。在确定电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度等于或大于第二预定值THa2(S152中的“否”)的情况下，例程转至S157。
在确定了电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度小于第一预定值Tha1(S151中的“是”)的情况下例程所转到的S153中，在第一周期的前半期中，执行平底调制以使得最小相的占空比变成下侧占空比设置值x15。下文中，执行调制以使得最小相的占空比变成预定值的调制方法将称为“平底调制”。在第一周期的后半期中，执行调制以使得最大相的占空比变成上侧占空比设置值x25。下文中，将执行调制以使得最大相的占空比变成预定值的调制方法称为“平顶调制”。在实施方式中，通过等式(32)来设置下侧占空比设置值x15，并且通过等式(33)来设置上侧占空比设置值x25。等式中的xd1和xd2中的每一个是从占空比的中心值的转移量并且根据电流检测时间而被设置。在实施方式中，满足xd1＝xd2＝4[％]。
x15[％]＝50+xd1…(32)
x25[％]＝50–xd2…(33)
例如，在第一周期的前半期中，当前半期占空比临时值Du_at、Dv_at和Dw_at满足关系Du_at>Dv_at>Dw_at并且执行54％的平底调制时，通过等式(34)、(35)和(36)分别表示第一周期中的前半期占空比指令值Du_a1、Dv_a1和Dw_a1。
Du_a1[％]＝Du_at-Dw_at+54...(34)
Dv_a1[％]＝Dv_at-Dw_at+54...(35)
Dw_a1[％]＝Dw_at-Dw_at+54...(36)
在第一周期的后半期中，当后半期占空比临时值Du_bt、Dv_bt和Dw_bt满足关系Du_bt>Dv_bt>Dw_bt并且执行46％的平顶调制时，通过等式(37)、(38)和(39)分别表示第一周期中的后半期占空比指令值Du_b1、Dv_b1和Dw_b1。
Du_b1[％]＝Du_bt-Du_bt+46...(37)
Dv_b1[％]＝Dv_bt-Du_bt+46...(38)
Dw_b1[％]＝Dw_bt-Du_bt+46...(39)
在S154中，在第二周期的前半期中，执行调制，使得处于中点的占空比(图中写为“中点占空比”)变成中间占空比设置值x31。在第二周期的后半期中，执行调制，使得处于中点的占空比变成中间占空比设置值x32。在实施方式中，通过等式(37)和(38)分别表示中间占空比设置值x31和x32。等式中的xd3和xd4中的每一个是从占空比的中心值的转移量并且根据电流检测时间而被设置。在实施方式中，设置xd3＝xd4＝4[％]。虽然在实施方式中设置xd1＝xd2＝xd3＝xd4＝4[％]，但是能够适当地设置转移量xd1至xd4。
x31＝50+xd3...(37)
x32＝50-xd4...(38)
例如，在第二周期的前半期中，当前半期占空比临时值Du_at、Dv_at和Dw_at满足关系Du_at>Dv_at>Dw_at并且将中间占空比设置值设置为54％时，通过等式(39)、(40)和(41)分别表示第二周期中的前半期占空比指令值Du_a2、Dv_a2和Dw_a2。
Du_a2[％]＝Du_at-Dv_at+54...(39)
Dv_a2[％]＝Dv_at-Dv_at+54...(40)
Dw_a2[％]＝Dw_at-Dv_at+54...(41)
在第二周期的后半期中，当后半期占空比临时值Du_bt、Dv_bt和Dw_bt满足关系Du_bt>Dv_bt>Dw_bt并且将中间占空比设置为46％时，通过等式(42)、(43)和(44)分别表示第二周期中的后半期占空比指令值Du_b2、Dv_b2和Dw_b2。
Du_b2[％]＝Du_bt-Dv_bt+46...(42)
Dv_b2[％]＝Dv_bt-Dv_bt+46...(43)
Dw_b2[％]＝Dw_bt-Dv_bt+46...(44)
在S153和S154中，执行调制，使得电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度比第一预定值THa1小，并且每个相的占空比变成约50％，在PWM参考信号P的上端和下端处确保等于或长于预定时间段的零电压矢量时间段。
在确定电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度等于或大于第一预定值THa1(S151中的“否”)并且比第二预定值THa2小(S152中的“是”)的情况下例程所转到的S155中，在第一周期的前半期中，执行平底调制，使得最小相的占空比变成占空比下限值x11。在第一周期的后半期中，执行调制，使得处于中点的占空比变成中间占空比设置值x32。
占空比下限值x11是根据死区时间的值。在实施方式中，将占空比下限值x11设置为4％。通过操作，能够确保作为零电压矢量时间段的电压矢量时间段V7在包括PWM参考信号P的下端的预定时间段中。
例如，在第一周期的前半期中，当前半期占空比临时值Du_at、Dv_at和Dw_at满足关系Du_at>Dv_at>Dw_at并且执行4％的平底调制时，通过等式(45)、(46)和(47)分别表示第一周期中的前半期占空比指令值Du_a1、Dv_a1和Dw_a1。
Du_a1[％]＝Du_at-Dw_at+4...(45)
Dv_a1[％]＝Dv_at-Dw_at+4...(46)
Dw_a1[％]＝Dw_at-Dw_at+4...(47)
在第一周期的后半期中，当后半期占空比临时值Du_bt、Dv_bt和Dw_bt满足关系Du_bt>Dv_bt>Dw_bt并且中间占空比设置值为46％时，通过等式(48)、(49)和(50)分别表示第一周期中的后半期占空比指令值Du_b1、Dv_b1和Dw_b1。
Du_b1[％]＝Du_bt-Dv_bt+46...(48)
Dv_b1[％]＝Dv_bt-Dv_bt+46...(49)
Dw_b1[％]＝Dw_bt-Dv_bt+46...(50)
在S156中，如在第一周期中，在第二周期的前半期中，执行平底调制，使得最小相的占空比变成占空比下限值x11。在第二周期的后半期中，执行调制，使得处于中点的占空比变成中间占空比设置值x32。也就是说，通过等式(51)至(56)分别表示第二周期的前半期占空比指令值Du_a2、Dv_a2和Dw_a2和后半期占空比指令值Du_b2、Dv_b2和Dw_b2。
Du_a2＝Du_a1...(51)
Dv_a2＝Dv_a1...(52)
Dw_a2＝Dw_a1...(53)
Du_b2＝Du_b1...(54)
Dv_b2＝Dv_b1...(55)
Dw_b2＝Dw_b1...(56)
在S155和S156中，电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度比第二预定值THa2小，在前半期中执行4％的平底调制，并且在后半期中执行调制，使得处于中点的占空比变成约50％。因此，能够在PWM参考信号的上端和下端确保等于或长于预定时间段的零电压矢量时间段。
