JP2017200380A - 自動車 - Google Patents

Abstract

【課題】三相モータの制御性と入力する相電流の安定性（精度）とのある程度の両立を図る。【解決手段】第１入力方式または第２入力方式によって電流センサからの相電流を入力する。ここで、第１入力方式は、３つの上アームの全てをオンとする三相オンのときおよび３つの上アームの全てをオフとする三相オフのときに、相電流を入力する方式である。また、第２入力方式は、三相オンのときおよび三相オフのときに加えて、３つの上アームのうちの１つずつをそれぞれオン，オフで保持している状態で残余の１つをオフオンオフする際のオンのときおよびオンオフオンする際のオフのときにも、相電流を入力する方式である。こうしたものにおいて、変調率Ｒｍが閾値Ｒｍｒｅｆ未満のときには、第１入力方式を用い（Ｓ２３０）、変調率Ｒｍが閾値Ｒｍｒｅｆ以上のときには、第２入力方式（Ｓ２４０）を用いる（Ｓ２４０）。【選択図】図４

Description

本発明は、自動車に関し、詳しくは、三相モータとインバータとバッテリとを備える自動車に関する。

従来、この種の自動車としては、三相電動機と、三相電動機の各相に接続された上アームおよび下アームからなる複数のスイッチング素子のスイッチングによって三相電動機を駆動するインバータ回路を有する電力変換装置と、を備えるものにおいて、電圧の変調率と電圧位相と三相電動機の電気１周期のパルス数とに基づいて複数のスイッチング素子のパルス信号を生成して複数のスイッチング素子のスイッチングを行なうものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。この自動車では、三相電動機のトルク指令に基づくｄ軸，ｑ軸の電流指令と、三相電動機の相電流に基づくｄ軸，ｑ軸の電流と、の電流フィードバック制御によってｄ軸，ｑ軸の電圧指令を設定すると共にこのｄ軸，ｑ軸の電圧指令に基づいて変調率および電圧位相を設定する。そして、変調率と電圧位相とパルス数とに基づいて電力変換装置および三相電動機の電力損失が最小となるようにパルス信号を生成する。これにより、電力変換装置および三相電動機を有する駆動システム全体の損失の低減を図っている。

特開２０１３−１６２６６０号公報

こうした自動車では、上述の制御を行なう場合、入力する相電流の安定性（精度）を考慮して、インバータ回路の三相の上アームの全てをオンまたはオフとする（下アームの全てをオフまたはオンとする）三相オンまたは三相オフのときに、電流センサからの相電流を入力することが考えられる。しかし、上述の制御では、三相オンまたは三相オフとなる機会が比較的少なくなる場合があり、その場合に、電流フィードバック制御の回数が比較的少なくなり、電流フィードバック制御の制御性ひいては三相電動機の制御性の低下を招きやすい、という課題がある。これに対して、相電流の入力機会を一律に増加させると、入力する相電流の安定性の低下が問題となることがある。

本発明の自動車は、三相電動機（三相モータ）の制御性と入力する相電流の安定性（精度）とのある程度の両立を図ることを主目的とする。

本発明の自動車は、上述の主目的を達成するために以下の手段を採った。

本発明の自動車は、
走行用の三相モータと、
３つの上アームと３つの下アームとからなる６つのスイッチング素子のスイッチングによって前記三相モータを駆動するインバータと、
前記インバータを介して前記三相モータと電力をやりとりするバッテリと、
前記三相モータのトルク指令に基づくｄ軸，ｑ軸の電流指令と前記三相モータの相電流に基づくｄ軸，ｑ軸の電流との電流フィードバック制御を用いて電圧の変調率および電圧位相を設定し、前記変調率が大きいときには小さいときに比して少なくなるように前記三相モータの電気角での所定周期のパルス数を設定し、前記変調率と前記電圧位相と前記パルス数とに基づいて前記複数のスイッチング素子のＰＷＭ信号を生成して前記複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう制御装置と、
を備える自動車であって、
前記三相モータの相電流を検出する電流センサを備え、
前記制御装置は、前記３つの上アームの全てをオンとする三相オンのときおよび前記３つの上アームの全てをオフとする三相オフのときに前記電流センサからの前記相電流を入力する第１入力方式、または、前記三相オンのときおよび前記三相オフのときに加えて前記３つの上アームのうちの１つずつをそれぞれオン，オフで保持している状態で残余の１つをオフオンオフする際のオンのときおよびオンオフオンする際のオフのときにも前記電流センサからの前記相電流を入力する第２入力方式によって前記相電流を入力し、
更に、前記制御装置は、前記変調率または前記三相モータの回転数が大きいときには小さいときに比して前記第１入力方式と前記第２入力方式とのうち前記第２入力方式を用いる頻度を高くする、
ことを要旨とする。