在确定电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度等于或大于第二预定值THa2(S152中的“否”)的情况下例程所转到的S157中，在第一周期的前半期中，执行平底调制，使得最小相的占空比变成占空比下限值x11。在第一周期的后半期中，执行平顶调制，使得最大相的占空比变成占空比上限值x21。占空比上限值x21是根据死区时间的值。在实施方式中，将占空比上限值x21设置为96％。通过操作，能够在包括PWM参考信号P的下端的预定时间段以及包括上端的预定时间段中确保零电压矢量时间段。
例如，在第一周期的后半期中，当后半期占空比临时值Du_bt、Dv_bt和Dw_bt满足关系Du_bt>Dv_bt>Dw_bt并且执行96％的平顶调制时，通过等式(57)、(58)和(59)分别表示第一周期中的后半期占空比指令值Du_b1、Dv_b1和Dw_b1。第一周期的前半期占空比指令值Du_a1、Dv_a1和Dw_a1分别与S155中的等式(45)、(46)和(47)类似。
Du_b1[％]＝Du_bt–Du_bt+96…(57)
Dv_b1[％]＝Dv_bt–Du_bt+96…(58)
Dw_b1[％]＝Dw_bt–Du_bt+96…(59)
在S158中，如在第一周期中那样，在第二周期的前半期中，执行平底调制，使得最小相的占空比变成占空比下限值x11。在第二周期的后半期中，执行平顶调制，使得最大相的占空比变成占空比上限值x21。也就是说，通过如在S156中的等式(51)至(56)表示第二周期的前半期占空比指令值Du_a2、Dv_a2和Dw_a2和后半期占空比指令值Du_b2、Dv_b2和Dw_b2。
也就是说，在实施方式中，在电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度比第一预定值THa1小的情况下，通过执行在作为奇数周期的第一周期与作为偶数周期的第二周期之间不同的调整处理，在第一周期中的占空比指令值与在第二周期中的占空比指令值不同。在电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度等于或大于第一预定值THa1的情况下，在第一周期中的占空比指令值与第二周期中的占空比指令值相等。
将参照图17A至图17D到图19A至图19C描述实施方式的校正处理和调整处理的具体示例。
图17A至图17D示出了在电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度比第一预定值Tha1小的情况下的示例。图18A至图18C示出了在电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度等于或大于第一预定值Tha1并且小于第二预定值Tha2的情况下的示例。图19A至图19C示出了在电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度等于或大于第二预定值Tha2的情况下的示例。在如下附图中，将主要描述上SW21至23的导通/关断操作。为了简化描述，假定PWM参考信号是图5所示的转移之前的PWM参考信号P并且占空比的范围为0％至100％。
在图17A至图17D中，校正之前的占空比转换值Du_r、Dv_r和Dw_r满足关系Dv_r>Du_r>Dw_r的关系。
如图17A所示，在基于校正之前的占空比转换值Du_r、Dv_r和Dw_r对SW 21至26的导通/关断状态进行控制的情况下，有功电压矢量时间段短，并且不能检测各个相的电流Iu、Iv和Iw。
因此，在实施方式中，如图17B所示，为了确保其中能够检测电流的有功电压矢量时间间隔，对占空比转换值Du_r、Dv_r和Dw_r进行校正。具体地，对作为其中占空比转换值最大的的相的V相的占空比进行向上校正，以设置V相的前半期占空比临时值Dv_at，使得在第一周期的前半期中的、其中执行电流检测的电压矢量时间段V2与在第二周期的前半期中的、其中执行电流检测的电压矢量时间段V3二者均变成其中能够检测电流的时间段。对作为最小占空比转换值的相的W相的占空比进行向下校正，以设置W相的前半期占空比临时值Dw_at。
对作为其中占空比转换值最大的相的V相的占空比进行向下校正，以设置V相的后半期占空比临时值Dv_bt，使得在第一周期的后半期中的、其中执行电流检测的电压矢量时间段V5与在第二周期的后半期中的、其中执行电流检测的电压矢量时间段V6二者均变成其中能够检测电流的时间段。对作为最小占空比转换值的相的W相的占空比进行向上校正，以设置W相的后半期占空比临时值Dw_bt。
在电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度比第一预定值Tha1小的情况下，不校正作为其中占空比转换值处于中点的相的U相的占空比。因此，U相的前半期占空比转换值Du_at和后半期占空比转换值Du_bt等于占空比转换值Du_r。
通过以上操作，将V上SW 22从导通状态切换至关断状态的时间以及将其从关断状态切换至导通状态的时间向后移。将W上SW 23从导通状态切换至关断状态的时间以及将其从关断状态切换至导通状态的时间向前移。此时，在校正之前和之后，不改变其中V上SW 22和W上SW23导通的时间段。
对V相和W相的占空比进行校正，使得它们的量值相等，并且校正方向在前半期和后半期之间相反。由于在前半期中通过校正的施加电压改变与在后半期中通过校正的施加电压改变彼此抵偿，因此在一个PWM周期中，不存在校正之前和校正之后的施加电压的改变。
如图17C和图17D中所示，执行调整处理，使得能够不考虑电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度，基于由AD转换器42在预定采样时间t11、t12、t13和t14处采样且保持的值来计算各个相的电流Iu、Iv和Iw。
具体地，如图17C所示，在第一周期的前半期中，执行平底调制，使得作为最小占空比的W相的前半期占空比指令值Dw_a1变成下侧占空比设置值x15(在实施方式中为54％)。在第一周期的后半期中，执行平顶调制，使得作为最大相的占空比的W相的后半期占空比指令值Dv_b1变成上侧占空比设置值x25(在实施方式中为46％)。
如图17D中所示，在第二周期的前半期中，执行调制，使得作为处于中点的占空比的U相的前半期占空比指令值Du_a2变成中间占空比设置值x31(在实施方式中为54％)。在第二周期的后半期中，执行调制，使得作为处于中点的占空比的U相的后半期占空比指令值Du_b2变成中间占空比设置值x32(在实施方式中为46％)。此时，在前半期和后半期中的电压矢量时间间隔V0和电压矢量时间间隔V7变成等于或长于最短时间Tm。在此，电压矢量时间间隔V0对应于第一电压矢量时间间隔，并且电压矢量时间间隔V7对应于第二电压矢量时间间隔。
如上所述，在一个PWM周期中的采样时间为t11至t14，在t11处采样的电流检测值为Ic11，在t12处采样的电流检测值为Ic12，在t13处采样的电流检测值为Ic13并且在t14处采样的电流检测值为Ic14。在图17C和图17D以及其他附图中，指示用于计算各个相的电流Iu、Iv和Iw的采样时间的箭头由圆圈包围。