この本発明の電気自動車では、第１入力方式または第２入力方式によって電流センサからの相電流を入力する。ここで、第１入力方式は、３つの上アームの全てをオンとする三相オンのときおよび３つの上アームの全てをオフとする三相オフのときに、電流センサからの相電流を入力する方式である。また、第２入力方式は、三相オンのときおよび三相オフのときに加えて、３つの上アームのうちの１つずつをそれぞれオン，オフで保持している状態で残余の１つをオフオンオフする際のオンのときおよびオンオフオンする際のオフのときにも、電流センサからの相電流を入力する方式である。ところで、変調率が比較的大きいときには、変調率が比較的小さいときに比して、パルス数が少なくなることから、第１入力方式を用いる場合に、相電流の入力（更新）頻度が少なくなり、電流フィードバック制御の制御性ひいては三相モータの制御性の低下の程度が大きくなりやすいと考えられる。また、三相モータの回転数が比較的小さいときには、三相モータの回転数が比較的大きいときに比して、相電流のリプルが大きくなることから、第２入力方式を用いる場合に、入力する相電流の安定性（精度）の低下の程度が大きくなりやすいと考えられる。これらを踏まえて、本発明の自動車では、変調率または三相モータの回転数が大きいときには小さいときに比して第１入力方式と第２入力方式とのうち第２入力方式を用いる頻度を高くする。したがって、変調率や三相モータの回転数が比較的小さいときには、第１入力方式を用いる頻度を高くすることにより、入力する相電流の安定性（精度）を良好なものとすることができる。一方、変調率や三相モータの回転数が比較的大きいときには、第２入力方式を用いる頻度を高くすることにより、電流フィードバック制御の制御性を高くして三相モータの制御性を高くすることができる。これらの結果、三相モータの制御性と入力する相電流の安定性（精度）とのある程度の両立を図ることができる。

こうした本発明の電気自動車では、前記制御装置は、前記変調率が第１閾値未満のときには前記第１入力方式を用い、前記変調率が前記第１閾値以上のときには前記第２入力方式を用いるものとしてもよい。こうすれば、変調率と第１閾値との比較によって第１入力方式と第２入力方式との何れを用いるかを選択することができる。この場合、前記第１閾値は、前記パルス数に応じて設定されるものとしてもよい。こうすれば、第１入力方式と第２入力方式との何れを用いるかをより適切に判定することができる。

また、本発明の電気自動車では、前記制御装置は、前記三相モータの回転数が第２閾値未満のときには前記第１入力方式を用い、前記回転数が前記第２閾値以上のときには前記第２入力方式を用いるものとしてもよい。こうすれば、三相モータの回転数と第２閾値との比較によって第１入力方式と第２入力方式との何れを用いるかを選択することができる。この場合、前記第２閾値は、前記パルス数に応じて設定されるものとしてもよい。こうすれば、第１入力方式と第２入力方式との何れを用いるかをより適切に判定することができる。

本発明の一実施例としての電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。 実施例の電子制御ユニット５０によって実行されるＰＷＭ信号生成ルーチンの一例を示すフローチャートである。 モータ３２のＵ相のＰＷＭ信号の一例を示す説明図である。 電流入力方式設定ルーチンの一例を示すフローチャートである。 パルスパターンＰＰと閾値Ｒｍｒｅｆとの関係の一例を示す説明図である。 第１入力方式で相電流Ｉｕ，Ｉｖを入力するときの様子の一例を示す説明図である。 第２入力方式で相電流Ｉｕ，Ｉｖを入力するときの様子の一例を示す説明図である。 変形例の電流入力方式設定ルーチンの一例を示すフローチャートである。 変形例のハイブリッド自動車１２０の構成の概略を示す構成図である。

次に、本発明を実施するための形態を実施例を用いて説明する。

図１は、本発明の一実施例としての電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。実施例の電気自動車２０は、図示するように、モータ３２と、インバータ３４と、バッテリ３６と、昇圧コンバータ４０と、電子制御ユニット５０と、を備える。

モータ３２は、同期発電電動機として構成されており、永久磁石が埋め込まれた回転子と、三相コイルが巻回された固定子と、を備える。このモータ３２の回転子は、駆動輪２２ａ，２２ｂにデファレンシャルギヤ２４を介して連結された駆動軸２６に接続されている。

インバータ３４は、モータ３２に接続されると共に高電圧系電力ライン４２を介して昇圧コンバータ４０に接続されている。このインバータ３４は、６つのトランジスタＴ１１〜Ｔ１６と、６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６と、を有する。トランジスタＴ１１〜Ｔ１６は、それぞれ、高電圧系電力ライン４２の正極母線と負極母線とに対して、ソース側とシンク側になるように、２個ずつペアで配置されている。６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６は、それぞれ、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６に逆方向に並列接続されている。トランジスタＴ１１〜Ｔ１６の対となるトランジスタ同士の接続点の各々には、モータ３２の三相コイル（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の各々が接続されている。したがって、インバータ３４に電圧が作用しているときに、電子制御ユニット５０によって、対となるトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のオン時間の割合が調節されることにより、三相コイルに回転磁界が形成され、モータ３２が回転駆動される。以下、トランジスタＴ１１〜Ｔ１３を「上アーム」，トランジスタＴ１４〜Ｔ１６を「下アーム」ということがある。高電圧系電力ライン４２の正極母線と負極母線とには、平滑用のコンデンサ４６が取り付けられている。

バッテリ３６は、例えばリチウムイオン二次電池やニッケル水素二次電池として構成されており、低電圧系電力ライン４４を介して昇圧コンバータ４０に接続されている。低電圧系電力ライン４４の正極母線と負極母線とには、平滑用のコンデンサ４８が取り付けられている。

昇圧コンバータ４０は、高電圧系電力ライン４２と低電圧系電力ライン４４とに接続されている。この昇圧コンバータ４０は、２つのトランジスタＴ３１，Ｔ３２と、２つのダイオードＤ３１，Ｄ３２と、リアクトルＬと、を有する。トランジスタＴ３１は、高電圧系電力ライン４２の正極母線に接続されている。トランジスタＴ３２は、トランジスタＴ３１と、高電圧系電力ライン４２および低電圧系電力ライン４４の負極母線と、に接続されている。２つのダイオードＤ３１，Ｄ３２は、それぞれ、トランジスタＴ３１，Ｔ３２に逆方向に並列接続されている。リアクトルＬは、トランジスタＴ３１，Ｔ３２同士の接続点と、低電圧系電力ライン４４の正極母線と、に接続されている。昇圧コンバータ４０は、電子制御ユニット５０によって、トランジスタＴ３１，Ｔ３２のオン時間の割合が調節されることにより、低電圧系電力ライン４４の電力を電圧の昇圧を伴って高電圧系電力ライン４２に供給したり、高電圧系電力ライン４２の電力を電圧の降圧を伴って低電圧系電力ライン４４に供給したりする。