如图17C所示，在第一周期中的第一采样时间t12处检测的电流检测值Ic12是在电压矢量时间间隔V2中检测的值，并且是在将W相的占空比校正至负侧时的值。在第四采样时间t14处检测的电流检测值Ic14是在电压矢量时间间隔V5中检测的值，并且是在将W相的占空比校正至正侧时的值。在实施方式中，基于当将W相的占空比校正至负侧时的电流检测值Ic12以及当将占空比校正至正侧时的电流检测值Ic14，相电流计算单元61计算W相电流Iw。
如图17D所示，在第二周期中的第二采样时间t12处检测的电流检测值Ic12是在电压矢量时间间隔V3中检测的值，并且是在将V相的占空比校正至正侧时的值。在第四采样时间t14处检测电流检测值Ic14是在电压矢量时间间隔V6中检测的值，并且是在将V相的占空比校正至下侧时的值。在实施方式中，基于当将V相的占空比校正至正侧时的电流检测值Ic12以及当将占空比校正至负侧时的电流检测值Ic14，相电流计算单元61计算V相电流Iv。
在实施方式中，在电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度比第一预定值THa1小的情况下，利用当将占空比校正至正侧时的电流检测值以及当将占空比校正至负侧时的电流检测值，相电流计算单元61对各个相的电流Iu、Iv和Iw执行纹波校正处理。随后将描述纹波校正处理的细节。
在第一采样时间t11处检测的电流检测值Ic11和在第三采样时间t13处检测的电流检测值Ic13用于偏差校正。
图18A至图18C示出了其中电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度等于或大于第一预定值THa1并且比第二预定值THa2小，并且校正之前的占空比转换值Du_r、Dv_r和Dw_r满足关系Du_r>Dv_r>Dw_r的示例。
如图18A所示，在电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度等于或大于第一预定值THa1并且比第二预定值THa2小的情况下，当基于校正之前的占空比转换值Du_r、Dv_r和Dw_r来控制SW21至26的导通/关断状态时，有效电压矢量时间段短并且不能检测各个相的电流Iu、Iv和Iw。
因此，在实施方式中，如图18B所示，为了确保其中能够检测电流的有功电压矢量时间间隔，对占空比转换值Du_r、Dv_r和Dw_r进行校正。具体地，在前半期中，对作为其中占空比转换值最小的相的W相的占空比进行向下校正，以设置W相的前半期占空比临时值Dw_at，使得用于执行电流检测的电压矢量V2变得等于或长于其中能够检测电流的时间段。此时，对V相的占空比进行向上校正，使得用于执行电流检测的电压矢量时间间隔V2不变得较短，并且V相的前半期占空比临时值Dv_at变得比U相的前半期占空比临时值Du_at大。
在后半期中，对其中占空比转换值处于中点的V相的占空比进行向下校正，以设置后半期占空比临时值Dv_bt，使得用于执行电流检测的电压矢量V6变得等于或长于其中能够检测电流的时间段。此时，对占空比转换值Dw_r进行向上校正，使得用于执行电流检测的电压矢量时间间隔V6不变得较短，并且W相的后半期占空比临时值Dw_bt变得比U相的后半期占空比临时值Du_bt大。
在电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度等于或大于第一预定值THa1并且比第二预定值THa2小的情况下，不校正作为最大占空比转换值的相的U相的占空比。因此，U相的前半期占空比临时值Du_at和后半期占空比临时值Du_bt等于占空比转换值Du_r。
通过以上操作，将V上SW22从导通状态切换至关断状态的时间和将其从关断状态切换至导通状态的时间向后移。将W上SW 23从导通状态切换至关断状态的时间和将其从关断状态切换至导通状态的时间向前移。此时，在校正之前和校正之后，不改变其中V上SW 22和W上SW23导通的时间段。
对V相和W相的占空比进行校正，使得它们的幅值相等并且校正方向在前半期与后半期之间相反。由于在前半期中借由校正的施加电压改变和在后半期中借由校正的施加电压改变彼此抵偿，因此在一个PWM周期中，不存在校正之前和校正之后施加电压的改变。
如图18C所示，执行调整处理，以使得能够不考虑电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度，基于由AD转换器42在预定时间间隔的采样时间t11、t12、t13和t14处所采样且保持的值来计算各个相的电流Iu、Iv和Iw。具体地，在前半期中，执行平底调制，使得作为最小占空比的W相的前半期占空比指令值Dw_a变成占空比下限制x11。在后半期中，执行平底调制，使得作为最小相的占空比的V相的后半期占空比指令值Dv_b变成下侧占空比设置值x12。通过操作，在前半期中的电压矢量时间间隔V7变成最短时间Tm。在前半期中的电压矢量时间间隔V0和在后半期中的电压矢量时间间隔V0和V7变成等于或长于最短时间Tm。
在图18C中，在第一采样时间t11处所检测的电流检测值Ic11是在电压矢量时间间隔V2中所检测的值，以便在相电流计算单元61中基于电流检测值Ic11来计算W相电流Iw。由于在第四采样时间t14处所检测的电流检测值Ic14是在电压矢量时间间隔V6中所检测的值，因此在相电流计算单元61中基于电流检测值Ic14来计算V相电流Iv。基于V相电流Iv和W相电流Iw来计算U相电流Iu。
在第二采样时间t12处检测的电流检测值Ic12和在第三采样时间t13处检测的电流检测值Ic13用于偏差校正。
图19A至图19C示出了如下示例：其中电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度等于或大于第二预定值Tha2，U相占空比转换值Du_r为最大，V相的占空比转换值Dv_r和W相的占空比转换值Dw_r几乎相等，并且偶数电压占空比De等于或小于电流检测占空比下限值Dm。在该情况下，满足Dv_r>Dw_r。
如图19A所示，在基于校正之前的占空比转换值Du_r、Dv_r和Dw_r来控制SW 21至26的导通/关断状态的情况下，虽然能够在电压矢量时间间隔V1中对U相电流Iu进行检测，但是不能对V相电流Iv和W相电流Iw进行检测。
从而，在实施方式中，如图19B所示，为了确保其中能够检测电流的有功电压矢量时间间隔，对占空比转换值Du_r、Dv_r和Dw_r进行校正。具体地，在前半期中，对其中占空比转换值处于中点的V相的占空比进行向上校正以变成V相的前半期占空比临时值Dv_at，并且作为最小占空比转换值的相的W相的占空比被向下校正至W相的前半期占空比临时值Dw_at，使得时间段变成其中用于电流检测的电压矢量V2能够检测电流的时间段。
在后半期中，为了抵偿后半期的校正量，将V相的占空比向下校正为V相的后半期占空比临时值Dv_bt。将W相的占空比向上校正为W相的后半期占空比临时值Dw_bt。