電子制御ユニット５０は、ＣＰＵ５２を中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、ＣＰＵ５２の他に、処理プログラムを記憶するＲＯＭ５４やデータを一時的に記憶するＲＡＭ５６，入出力ポートを備える。

電子制御ユニット５０には、各種センサからの信号が入力ポートを介して入力されている。電子制御ユニット５０に入力される信号としては、例えば、モータ３２の回転子の回転位置を検出する回転位置検出センサ（例えばレゾルバ）３２ａからの回転位置θｍ，モータ３２の各相に流れる電流を検出する電流センサ３２ｕ，３２ｖからの相電流Ｉｕ，Ｉｖを挙げることができる。また、バッテリ３６の端子間に取り付けられた電圧センサ３６ａからの電圧ＶＢ，バッテリ３６の出力端子に取り付けられた電流センサ３６ｂからの電流ＩＢも挙げることができる。さらに、コンデンサ４６の端子間に取り付けられた電圧センサ４６ａからのコンデンサ４６（高電圧系電力ライン４２）の電圧ＶＨ，コンデンサ４８の端子間に取り付けられた電圧センサ４８ａからのコンデンサ４８（低電圧系電力ライン４４）の電圧ＶＬも挙げることができる。加えて、イグニッションスイッチ６０からのイグニッション信号，シフトレバー６１の操作位置を検出するシフトポジションセンサ６２からのシフトポジションＳＰ，アクセルペダル６３の踏み込み量を検出するアクセルペダルポジションセンサ６４からのアクセル開度Ａｃｃ，ブレーキペダル６５の踏み込み量を検出するブレーキペダルポジションセンサ６６からのブレーキペダルポジションＢＰも挙げることができる。また、車速センサ６８からの車速ＶＳも挙げることができる。

電子制御ユニット５０からは、各種制御信号が出力ポートを介して出力されている。電子制御ユニット５０から出力される信号としては、例えば、インバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６へのスイッチング制御信号，昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２へのスイッチング制御信号を挙げることができる。

電子制御ユニット５０は、回転位置検出センサ３２ａからのモータ３２の回転子の回転位置θｍに基づいてモータ３２の電気角θｅや回転数Ｎｍを演算している。また、電子制御ユニット５０は、電流センサ３６ｂからのバッテリ３６の電流ＩＢの積算値に基づいてバッテリ３６の蓄電割合ＳＯＣを演算している。ここで、蓄電割合ＳＯＣは、バッテリ３６の全容量に対するバッテリ３６から放電可能な電力の容量の割合である。

こうして構成された実施例の電気自動車２０では、電子制御ユニット５０は、以下の走行制御を行なう。走行制御では、アクセル開度Ａｃｃと車速ＶＳとに基づいて駆動軸２６に要求される要求トルクＴｄ＊を設定し、設定した要求トルクＴｄ＊をモータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に設定し、モータ３２がトルク指令Ｔｍ＊で駆動されるようにインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。また、モータ３２をトルク指令Ｔｍ＊で駆動できるように高電圧系電力ライン４２の目標電圧ＶＨ＊を設定し、高電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨが目標電圧ＶＨ＊となるように昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２のスイッチング制御を行なう。

ここで、インバータ３４の制御について説明する。実施例では、インバータ３４の制御として、正弦波ＰＷＭ（パルス幅変調）制御，過変調ＰＷＭ制御，矩形波制御の何れかを実行する。正弦波ＰＷＭ制御は、擬似的な三相交流電圧がモータ３２に印加（供給）されるようにインバータ３４を制御する制御であり、過変調制御は、過変調電圧がモータ３２に印加されるようにインバータ３４を制御する制御であり、矩形波制御は、矩形波電圧がモータ３２に印加されるようにインバータ３４を制御する制御である。正弦波ＰＷＭ制御を実行する場合、正弦波電圧に基づくパルス幅変調電圧を擬似的な三相交流電圧とするときには、変調率Ｒｍは値０〜略０．６１となり、正弦波電圧に３ｎ次（例えば３次）高調波電圧を重畳して得られる重畳後電圧に基づくパルス幅変調電圧を擬似的な三相交流電圧とするときには、変調率Ｒｍは値０〜略０．７１となる。変調率Ｒｍは、インバータ３４の入力電圧（高電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨ）に対する出力電圧（モータ３２の印加電圧）の実効値の割合である。実施例では、正弦波ＰＷＭ制御を実行できる変調率Ｒｍの領域を大きくするために、重畳後電圧に基づくパルス幅変調電圧を擬似的な三相交流電圧とするものとした。また、矩形波制御を実行する場合、変調率Ｒｍは略０．７８となる。実施例では、これらを踏まえて、変調率Ｒｍに基づいて、正弦波ＰＷＭ制御，過変調ＰＷＭ制御，矩形波制御の何れかを実行するものとした。以下、正弦波ＰＷＭ制御について説明する。なお、過変調制御や矩形波制御については本発明の中核をなさないことから、詳細な説明は省略する。