在示例中，不校正最大占空比转换值的U相的占空比。因此，U相的前半期占空比转换值Du_at和后半期占空比转换值Du_bt等于占空比转换值Du_r。
通过以上操作，将V上SW22从导通状态切换至关断状态的时间和将其从关断状态切换至导通状态的时间向后移。将W上SW 23从导通状态切换至关断状态的时间和将其从关断状态切换至导通状态的时间向前移。此时，在校正之前和校正之后，不改变其中V上SW 22和W上SW23导通的时间段。
对V相和W相的占空比进行校正，使得它们的幅值相等并且校正方向在前半期与后半期之间相反。由于在前半期中通过校正的施加电压改变和在后半期中通过校正的施加电压改变彼此抵偿，因此在一个PWM周期中，不存在校正之前和校正之后施加电压的改变。
如图19C所示，执行调整处理，使得能够不考虑电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度，基于由AD转换器42以预定时间间隔在采样时间t11、t12、t13和t14处所采样且保持的值来计算各个相的电流Iu、Iv和Iw。具体地，在前半期中，执行平底调制，使得作为最小占空比的W相的前半期占空比指令值Dw_a变成占空比下限值x11。在后半期中，执行平顶调制，使得作为最大相的占空比的U相的后半期占空比指令值Du_b变成占空比上限值x21。因此，在前半期中的电压矢量时间间隔V7和在后半期中的电压矢量时间间隔V0变成最短时间Tm。在前半期中的电压矢量时间间隔V0和在后半期中的电压矢量时间间隔V7变成等于或长于最短时间Tm。
在图19C中，在第一采样时间t11处检测的电流检测值Ic11是在电压矢量时间间隔V2中检测的值，使得在相电流计算单元61中基于电流检测值Ic11来计算W相电流Iw。由于在第三采样时间t13处检测的电流检测值Ic13是在电压矢量时间间隔V1中检测的值，因此在相电流计算单元61中基于电流检测值Ic13来计算U相电流Iu。基于U相电流Iu和W相电流Iw来计算V相电流Iv。
在第二采样时间t12处检测的电流检测值Ic12和在第四采样时间t14处检测的电流检测值Ic14用于偏差校正。
将描述用于计算各个相的电流Iu、Iv和Iw的电流检测值与电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度之间的关系。
在实施方式中，不考虑电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度，基于不改变采样时间t11、t12、t13和t14的情况下由AD转换器42所检测的电流检测值，能够计算各个相的电流Iu、Iv和Iw。
如参照图17C所描述的，在电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度比第一预定值Tha1小的情况下，相电流计算单元基于在第二采样时间t12检测的电流检测值Ic12和在第四采样时间t14检测的电流检测值Ic14来计算各个相的电流Iu、Iv和Iw。
如参考图18C所描述的，在电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度等于或大于第一预定值Tha1并小于第二预定值Tha2的情况下，相电流计算单元61基于在第一采样时间t11处检测的电流检测值Ic11以及在第四采样时间t14处检测的电流检测值Ic14来计算各个相的电流Iu、Iv和Iw。
如参照图19C所述，在电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度等于或大于第二预定值Tha2的情况下，相电流计算单元61基于在第一采样时间t11处检测的电流检测值Ic11和在第三采样时间t13处检测的电流检测值Ic13来计算各个相的电流Iu、Iv和Iw。
也就是说，在实施方式中，根据电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度来切换在预定时间间隔的采样时间处检测的电流检测值Ic11至Ic14中用于计算各个相的电流Iu、Iv和Iw的值。
在实施方式中，将包括占空比的上限或下限的预定范围称为输出避免占空比，其中死区时间的长度通过所述预定范围而改变。具体地，将比占空比下限值x11(例如，4％)小的占空比和比占空比上限值x21(例如，96％)大的占空比设置为输出避免占空比。因此，在与包括PWM参考信号P的上端和下端的输出避免占空比相对应的时间段中，执行调整处理以实现零电压矢量，在该零电压矢量中所有上SW 21至23导通或者所有下SW 24至26导通。换句话说，在前半期和后半期中的每一个中设置两次零电压矢量时间间隔。因此，死区时间长度通过其改变的输出避免占空比不被输出，以便能够预防伴随死区时间长度改变的电流失真，并且也能够减少转矩波动、声音和振荡。
接下来，将参照图20描述流到分流电阻器40中的电流。图20示意性地示出了其中电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度比第一预定值THa1小的各个相的占空比。在图20以及之后的附图中，PWM的第一周期写为“PWM1”，而第二周期写为“PWM2”。
在实施方式中，在单个分流电阻器40中执行电流检测，使得在有功电压矢量时间段中执行电流检测。换句话说，在不是PWM参考信号P的峰值的时间处执行电流检测。
在PWM参考信号P的峰值处执行电流检测的情况下，在相电流Iu、Iv和Iw的每一个中的纹波的将近中心处执行电流检测，使得其不易被纹波所影响。
另一方面，在如实施方式中由单个分流电阻器40在不处于PWM参考信号P的峰值处的时间执行电流检测的情况下，用于计算各个相的电流Iu、Iv和Iw的电流检测值Ic包括纹波的影响。在对占空比进行向上校正的情况下，纹波电流向上波动。在对占空比进行向下校正的情况下，纹波电流向下波动。
在实施方式中，对占空比进行校正，使得用于执行电流检测的有功电压矢量时间间隔变得等于或长于其中能够检测电流的预定时间段。
例如，将描述W相电流Iw。在前半期中在负方向上对W相电流Iw进行校正，并且在后半期中在正方向上对W相电流Iw进行校正。在实施方式中，基于其中在负方向上执行校正的前半期中的预定时间tsa处检测的电流检测值Im以及其中在正方向上执行校正的后半期中的预定时间tsb处检测的电流检测值Ip，来计算纹波的中心电流Ia，并且将中心电流Ia设置为校正电流Iwc。以这样的方式，能够减少由于纹波的影响而造成的电流检测误差。在图20的示例中，“其中在正方向上执行校正的后半期中的预定时间tsb处检测的电流检测值Ip”对应于“正侧校正时的电流检测值”，并且“其中在负方向上执行校正的前半期中的预定时间tsa处检测的电流检测值Im”对应于“负侧校正时的电流检测值”。
如通过等式(61)表示的中心电流Ia是前半期中的电流检测值Im和后半期中的电流检测值Ip的平均值。
Ia＝(Im+Ip)×0.5...(61)
图21是用于说明当电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度比第一预定值THa1小时的电流控制的图。PWM奇数周期(PWM1和PWM3)对应于参照图17C描述的第一周期，并且PWM偶数周期(PWM2和PWM4)对应于参照图17D描述的第二周期。
在图21中，将在第一周期中的采样时间t12处的电流检测值表示为Iw(-)，并且在采样时间t14处的电流检测值表示为Iw(+)。在第二周期中的采样时间t12处的电流检测值表示为Iv(+)，并且在采样时间t14处的电流检测值表示为Iv(-)。
如图21所示，在电压矢量时间间隔V2中在负方向上对第一PWM周期的前半期中检测的电流检测值Iw(-)的W相进行校正。在电压矢量时间间隔V5中在正方向上对第一PWM周期的前半期中检测的电流检测值Iw(+)的W相进行校正。在实施方式中，将电流检测值Iw(-)和Iw(+)的平均值设置为校正电流Iwc作为经校正的W相电流。第三PWM周期与上述类似。
在电压矢量时间间隔V3中在正方向上对在第二PWM周期的前半期中检测的电流检测值Iv(+)的V相进行校正。在电压矢量时间间隔V6中在负方向上对第二PWM周期的后半期中检测的电流检测值Iv(-)的V相进行校正。在实施方式中，将电流检测值Iv(+)和Iv(-)的平均值设置为V相校正电流Ivc作为经校正的V相电流。第四PWM周期与上述类似。
基于V相校正电流Ivc和W相校正电流Iwc，计算U相校正电流Iuc作为经校正的U相电流。
在实施方式中，基于第一周期的电流检测值Iw(+)和Iw(-)来计算W相校正电流Iwc，并且基于第二周期的电流检测值Iv(+)和Iv(-)来计算V相校正电流Ivc。基于W相校正电流Iwc和V相校正电流Ivc、通过“三个相之和＝0”来计算U相校正电流Iuc。也就是说，在实施方式中，每两个周期计算校正电流Iuc、Ivc和Iwc，并且执行电流控制。在图21的示例中，基于第一周期和第二周期的电流检测值Iw(-)、Iw(+)、Iv(+)和Iv(-)来计算校正电流Iuc、Ivc和Iwc，并且基于所计算的校正电流Iuc、Ivc和Iwc，计算第一周期的前半期占空比指令值Du_a1、Dv_a1和Dw_a1、第一周期的后半期占空比指令值Du_b1、Dv_b1和Dw_b1、第二周期的前半期占空比指令值Du_a2、Dv_a2和Dw_a2以及第二周期的后半期占空比指令值Du_b2、Dv_b2和Dw_b2。
所计算的第一周期的占空比指令值Du_a1、Dv_a1、Dw_a1、Du_b1、Dv_b1和Dw_b1用于控制第五周期，并且第二周期的占空比指令值Du_a2、Dv_a2和Dw_a2用于控制第六周期。也就是说，基于第(2n-1)周期和第(2n)周期中的电流检测值所计算的占空比指令值用于第(2n+3)周期和第(2n+4)周期的控制。
在图21的示例中，电流检测值Iw(+)和Iv(+)对应于“关于正侧校正的电流检测值”，并且电流检测值Iw(-)和Iv(-)对应于“关于负侧校正的电流检测值”。
如上所具体描述，电力转换设备1具有逆变器单元20、分流电阻器40、AD转换器42以及控制单元60。
逆变器单元20包括布置在高电势侧的上SW 21至23以及布置在低电势侧的下SW 24至26。分流电阻器40连接于逆变器单元20和电池80的负侧之间。AD转换器42在预定时间间隔的采样时间从分流电阻器40获得电流检测值Ic。
控制单元60基于PWM参考信号P以及占空比指令值来控制上SW21至23以及下SW24至26的导通/关断操作。
控制单元60具有相电流计算单元61、控制器63、两相至三相转换单元64以及占空比变换单元70。
相电流计算单元61基于电流检测值Ic来计算被传递到绕组15的相的各个相的电流Iu、Iv和Iw。
控制器63基于各个相的电流Iu、Iv和Iw来计算d轴电压指令值Vd*和q轴电压指令值Vq*。两相至三相转换单元64基于d轴电压指令值Vd*和q轴电压指令值Vq*、根据施加至U相线圈11、V相线圈12和W相线圈13的电压来计算电压指令值Vu*、Vv*和Vw*。
占空比变换单元70计算经调整的占空比指令值Du_a1、Dv_a1、Dw_a1、Du_b1、Dv_b1、Dw_b1、Du_a2、Dv_a2、Dw_a2、Du_b2、Dv_b2和Dw_b2，使得用于检测电流检测值Ic的有功电压矢量时间间隔变得等于或长于预定时间段，并且电流检测值Ic能够在采样时间被检测。
基于在同一相中当将占空比校正至正侧时作为电流检测值的正侧校正时的电流检测值Iw(+)和Iv(+)以及当将占空比校正至负侧时作为电流检测值的负侧校正时的电流检测值Iw(-)和Iv(-)，相电流计算单元61计算校正电流Iuc、Ivc和Iwc作为各个相的电流Iu、Iv和Iw。
在实施方式中，对占空比指令值进行调整，使得能够以预定时间间隔的采样时间检测电流检测值Ic，以便能够利用简单的配置来获得电流检测值Ic。
对占空比进行校正，使得其中对电流检测值Ic进行检测的有功电压矢量时间间隔变得等于或长于预定时间段。当将占空比校正至正侧时，纹波电流也波动至正侧。当将占空比校正至负侧时，纹波电流也波动至负侧。基于当将占空比校正至正侧时的电流检测值Iw(+)和Iv(+)以及当将占空比校正至负侧时的电流检测值Iw(-)和Iv(-)，计算校正电流Iuc、Ivc和Iwc作为各个相的经校正电流Iu、Iv和Iw。由于能够以这样的方式适当地校正纹波电流，因此电流检测误差减少。由于电流检测误差减少并且电流的失真减少，因此能够减少转矩纹波、声音和振荡。
相电流计算单元61基于电流检测值Iw(+)和Iw(-)的平均值计算W相校正电流Iwc。相电流计算单元61基于电流检测值Iv(+)和Iv(-)的平均值计算V相校正电流Ivc。由于三个相之和＝0，因此相电流计算单元61基于V相校正电流Ivc和W相校正电流Iwc的平均值计算U相校正电流Iuc。
以这样的方式，能够通过简单的计算适当地计算纹波经校正的校正电流Iuc、Ivc和Iwc。
占空比变换单元70具有占空比转换单元72、电流检测时间段确保计算单元73以及电流检测时间调整计算单元74。
占空比转换单元72将电压指令值Vu*、Vv*和Vw*转换成占空比转换值Du_r、Dv_r和Dw_r。
电流检测时间段确保计算单元73对占空比转换值Du_r、Dv_r和Dw_r进行校正，使得在一个或更多个预定的多个PWM参考信号P的周期中的前半期和后半期中，有功电压矢量时间间隔变得等于或长于预定时间段。
电流检测时间调整计算单元74计算前半期占空比指令值Du_a1、Dv_a1、Dw_a1、Du_a2、Dv_a2和Dw_a2以及后半期占空比指令值Du_b1、Dv_b1、Dw_b1、Du_b2、Dv_b2和Dw_b2作为占空比指令值，使得其中全部相的下SW24至26导通的电压矢量时间间隔V0以及其中全部相的上SW21至23导通的电压矢量时间间隔V7变得等于或长于根据死区时间段确定的最短时间Tm，在该死区时间段中，上SW21至23以及对应于所述绕组的相同相的下SW24至26二者均关断，并且电压矢量时间间隔V0和V7包括在前半期和后半期中的至少一个中。
在实施方式中，作为零电压矢量的电压矢量时间间隔V0和V7被调整以变得等于或长于根据死区时间所确定的最短时间Tm。也就是说，在实施方式中，在不使用其中指令电压与占空比不匹配的范围中的占空比的情况下执行PWM控制。