正弦波ＰＷＭ制御として、実施例では、電圧の変調率Ｒｍおよび電圧位相θｐと所定周期（例えば、モータ３２の電気角θｅの半周期や１周期など）のパルス数Ｎｐとに基づいてトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のＰＷＭ信号を生成してトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチングを行なうものとした。この場合、モータ３２の鉄損を低減する（例えば最小にする）ようにＰＷＭ信号を生成したり電圧や電流の高調波（特に、モータ３２の回転６次や回転１２次などの低次高調波）を低減する（例えば最小にする）ようにＰＷＭ信号を生成したりすることにより、モータ３２の鉄損を低減したり高調波を低減したりすることができる。

次に、こうして構成された実施例の電気自動車２０の動作、特に、正弦波ＰＷＭ制御に用いるＰＷＭ信号を生成する際の動作について説明する。図２は、実施例の電子制御ユニット５０によって実行されるＰＷＭ信号生成ルーチンの一例を示すフローチャートである。このルーチンは、繰り返し実行される。

ＰＷＭ信号生成ルーチンが実行されると、電子制御ユニット５０のＣＰＵ５２は、まず、モータ３２の相電流Ｉｕ，Ｉｖや電気角θｅ，回転数Ｎｍ，トルク指令Ｔｍ＊などのデータを入力する（ステップＳ１００）。ここで、モータ３２の相電流Ｉｕ，Ｉｖは、電流センサ３２ｕ，３２ｖによって検出された値を入力するものとした。モータ３２の電気角θｅや回転数Ｎｍは、回転位置検出センサ３２ａによって検出されたモータ３２の回転子の回転位置θｍに基づいて演算された値を入力するものとした。モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊は、上述の駆動制御によって設定された値を入力するものとした。

こうしてデータを入力すると、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に基づいてｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する（ステップＳ１１０）。続いて、モータ３２の各相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）に流れる電流の総和が値０であるとして、モータ３２の電気角θｅを用いて、Ｕ相，Ｖ相の相電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）する（ステップＳ１１２）。そして、ｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊とｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑとの差分ΔＩｄ，ΔＩｑに基づくフィードバック項と、ｄ軸，ｑ軸の各軸相互に干渉する項をキャンセルするためのフィードフォワード項と、の和によって（電流フィードバック制御によって）ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を設定する（ステップＳ１１４）。

こうしてｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を設定すると、設定したｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を用いて電圧の変調率Ｒｍおよび電圧位相θｐを設定する（ステップＳ１１６）。ここで、変調率Ｒｍは、ｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊の二乗とｑ軸の電圧指令Ｖｑ＊の二乗との和の平方根として計算される電圧指令絶対値Ｖｄｑを高電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨで除して得ることができる。電圧位相θｐは、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を成分とするベクトルのｑ軸に対する角度として得ることができる。

次に、モータ３２の回転数Ｎｍおよびトルク指令Ｔｍ＊からなる目標動作点と変調率Ｒｍとに基づいて、パルスパターンＰＰを設定する（ステップＳ１２０）。ここで、パルスパターンＰＰは、ＰＷＭ制御におけるパルスタイプＰＴとパルス数Ｎｐとの組み合わせである。実施例では、パルスタイプＰＴとして、モータ３２の鉄損を低減する（例えば最小にする）ようにＰＷＭ信号を生成するタイプＰＷＭａと、電圧や電流の高調波（特に、低次高調波）を低減する（例えば最小にする）ようにＰＷＭ信号を生成するタイプＰＷＭｂと、を用いるものとした。パルスパターンＰＰは、実施例では、モータ３２の目標動作点および変調率ＲｍとパルスパターンＰＰとの関係を予め定めてマップとしてＲＯＭ５４に記憶しておき、モータ３２の目標動作点および変調率Ｒｍが与えられると、このマップに適用して、パルスパターンＰＰを設定するものとした。実施例では、発明者が行なった実験結果や解析結果に基づいて、以下のように、パルスパターンＰＰのパルスタイプＰＴおよびパルス数Ｎｐを設定するものとした。パルスタイプＰＴについては、モータ３２をより良好に駆動できるように（鉄損や高調波の低減をより適切に図るために）、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊の絶対値や変調率Ｒｍが比較的小さい領域ではタイプＰＷＭａとし、トルク指令Ｔｍ＊の絶対値や変調率Ｒｍが比較的大きい領域ではタイプＰＷＭｂとするものとした。パルス数Ｎｐについては、モータ３２およびインバータ３４のトータル損失の低減を図るために、変調率Ｒｍが大きいときには小さいときに比して少なくするものとした。これは、パルス数Ｎｐが少ないときには多いときに比してモータ３２の損失が大きくなりやすくインバータ３４の損失が小さくなりやすいことと、変調率Ｒｍが大きいときには小さいときに比してパルス数Ｎｐが比較的小さいときにモータ３２の損失が大きくなりにくくモータ３２およびインバータ３４のトータル損失が大きくなりにくいことと、とに基づくものである。なお、パルス数Ｎｐとしては、例えば、値５〜値１５程度を用いるものとした。

続いて、パルスパターンＰＰと変調率Ｒｍと電圧位相θｐとに基づいてスイッチング角θｓとスイッチングパターンＶとを設定し（ステップＳ１３０）、設定したスイッチング角θｓとスイッチングパターンＶとに基づいてＰＷＭ信号を生成して（ステップＳ１４０）、本ルーチンを終了する。

ここで、スイッチング角θｓは、モータ３２の各相の相電圧（トランジスタＴ１１〜Ｔ１６のうち対応する相のトランジスタのオンオフ、例えばＵ相についてはトランジスタＴ１１，Ｔ１４のオンオフ）を切り替える角度（電気角θｅ）である。

また、スイッチングパターンＶは、トランジスタＴ１１〜Ｔ１３のオンオフの組み合わせを示すパターンであり、パターンＶ０〜Ｖ７を用いるものとした。なお、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６のオンオフの組み合わせでなくトランジスタＴ１１〜Ｔ１３のオンオフの組み合わせを用いるのは、通常、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６のうち対応する上アームと下アームとを同時にオンとすることはなく、トランジスタＴ１４〜Ｔ１６のオンオフの組み合わせを省略しても差し支えないためである。パターンＶ０〜Ｖ７は以下の通りである。
パターンＶ０：トランジスタＴ１１〜Ｔ１３の全てがオフ
パターンＶ１：トランジスタＴ１１，Ｔ１２がオフでトランジスタＴ１３がオン
パターンＶ２：トランジスタＴ１１，Ｔ１３がオフでトランジスタＴ１２がオン
パターンＶ３：トランジスタＴ１１がオフでトランジスタＴ１２，Ｔ１３がオン
パターンＶ４：トランジスタＴ１１がオンでトランジスタＴ１２，Ｔ１３がオフ
パターンＶ５：トランジスタＴ１１，Ｔ１３がオンでトランジスタＴ１２がオフ
パターンＶ６：トランジスタＴ１１，Ｔ１２がオンでトランジスタＴ１３がオフ
パターンＶ７：トランジスタＴ１１〜Ｔ１３が全てオン

さらに、モータ３２のＵ相（トランジスタＴ１１）のＰＷＭ信号の一例を図３に示す。こうしてＰＷＭ信号を生成すると、生成したＰＷＭ信号を用いてインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチングを行なう。即ち、モータ３２のスイッチング角θｓで、スイッチング角θｓに対応するスイッチングパターンＶとなるようにトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチングを行なう。こうした制御により、パルスタイプＰＴ（ＰＷＭａまたはＰＷＭｂ）およびパルス数ＮｐからなるパルスパターンＰＰに応じて、モータ３２の鉄損を低減したり電圧や電流の高調波を低減したりすることができる。

次に、図２のＰＷＭ信号生成ルーチンで用いるモータ３２の相電流Ｉｕ，Ｉｖの入力方式について説明する。図４は、電流入力方式設定ルーチンの一例を示すフローチャートである。このルーチンは、繰り返し実行される。

電流入力方式設定ルーチンが実行されると、電子制御ユニット５０のＣＰＵ５２は、まず、変調率ＲｍおよびパルスパターンＰＰを入力する（ステップＳ２００）。ここで、変調率ＲｍおよびパルスパターンＰＰは、図２のＰＷＭ信号生成ルーチンによって設定された値を入力するものとした。

こうしてデータを入力すると、パルスパターンＰＰに基づいて閾値Ｒｍｒｅｆを設定し（ステップＳ２１０）、変調率Ｒｍを閾値Ｒｍｒｅｆと比較する（ステップＳ２２０）。そして、変調率Ｒｍが閾値Ｒｍｒｅｆ未満のときには、電流入力方式に第１入力方式を設定して（ステップＳ２３０）、本ルーチンを終了する。一方、変調率Ｒｍが閾値Ｒｍｒｅｆ以上のときには、電流入力方式に第２入力方式を設定して（ステップＳ２４０）、本ルーチンを終了する。

閾値Ｒｍｒｅｆは、第１入力方式と第２入力方式との何れを用いるかを選択するために用いられる閾値であり、実施例では、パルスパターンＰＰと閾値Ｒｍｒｅｆとの関係を予め定めてマップとしてＲＯＭ５４に記憶しておき、パルスパターンＰＰが与えられると、このマップに適用して、閾値Ｒｍｒｅｆを設定するものとした。パルスパターンＰＰと閾値Ｒｍｒｅｆとの関係の一例を図５に示す。このようにパルスパターンＰＰに応じて閾値Ｒｍｒｅｆを設定するのは、パルスパターンＰＰ（パルスタイプＰＴおよびパルス数Ｎｐ）に応じてパルスの形状が異なり、相電流Ｉｕ，Ｉｖの入力間隔（電流フィードバック制御の更新間隔）が異なるためである。このように閾値Ｒｍｒｅｆを設定することにより、第１入力方式と第２入力方式との何れを用いるかをより適切に判定することができる。

第１入力方式は、トランジスタＴ１１〜１３の全てをオンとする（トランジスタＴ１４〜Ｔ１６の全てをオフとする）三相オンのとき、および、トランジスタＴ１１〜Ｔ１３の全てをオフとする（トランジスタＴ１１〜Ｔ１３の全てをオンとする）三相オフのときに、電流センサ３２ｕ，３２ｖからの相電流Ｉｕ，Ｉｖを入力する（図２のルーチンで用いる相電流Ｉｕ，Ｉｖを更新する）方式である。したがって、スイッチングパターンＶがパターンＶ０のときおよびパターンＶ７のときに、相電流Ｉｕ，Ｉｖを入力することになる。図６は、第１入力方式で相電流Ｉｕ，Ｉｖを入力するときの様子の一例を示す説明図である。図６では、スイッチングパターンＶがパターンＶ３，Ｖ７，Ｖ３の順に変化する際に相電流Ｉｕ，Ｉｖを入力するときの様子を示す。図６の例では、スイッチングパターンＶがパターンＶ７のときの中央（中点）の電気角θｅ１、即ち、パターンＶ３からパターンＶ７に切り替わる電気角θｅ１１とパターンＶ７からパターンＶ３に切り替わる電気角θｅ１２との和の２分の１の電気角θｅで相電流Ｉｕ，Ｉｖを入力するものとした。このように、電気角θｅ１を電気角θｅ１１と電気角θｅ１２との中央とすることにより、相電流のリプルの中央値を入力することができる。