对占空比进行调整，使得等于或长于最短时间的电压矢量时间间隔V0和V7包括在前半期和后半期中的至少一个中。因此，即使当占空比在一个PWM周期的前半期和后半期之间改变时，脉冲也与占空比的切换相关联地不减少。
在最大相的占空比小于PWM参考信号P的上端处的占空比上限(例如，102％)并且最小相的占空比大于在PWM参考信号P的下端处的占空比下限(例如，-2％)的情况下，电压矢量时间间隔V0和V7二者均包括在前半期和后半期中。具体地，在实施方式中，占空比下限值x11和占空比上限值x21被设置成使得电压矢量时间间隔V0和V7变得等于或长于最短时间。
因此，不发生由于死区时间影响而造成的电压指令与占空比之间的失配，并且能够减少电流波形失真，从而能够减少转矩波动、声音以及振荡。
由于对占空比转换值Du_r、Dv_r和Dw_r进行校正，使得用于执行电流检测的有功电压矢量时间间隔变成等于或长于预定时间段，能够适当地检测电流检测值Ic。
在电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度比第一预定值THa1小的情况下，电流检测时间调整计算单元74利用作为参考的预定多个周期使得奇数周期中的占空比指令值与偶数周期中的占空比指令值不同。在电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度比第一预定值THa1小的情况下，对在一个相的正侧校正时的电流检测值Iw(+)以及在一个相的负侧校正时的电流检测值Iw(-)进行检测并且能够在奇数周期中计算相的校正电流Iwc，并且对在另一相的正侧校正时的电流检测值Iv(+)以及负侧校正时的电流检测值Iv(-)进行检测并且能够在偶数周期中计算相的校正电流Ivc。因此，在不改变采样时间的情况下，能够基于在奇数周期和偶数周期中检测的电流检测值来适当地计算校正电流Iuc、Ivc和Iwc。
在实施方式中，根据电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度来切换由AD转换器42采样的电流检测值中用于计算各个相的电流Iu、Iv和Iw的值。通过操作，能够根据电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度、基于在适当的时间检测的电流检测值来计算各个相的电流Iu、Iv和Iw。
电动转向设备100具有电力转换设备1以及用于输出支持驾驶员的转向的辅助转矩的电机10。在电力转换设备1中，电流检测误差减小，并且电流失真减小，从而能够减少转矩波动、声音和振荡。
在实施方式中，相电流计算单元61对应于“相电流计算装置”，控制器63以及两相至三相转换单元64对应于“电压指令值计算装置”，占空比变换单元70对应于“占空比变化装置”，占空比转换单元72对应于“占空比转换装置”，电流检测时间段确保计算单元73对应于“校正装置”，并且电流检测时间调整计算单元74对应于“调整装置”。第一预定值Tha1对应于“预定值”。
第二实施方式
将参照图22描述本公开的第二实施方式。由于第二实施方式与第一实施方式关于电流控制周期而不同。将主要描述不同点。
在第一实施方式中，每两个周期计算各个相的电流Iu、Iv和Iw，并且执行电流控制。
如图22所示，在第二实施方式中，每四个周期执行电流控制。具体地，相电流计算单元61基于在第二周期中检测的电流检测值Iv(+)和Iv(-)的平均值来计算V相电流Iv。相电流计算单元61还基于在第三周期中检测的Iw(-)和Iw(+)的平均值来计算W相电流Iw。通过“三个相之和＝0”来计算U相电流Iu。
基于所计算的各个相的电流Iu、Iv和Iw，计算第一周期的前半期占空比指令值Du_a1、Dv_a1和Dw_a1、第一周期的后半期占空比指令值Du_b1、Dv_b1和Dw_b1、第二周期的前半期占空比指令值Du_a2、Dv_a2和Dw_a2以及第二周期的后半期占空比指令值Du_b2、Dv_b2和Dw_b2。
同样利用这样的配置，产生与前述实施方式中的效果类似的效果。通过使得电流控制周期较长并且减少计算次数，能够减少计算负荷。
第三实施方式
在前述实施方式中，获得在电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度比第一预定值THa1小的情况下当在一个PWM周期中的正方向上做出校正时的电流检测值以及当在一个PWM周期中的负方向上做出校正时的电流检测值，计算中心电流Ia，并且基于中心电流Ia执行电流控制。
另一方面，当电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度等于或大于第一预定值THa1时，基于将占空比校正至正侧的情况或者将占空比校正至负侧的情况来计算各个相的电流Iu、Iv和Iw，从而不能校正电流波形的失真。
从而，在实施方式中，当电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度比第一预定值THa1小时，计算校正因子Y。基于所计算的校正因子Y，对在电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度等于或大于第一预定值THa1的情况下的各个相的电流Iu、Iv和Iw进行校正。通过相电流计算单元61执行如下计算。下文中，将各个相的校正因子适当地称为Yu、Yv和Yw。
在实施方式中，当电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度比第一预定值THa1小时，将通过电流检测时间段确保计算单元73所计算的前半期占空比临时值Du_at、Dv_at和Dw_at和后半期占空比临时值Du_bt、Dv_bt和Dw_bt转换成电压，以获得前半期中的校正值Vu_ac、Vv_ac和Vw_ac以及后半期中的校正值Vu_bc、Vv_bc和Vw_bc。作为校正值，可以使用从调整处理之后的占空比获得的电压。
当假定校正之前的电压指令值满足Vv*>Vu*>Vw*时，通过等式(71)至(76)表示前半期中的校正值Vu_ac、Vv_ac和Vw_ac以及后半期中的校正值Vu_bc、Vv_bc和Vw_bc。
Vu_ac＝Vu*...(71)
Vv_ac＝Vv*+α...(72)
Vw_ac＝Vw*+β...(73)
Vu_bc＝Vu*...(74)
Vv_bc＝Vv*-α...(75)
Vw_bc＝Vw*-β...(76)
等式中的α表示V相电压的校正量，并且β表示W相电压的校正量。在示例中，V相电压的校正量α是通过将第一占空比校正值C1转换成电压所获得的值。W相电压的校正量β是通过将第三占空比校正值C3转换成电压所获得的值。
此时，通过等式(77)和(78)来分别表示前半期中的中性点电压Vn_a以及后半期中的中性点电压Vn_b。
Vn_a＝(Vu_ac+Vv_ac+Vw_ac)/3...(77)
Vn_b＝(Vu_bc+Vv_bc+Vw_bc)/3...(78)
下文中，将V相作为示例进行描述。该描述针对U相和W相也是类似的。
通过等式(79)表示作为前半期中的V相电压与后半期中的V相电压之间的差异的电压差值ΔVv。