第２入力方式は、三相オンのときおよび三相オフのときに加えて、トランジスタＴ１１〜Ｔ１３のうちの１つずつをオン，オフで保持している状態で、残余の１つをオフオンオフする際のオンのときおよびオンオフオンする際のオフのときにも、電流センサ３２ｕ，３２ｖからの相電流Ｉｕ，Ｉｖを入力する方式である。したがって、スイッチングパターンＶがパターンＶ０のときおよびパターンＶ７のときに加えて、パターンＶ１，Ｖ５，Ｖ１と変化する際のパターンＶ５のときや、パターンＶ５，Ｖ１，Ｖ５と変化する際のパターンＶ１ののときなどにも、相電流Ｉｕ，Ｉｖを入力することになる。図７は、第２入力方式で相電流Ｉｕ，Ｉｖを入力するときの様子の一例を示す説明図である。図７では、スイッチングパターンＶがパターンＶ１，Ｖ５，Ｖ１の順に変化する際に相電流Ｉｕ，Ｉｖを入力するときの様子を示す。図７の例では、スイッチングパターンＶがパターンＶ５のときの中央の電気角θｅ２、即ち、パターンＶ１からパターンＶ５に切り替わる電気角θｅ２１とパターンＶ５からパターンＶ１に切り替わる電気角θｅ２２との和の２分の１の電気角θｅで相電流Ｉｕ，Ｉｖを入力するものとした。このように、電気角θｅ２を電気角θｅ２１と電気角θｅ２２との中央とすることにより、相電流のリプルの中央値を入力することができる。

ここで、第１入力方式と第２入力方式との選択を変調率Ｒｍに基づいて行なう理由について説明する。第１入力方式を用いる場合、スイッチングパターンＶがＶ０，Ｖ７のときにだけ相電流Ｉｕ，Ｉｖを入力するから、第２入力方式を用いる場合に比して、入力する相電流Ｉｕ，Ｉｖの安定性（精度）を良好なものとすることができる。一方、第２入力方式を用いる場合、第１入力方式を用いる場合に比して、相電流Ｉｕ，Ｉｖの入力（更新）頻度を多くするから、電流フィードバック制御の制御性、即ち、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊，相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊，変調率Ｒｍ，電圧位相θｐの応答性（トルク指令Ｔｍ＊の変化に対する追従性）を高くすることができ、モータ３２の制御性を高くすることができる。ところで、変調率Ｒｍが比較的大きいときには、パルス数Ｎｐが比較的少なくなるから、電気角θｅの１周期においてスイッチングパターンＶがパターンＶ０，Ｖ７になる回数が比較的少なくなる。このため、変調率Ｒｍが比較的大きいときには、第１入力方式を用いると、相電流Ｉｕ，Ｉｖの入力（更新）頻度が比較的少なくなり、電流フィードバック制御の制御性ひいてはモータ３２の制御性の低下の程度が比較的大きくなりやすいと考えられる。これを踏まえて、変調率Ｒｍが閾値Ｒｍｒｅｆ以上のときには、第２入力方式を用いるものとした。これにより、電流フィードバック制御の制御性を高くすることができ、モータ３２の制御性を高くすることができる。一方、変調率Ｒｍが比較的小さいときには、変調率Ｒｍが比較的大きいときに比して、第１入力方式を用いたとしても、電流フィードバック制御の低下の程度が小さいと考えられることから、第１入力方式を用いるものとした。これにより、入力する相電流Ｉｕ，Ｉｖの安定性を良好なものとすることができる。これらの結果、モータ３２の制御性と入力する相電流Ｉｕ，Ｉｖの安定性（精度）とのある程度の両立を図ることができる。

以上説明した実施例の電気自動車２０では、第１入力方式または第２入力方式によって電流センサ３２ｕ，３２ｖからの相電流Ｉｕ，Ｉｖを入力する。ここで、第１入力方式は、トランジスタＴ１１〜１３の全てをオンとする三相オンのときおよびトランジスタＴ１１〜Ｔ１３の全てをオフとする三相オフのときに、相電流Ｉｕ，Ｉｖを入力する方式である。また、第２入力方式は、三相オンのときおよび三相オフのときに加えて、トランジスタＴ１１〜Ｔ１３のうちの１つずつをオン，オフで保持している状態で残余の１つをオフオンオフする際のオンのときおよびオンオフオンする際のオフのときにも、相電流Ｉｕ，Ｉｖを入力する方式である。こうしたものにおいて、変調率Ｒｍが閾値Ｒｍｒｅｆ未満のときには、第１入力方式を選択し、変調率Ｒｍが閾値Ｒｍｒｅｆ以上のときには、第２入力方式を選択する。これにより、変調率Ｒｍが閾値Ｒｍｒｅｆ未満のときには、入力する相電流Ｉｕ，Ｉｖの安定性（精度）を良好なものとすることができ、変調率Ｒｍが閾値Ｒｍｒｅｆ以上のときには、電流フィーバック制御の制御性を高くしてモータ３２の制御性を高くすることができる。これらの結果、モータ３２の制御性と入力する相電流Ｉｕ，Ｉｖの安定性（精度）とのある程度の両立を図ることができる。

実施例の電気自動車２０では、第１入力方式と第２入力方式との何れを用いるかを選択するために用いられる閾値Ｒｍｒｅｆは、パルスパターンＰＰに応じた値を用いるものとしたが、一律の値を用いるものとしてもよい。

実施例の電気自動車２０では、変調率Ｒｍが閾値Ｒｍｒｅｆ未満のときには、第１入力方式を選択し、変調率Ｒｍが閾値Ｒｍｒｅｆ以上のときには、第２入力方式を選択するものとした。しかし、変調率Ｒｍが大きいときには小さいときに比して第１入力方式と第２入力方式とのうち第２入力方式を用いる頻度（割合）を高くするものであればよい。

実施例の電気自動車２０では、電子制御ユニット５０のＣＰＵ５２は、図４の電流入力方式設定ルーチンを実行するものとした。しかし、電子制御ユニット５０のＣＰＵ５２は、図８の電流入力方式設定ルーチンを実行するものとしてもよい。

図８の電流入力方式設定ルーチンが実行されると、電子制御ユニット５０のＣＰＵ５２は、まず、モータ３２の回転数ＮｍおよびパルスパターンＰＰを入力する（ステップＳ３００）。ここで、モータ３２の回転数Ｎｍは、図２のＰＷＭ信号生成ルーチンのステップＳ１００の処理と同様に入力し、パルスパターンＰＰは、図４の電流入力方式設定ルーチンのステップＳ２００の処理と同様に入力するものとした。

こうしてデータを入力すると、パルスパターンＰＰに基づいて閾値Ｎｍｒｅｆを設定し（ステップＳ３１０）、モータ３２の回転数Ｎｍを閾値Ｎｍｒｅｆと比較する（ステップＳ３２０）。そして、モータ３２の回転数Ｎｍが閾値Ｎｍｒｅｆ未満のときには、電流入力方式に第１入力方式を設定して（ステップＳ３３０）、本ルーチンを終了する。一方、モータ３２の回転数Ｎｍが閾値Ｎｍｒｅｆ以上のときには、電流入力方式に第２入力方式を設定して（ステップＳ３４０）、本ルーチンを終了する。

閾値Ｎｍｒｅｆは、上述の閾値Ｒｍｒｅｆと同様に、第１入力方式と第２入力方式との何れを用いるかを選択するために用いられる閾値であり、実施例では、パルスパターンＰＰと閾値Ｎｍｒｅｆとの関係を予め定めてマップとしてＲＯＭ５４に記憶しておき、パルスパターンＰＰが与えられると、このマップに適用して、閾値Ｎｍｒｅｆを設定するものとした。このようにパルスパターンＰＰに応じて閾値Ｎｍｒｅｆを設定することにより、第１入力方式と第２入力方式との何れを用いるかをより適切に判定することができる。

ここで、第１入力方式と第２入力方式との選択をモータ３２の回転数Ｎｍに基づいて行なう理由について説明する。上述したように、第１入力方式を用いる場合、第２入力方式を用いる場合に比して、入力する相電流Ｉｕ，Ｉｖの安定性（精度）を良好なものとすることができる。一方、第２入力方式を用いる場合、第１入力方式を用いる場合に比して、電流フィードバック制御の制御性を高くすることができ、モータ３２の制御性を高くすることができる。ところで、モータ３２の回転数Ｎｍが小さいときには大きいときに比して、モータ３２の電気角θｅでの１周期の時間が長くなるから、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのリプルが大きくなる。このため、モータ３２の回転数Ｎｍが比較的小さいときには、第２入力方式を用いると、入力する相電流Ｉｕ，Ｉｖの安定性（精度）の低下の程度が比較的大きくなりやすいと考えられる。これを踏まえて、モータ３２の回転数Ｎｍが閾値Ｒｍｒｅｆ未満のときには、第１入力方式を用いるものとした。これにより、入力する相電流Ｉｕ，Ｉｖの安定性を良好なものとすることができる。一方、モータ３２の回転数Ｎｍが比較的大きいときには、相電流Ｉｕ，Ｉｖのリプルが比較的小さくなり、第２入力方式を用いたとしても、入力する相電流Ｉｕ，Ｉｖの安定性（精度）の低下の程度が小さいと考えられることから、第２入力方式を用いるものとした。これにより、モータ３２の制御性を高くすることができる。これらの結果、モータ３２の制御性と入力する相電流Ｉｕ，Ｉｖの安定性（精度）とのある程度の両立を図ることができる。

この変形例では、第１入力方式と第２入力方式との何れを用いるかを選択するために用いられる閾値Ｎｍｒｅｆは、パルスパターンＰＰに応じた値を用いるものとしたが、一律の値を用いるものとしてもよい。

また、この変形例では、モータ３２の回転数Ｎｍが閾値Ｎｍｒｅｆ未満のときには、第１入力方式を選択し、モータ３２の回転数Ｎｍが閾値Ｎｍｒｅｆ以上のときには、第２入力方式を選択するものとした。しかし、モータ３２の回転数Ｎｍが大きいときには小さいときに比して第１入力方式と第２入力方式とのうち第２入力方式を用いる頻度（割合）を高くするものであればよい。