ΔVv＝(Vv_ac-Vn_a)-(Vv_bc-Vn_b)...(79)
当电流对电压的变化率是V相校正因子Yv时，基于电压差值通过等式(80)表示作为V相电流Iv的波动范围的纹波电流Rv。
Rv＝Yvx(ΔVv)...(80)
当用于计算V相电流Iv的在正侧校正时的电流检测值是Iv(+)，并且在负侧校正时的电流检测值是Iv(-)时，通过等式(81)表示作为V相纹波电流Rv的倾斜度的校正因子Yv。电流检测值Iv1是在将占空比校正至正侧时的值，并且电流检测值Iv2是在将占空比校正至负侧时的值。
Yv＝(Iv(+)+Iv(-))/(ΔVv)...(81)
通过等式(82)表示通过基于电流检测值Iv1的校正因子Yv所校正的V相校正电流Ivc。校正因子Yv也能够视为V相纹波电流Rv的倾斜度。
Ivc＝Iv(+)+Yv×(Vv_ac-Vn_a)/2...(82)
也能够基于电流检测值Iv(-)类似地执行计算。
也针对W相执行类似计算。
在实施方式中，当电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度比第一预定值THa1小时，计算并学习通过等式(81)表示的校正因子Yv。校正因子Yv用于当电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度等于或大于第一预定值THa1时计算V相校正电流Ivc时的校正。
例如，如图18所示，通过等式(83)表示基于电流检测值Ic14的V相校正电流Ivc。
Ivc＝Ic14-Yv×(Vv_bc-Vn_b)/2...(83)
因此，即使在电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度大的情况下，也能够计算通过校正纹波电流所获得的各个相的校正电流Iuc、Ivc和Iwc，从而能够减小电流检测误差。
在实施方式中，相电流计算单元61基于在正侧校正时的电流检测值Iv(+)以及在负侧校正时的电流检测值Iv(-)来计算校正因子Y，并且基于校正因子Y计算校正电流Iuc、Ivc和Iwc。因此，对各个相的电流Iu、Iv和Iw进行适当地校正，并且能够减少电流的失真。
相电流计算单元61通过使用当电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度比第一预定值THa1小时所计算的校正因子Y来计算校正电流Iuc、Ivc和Iwc。因此，不考虑电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度，能够计算其中对纹波进行校正的校正电流Iuc、Ivc和Iwc，从而能够减少电流的失真。
特别地，在实施方式中，将电力转换设备1应用于电动转向设备100。由于电动转向设备100的电机10相对频繁地重复起动和停止，因此存在电压指令值Vu*、Vv*和Vw*的幅度变得比第一预定值THa1小的许多机会。从而，与其中电机10持续被驱动的设备相比，能够以较高的频率计算和学习校正因子Y。
第三实施方式产生与前述实施方式的效果类似的效果。
第四实施方式
在前述实施方式中，基于在正侧校正时的电流检测值Iv(+)和在负侧校正时的电流检测值Iv(-)以及校正电压，计算用于各个相的电流的校正的校正因子。
在第四实施方式中，校正因子Y在考虑各个相的电流Iu、Iv和Iw中每一个的倾斜度情况下被计算并且被用于校正各个相的电流。在实施方式中，以类似于第三实施方式的方式，虽然将V相电流Iv作为示例进行描述，但是该描述针对U相和W相也是类似的。
将参照图23描述实施方式中计算V相的校正因子Yv的方法。
在图23的示例中，将第m周期中在正侧校正时的电流检测值表示为Iv1(+)，将第(m+2)周期中在正侧校正时的电流检测值表示为Iv2(+)，将第m周期中在负侧校正时的电流检测值表示为Iv1(-)，并且将第(m+2)周期中在负侧校正时的电流检测值表示为Iv2(-)。认为在正侧校正时的电流检测值Iv1(+)和Iv2(+)是周期中的最小值，而在负侧校正时的电流检测值Iv1(-)和Iv2(-)是周期中的最大值。Iv1(+)与Iv2(+)之间的时间间隔以及Iv1(-)与Iv2(-)之间的时间间隔对应于两个PWM周期。
在图23中，将作为V相电流的波动范围的纹波电流表示为Rv，并且将V相电流Iv的改变量示出为Bv。
通过等式(91)表示作为2.5个PWM周期的时间间隔的电流检测值Iv11和Iv22之间的差异ΔI1v。
ΔI1v＝Iv22-Iv11＝Rv+2.5Bv...(91)
通过等式(92)表示作为0.5个PWM周期的时间间隔的电流检测值Iv11和Iv22之间的差异ΔI2v。
ΔI2v＝Iv12-Iv11＝Rv+0.5Bv...(92)
根据等式(91)和(92)，通过等式(93)表示纹波电流Rv。
Rv＝(5×ΔI2v-ΔI1v)/4...(93)
由于通过等式(80)表示纹波电流Rv，因此通过等式(94)表示V相的校正因子Yv。
Yv＝Rv/(ΔVv)...(94)
通过等式(95-1)表示利用校正因子Yv所校正的V相的校正电流Ivc。
Ivc＝Iv1(+)+Yv×(Vv_ac-Vn_a)/2...(95-1)
可以通过如下等式(96)和(97)计算纹波电流Rv。
通过等式(96)表示作为两个PWM周期的时间间隔的电流检测值Iv1(+)和Iv2(+)之间的差异ΔI3v。
ΔI3v＝2Bv...(96)
根据等式(92)和(96)，通过等式(97)表示纹波电流Rv。
Rv＝(4×ΔI2v-ΔI3v)/4...(97)
虽然已经通过等式(95-1)描述了计算利用校正因子Yv所校正的V相的校正电流Ivc的示例，但是考虑到采样时间是从PWM参考信号P的峰值所转移的，可以执行进一步校正。
例如，在采样时间是比PWM参考信号P的峰值落后Tsmp的情况下，通过等式(95-2)表示V相的校正电流Ivc。
Ivc＝Iv1(+)+Yv×(Vv_ac-Vn_a)/2-Yv×Tsmp...(95-2)
在采样时间是比PWM参考信号P的峰值提前Tsmp的情况下，通过等式(95-3)表示V相的校正电流Ivc。
Ivc＝Iv1(+)+Yv×(Vv_ac-Vn_a)/2+Yv×Tsmp...(95-3)
通过执行如上所述的计算，能够做出如下校正：其中也考虑了采样时间从PWM参考信号P的峰值所转移的影响。
在实施方式中，通过考虑各个相的电流Iu、Iv和Iw中的基波分量的改变来计算校正因子，能够适当地校正各个相的电流Iu、Iv和Iw，并且能够减少电流的失真。
产生与前述实施方式的效果类似的效果。
其他实施方式
(A)在前述实施方式中，电压矢量V0和V7包括在前半期和后半期二者中。通过使得最小占空比的相的下SW在前半期或后半期期间总是导通，能够输出占空比0％。通过使得最大占空比的上SW在前半期或后半期期间总是导通，能够输出占空比100％。在其他实施方式中，可以将占空比下限值x11设置为0％或者可以将占空比上限值x21设置为100％。在该情况下，电压矢量时间间隔V7和V0包括在前半期和后半期中的一个中，并且电压矢量时间间隔V7和V0中的一个包括在前半期和后半期中的另一个中。