実施例の電気自動車２０では、ＰＷＭ信号を生成する際に用いるパルスパターンＰＰのパルスタイプＰＴとして、モータ３２の鉄損を低減するようにＰＷＭ信号を生成するタイプＰＷＭａと、電圧や電流の高調波を低減するようにＰＷＭ信号を生成するタイプＰＷＭｂと、の２つのタイプを用いるものとした。しかし、パルスタイプＰＴとして、３つ以上のパルスタイプＰＴを用いるものとしてもよい。この場合、例えば、モータ３２の鉄損を低減するようにＰＷＭ信号を生成するタイプ，モータ３２の銅損を低減するようにＰＷＭ信号を生成するタイプ，モータ３２のトルクリプルを低減するようにＰＷＭ信号を生成するタイプ，インバータ３４の損失を低減するようにＰＷＭ信号を生成するタイプ，モータ３２およびインバータ３４のトータル損失を低減するようにＰＷＭ信号を生成するタイプ，電圧の高調波を低減するようにＰＷＭ信号を生成するタイプ，電流の高調波を低減するようにＰＷＭ信号を生成するタイプなどを用いるものとしてもよい。また、パルスタイプＰＴとして、１つのタイプだけを用いるものとしてもよい。この場合、パルスパターンＰＰとしては、パルス数Ｎｐだけに応じたパターンを設定すればよい。

実施例の電気自動車２０では、バッテリ３６とインバータ３４との間に昇圧コンバータ４０を設けるものとしたが、昇圧コンバータ４０を設けないものとしてもよい。

実施例の電気自動車２０では、モータ３２とインバータ３４とバッテリ３６とを備える構成とした。しかし、図９の変形例のハイブリッド自動車１２０に示すように、モータ３２とインバータ３４とに加えて、エンジン１２２とプラネタリギヤ１２４とモータ１３２とインバータ１３４とを備える構成としてもよい。ここで、プラネタリギヤ１２４のサンギヤにはモータ１３２が接続され、キャリヤにはエンジン１２２が接続され、リングギヤには駆動軸２６およびモータ３２が接続されている。インバータ１３４は、モータ１３２に接続されると共に高電圧系電力ライン４２に接続されている。

実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係について説明する。実施例では、モータ３２が「モータ」に相当し、インバータ３４が「インバータ」に相当し、バッテリ３６が「バッテリ」に相当し、電子制御ユニット５０が「制御装置」に相当し、電流センサ３２ｕ，３２ｖが「電流センサ」に相当する。

なお、実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係は、実施例が課題を解決するための手段の欄に記載した発明を実施するための形態を具体的に説明するための一例であることから、課題を解決するための手段の欄に記載した発明の要素を限定するものではない。即ち、課題を解決するための手段の欄に記載した発明についての解釈はその欄の記載に基づいて行なわれるべきものであり、実施例は課題を解決するための手段の欄に記載した発明の具体的な一例に過ぎないものである。

以上、本発明を実施するための形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。

本発明は、自動車の製造産業などに利用可能である。

２０ 電気自動車、２２ａ，２２ｂ 駆動輪、２４ デファレンシャルギヤ、２６ 駆動軸、３２，１３２ モータ、３２ａ 回転位置検出センサ、３２ｕ，３２ｖ，３６ｂ 電流センサ、３４，１３４ インバータ、３６ バッテリ、３６ａ，４６ａ，４８ａ 電圧センサ、４０ 昇圧コンバータ、４２ 高電圧系電力ライン、４４ 低電圧系電力ライン、４６，４８ コンデンサ、５０ 電子制御ユニット、５２ ＣＰＵ、５４ ＲＯＭ、５６ ＲＡＭ、６０ イグニッションスイッチ、６１ シフトレバー、６２ シフトポジションセンサ、６３ アクセルペダル、６４ アクセルペダルポジションセンサ、６５ ブレーキペダル、６６ ブレーキペダルポジションセンサ、６８ 車速センサ、１２０ ハイブリッド自動車、１２２ エンジン、１２４ プラネタリギヤ、Ｄ１１〜Ｄ１６，Ｄ３１，Ｄ３２ ダイオード、Ｌ リアクトル、Ｔ１１〜Ｔ１６，Ｔ３１，Ｔ３２ トランジスタ。

Claims (1)

1. 走行用の三相モータと、
   ３つの上アームと３つの下アームとからなる６つのスイッチング素子のスイッチングによって前記三相モータを駆動するインバータと、
   前記インバータを介して前記三相モータと電力をやりとりするバッテリと、
   前記三相モータのトルク指令に基づくｄ軸，ｑ軸の電流指令と前記三相モータの相電流に基づくｄ軸，ｑ軸の電流との電流フィードバック制御を用いて電圧の変調率および電圧位相を設定し、前記変調率が大きいときには小さいときに比して少なくなるように前記三相モータの電気角での所定周期のパルス数を設定し、前記変調率と前記電圧位相と前記パルス数とに基づいて前記複数のスイッチング素子のＰＷＭ信号を生成して前記複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう制御装置と、
   を備える自動車であって、
   前記三相モータの相電流を検出する電流センサを備え、
   前記制御装置は、前記３つの上アームの全てをオンとする三相オンのときおよび前記３つの上アームの全てをオフとする三相オフのときに前記電流センサからの前記相電流を入力する第１入力方式、または、前記三相オンのときおよび前記三相オフのときに加えて前記３つの上アームのうちの１つずつをそれぞれオン，オフで保持している状態で残余の１つをオフオンオフする際のオンのときおよびオンオフオンする際のオフのときにも前記電流センサからの前記相電流を入力する第２入力方式によって前記相電流を入力し、
   更に、前記制御装置は、前記変調率または前記三相モータの回転数が大きいときには小さいときに比して前記第１入力方式と前記第２入力方式とのうち前記第２入力方式を用いる頻度を高くする、
   自動車。

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