可以根据电压指令值来改变占空比下限值x11或占空比上限值x21。具体地，在电压指令值等于或小于预定值的情况下，通过将占空比下限值x11或占空比上限值x21设置为根据死区时间的值，电压矢量时间间隔V0和V7包括在前半期和后半期二者中。在电压指令值等于或大于预定值的情况下，通过将占空比下限值x11设置为0％或者将占空比上限值x21设置为100％，电压矢量时间间隔V0和V7二者均包括在前半期和后半期中的一个中，并且电压矢量时间间隔V0和V7中的一个包括在前半期和后半期中的另一个中。因此，能够施加较宽范围中的电压。
在将电力转换设备应用到电动转向设备的情况下，根据代替电压指令值的转向速度来改变占空比下限值x11或占空比上限值x21。在转向速度等于或小于预定速度的情况下，使得电压矢量时间间隔V0和V7二者均包括在前半期和后半期二者中。在转向速度比预定速度高的情况下，可以使得电压矢量时间间隔V0和V7二者均包括在前半期和后半期中的一个中，并且电压矢量时间间隔V0和V7中的一个可以包括在前半期和后半期中的另一个中。
(B)在前述实施方式中，在一个PWM周期中的前半期中的校正处理和调整处理与在后半期中的校正处理和调整处理彼此不同。在另一实施方式中，只要通过例如交换前半期和后半期来抵偿前半期和后半期中的经校正的占空比，校正装置就可以执行任何校正。只要通过例如交换前半期和后半期将电压矢量时间间隔V0和V7二者均包括在前半期和后半期中的至少一个中，调整装置就可以执行任何调整。
(C)通过AD转换器进行的电流检测次数不限于每个PWM周期四次，而可以为任何数目。
(D)在前述实施方式中，电流检测单元设置在逆变器单元与DC电源的负侧之间。在另一实施方式中，电流检测单元可以设置在逆变器单元和DC电源的正侧之间。
(E)在实施方式中，作为PWM参考信号的载波为三角波。在另一实施方式中，PWM参考信号不限于三角波，而可以为例如锯齿波等。例如，在使用锯齿波作为载波的情况下，通过当将两个PWM周期中的第一个周期视为前半期而将第二个周期视为后半期时执行处理，获得类似的效果。
在前述实施方式中，将PWM参考信号的一个周期划分为前半期和后半期，并且执行校正处理和调整处理。在另一实施方式中，可以将作为一个或更多个PWM参考信号的预定多个周期划分为前半期和后半期，并且可以执行校正处理和调整处理。
(F)在前述实施方式中，将旋转电机应用到电动转向系统。在另一实施方式中，例如，车载电机可以用于电风扇、油泵、水泵等。电机可以不限于针对车辆的使用。
应当指出，本申请中的流程图或流程图中的处理包括各部分(也称为步骤)，每个部分表示为例如S101。另外，每个部分能够划分成若干子部分，同时若干部分能够组合成单个部分。此外，每个如此配置的部分也能够称为设备、模块或装置。
虽然已经参照其实施方式描述了本公开，但是要理解的是，本公开不限于实施方式和构造。本公开意在覆盖各种不同的修改和等效布置。另外，包括更多元件、更少元件或者仅单个元件的各种组合和配置、其他组合和配置也在本公开的精神和范围内。

Claims (8)

1.一种电力转换设备(1)，包括：
逆变器单元(20)，所述逆变器单元(20)具有布置在高电势侧的多个高电势侧开关元件(21-23)和布置在低电势侧的多个低电势侧开关元件(24-26)，所述高电势侧开关元件和所述低电势侧开关元件中的每一个都对应于旋转电机(10)的绕组(15)的多个相中的一个相；
电流检测单元(40)，所述电流检测单元(40)连接于所述逆变器单元与DC电源(80)的正侧或负侧之间；
电流获得单元(42)，所述电流获得单元(42)以固定时间间隔采样时间从所述电流检测单元获得电流检测值；以及
控制单元(60)，所述控制单元(60)基于PWM参考信号和占空比指令值来控制所述高电势侧开关元件和所述低电势侧开关元件的导通操作和关断操作，
其中，所述控制单元包括：
相电流计算装置，所述相电流计算装置基于所述电流检测值来计算每个相的相电流，所述相电流流经所述绕组的所述相中的一个相；
电压指令值计算装置(63,64)，所述电压指令值计算装置(63,64)基于所述每个相的相电流来计算电压指令值，所述电压指令值与施加至所述绕组的电压有关；以及
占空比计算装置(70)，所述占空比计算装置(70)基于所述电压指令值来计算所述占空比指令值，所述占空比指令值被调整为使得用于检测所述电流检测值的有功电压矢量时间间隔等于或长于获得所述电流检测值所需的预定时间段，并且所述电流检测值是以所述固定时间间隔采样时间进行检测的，
其中，所述相电流计算装置基于正侧经校正电流检测值和负侧经校正电流检测值来计算作为每个相的经校正相电流的校正电流，
其中，当将占空比调整至正侧时获得所述正侧经校正电流检测值作为所述电流检测值，以及
其中，当将所述占空比调整至负侧时获得所述负侧经校正电流检测值作为所述电流检测值。
2.根据权利要求1所述的电力转换设备，
其中，所述相电流计算装置基于所述正侧经校正电流检测值和所述负侧经校正电流检测值来计算校正因子，并且基于所述校正因子来计算所述校正电流。
3.根据权利要求2所述的电力转换设备，
其中，所述相电流计算装置利用所述校正因子来计算所述校正电流，所述校正因子是在所述电压指令值的幅度小于预定值时被计算的。
4.根据权利要求1所述的电力转换设备，
其中，所述相电流计算装置基于所述正侧经校正电流检测值和所述负侧经校正电流检测值的平均值来计算所述校正电流。
5.根据权利要求1所述的电力转换设备，
其中，所述占空比计算装置包括：
占空比转换装置(72)，所述占空比转换装置(72)将所述电压指令值转换为占空比转换值；
校正装置(73)，所述校正装置(73)校正所述占空比转换值以使得在所述PWM参考信号的预定的一个或多个周期的前半期和后半期中的每一个中，所述有功电压矢量时间间隔等于或长于获得所述电流检测值所需的所述预定时间段；和
调整装置(74)，所述调整装置(74)计算前半期占空比指令值和后半期占空比指令值作为占空比指令值，以使得第一电压矢量时间间隔和第二电压矢量时间间隔等于或长于最短时间，并且所述第一电压矢量时间间隔和所述第二电压矢量时间间隔包括在所述前半期和所述后半期中的至少一个中，
其中，在所述第一电压矢量时间间隔中，所有相的所述低电势侧开关元件导通，
其中，在所述第二电压矢量时间间隔中，所有相的所述高电势侧开关元件导通，
其中，所述最短时间等于或长于死区时间段，以及
其中，在所述死区时间段中，一个高电势侧开关元件和对应于所述绕组的相同相的一个低电势侧开关元件二者均关断。
6.根据权利要求5所述的电力转换设备，
其中，当所述电压指令值的幅度小于预定值时，所述调整装置将预定的多个周期中的奇数周期中的占空比指令值和偶数周期中的占空比指令值设置为彼此不同。
7.根据权利要求1所述的电力转换设备，
其中，根据所述电压指令值的幅度来切换用于计算所述每个相的相电流的值，以及
其中，所述值是从通过所述电流获得单元所采样的所述电流检测值中选择的。
8.一种电动转向设备(100)，包括：
根据权利要求1至7中任一项所述的电力转换设备；以及
用于输出协助驾驶员的转向操作的辅助转矩的旋转电机。
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