CN108696231A - 多相电动机控制装置 - Google Patents

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Abstract

一种多相电动机控制装置，存储：第一阈值，其为高电势侧开关元件所产生的噪声开始重叠第一测量时段的占空比；以及第二阈值，其为低电势侧开关元件从打开切换到关闭的时间处于第二测量时段的结束之后的占空比；进行：第一判断，用于比较最大目标占空比与所述第一阈值；以及第二判断，用于比较第二大目标占空比与所述第二阈值；当所述最大目标占空比小于所述第一阈值时，在所述第一测量时段中测量电流；以及当所述最大目标占空比大于所述第一阈值并且所述第二大目标占空比小于所述第二阈值时，在所述第二测量时段中测量电流。

Description

多相电动机控制装置
相关申请的交叉引用
该申请基于2017年4月12日提交于日本专利局的日本专利申请No.2017-078868，其全部内容通过引用合并于此。
技术领域
本公开涉及一种多相电动机控制装置。
背景技术
传统上，已经已知一种以高精度检测每个相的相电流值以便通过使用PWM控制来控制驱动多相电动机旋转的桥电路的开关元件的技术。例如，JP 2010-220414A公开了一种能够确保高精准电流检测的电机控制装置。在驱动电路中与每个相对应的低电势侧开关元件中的一个的打开时间变得比电流值检测时间更短的情况下，电机控制装置估计与开关元件中的这一个对应的电流不可检测的相的相电流值。电机控制装置根据除了电流不可检测的相之外的两个相的电流值来估计电流不可检测的相的相电流值。在根据上述估计的电流检测时，电机控制装置关于作为用于估计的基础的除了电流不可检测的相之外的两个相在电流检测期间保持与电流不可检测的相对应的开关臂的开关状态。换言之，电机控制装置使得高电势侧开关元件打开并且使得低电势侧开关元件关闭，并且因此，输出防止开关元件的开关所产生的噪声的混合的电机控制信号。因此，即使对于保证所有相中的相电流值的检测时间所设置的输出电压限制消除，电机控制装置也可以确保高精准的电流检测。
发明内容
本公开提供一种在减少在开关元件的开关时所生成的噪声的影响的同时测量相电流的多相电动机控制装置。
为了解决上述问题，提供一种控制多相电动机的多相电动机控制装置。所述多相电动机控制装置包括：桥电路，被配置与对应于所述多相电动机的每个相的相电路并联连接，所述相电路中的每一个串联地包括高电势侧开关元件、低电势侧开关元件以及电流检测器，所述电流检测器被提供在相对于所述低电势侧开关元件的低电势侧上并且被配置为检测相电流值；控制器，被配置为在第一测量时段中或在测量开始得比所述第一测量时段更晚的第二测量时段中测量流过每个电流检测器的电流，并且被配置为计算用于控制被馈送到所述相电路中的每一个的电流的控制信号；以及PWM控制器，被配置为周期性地计算用于驱动所述低电势侧开关元件和所述高电势侧开关元件中的每一个的PWM信号的目标占空比，所述目标占空比是根据所述控制信号计算的。所述控制器被配置为：存储第一阈值和第二阈值，所述第一阈值为由所述相电路的所述高电势侧开关元件所产生的开关噪声开始重叠所述第一测量时段的占空比，所述第二阈值为所述相电路的所述低电势侧开关元件从打开切换到关闭的时间处于所述第二测量时段的结束之后的占空比。所述控制器被配置为进行用于比较所述目标占空比当中的最大目标占空比与所述第一阈值的第一判断，以及用于比较所述目标占空比当中的第二大目标占空比与所述第二阈值的第二判断。当所述第一判断的结果指示所述最大目标占空比小于所述第一阈值时，所述控制器在所述第一测量时段中测量电流。当所述第一判断的结果指示所述最大目标占空比大于所述第一阈值并且所述第二判断的结果指示所述第二大目标占空比小于所述第二阈值时，所述控制器在所述第二测量时段中测量电流。
据此，通过在避免具有第二大占空比的相电路中所生成的噪声的同时测量流过相电路的电流(噪声是归因于具有最大占空比的相电路中的开关元件的开关而生成的)，可以提供在减少在开关元件的开关时所生成的噪声的影响的同时测量相电流的多相电动机控制装置。
所述第二测量时段的开始时间可以是噪声收敛的时间点，所述噪声是当以所述第一阈值的占空比驱动所述相电路时所述相电路的所述高电势侧开关元件从关闭切换到打开时生成的。
据此，通过将所述第二测量时段的开始时间设置为在高电势侧开关元件从关闭切换到打开时所生成的噪声收敛的时间点，可以使得所述第二阈值最小化。因此，可以使得可以在没有重叠噪声的情况下在第二测量时段中测量电流的中等占空范围最大化。中等占空范围是在具有所述第二大占空比的所述相电路的所述低电势侧开关元件打开其间的时间。
此外，所述第一测量时段的所述开始时间可以从所述PWM信号的中心延迟达预定延迟时间。
据此，即使噪声处于PWM信号的改变稍许之后，也可以避免噪声的重叠。
为了解决上述问题，提供一种控制多相电动机的多相电动机控制装置。所述多相电动机控制装置包括：桥电路，被配置与对应于所述多相电动机的每个相的相电路并联连接，所述相电路中的每一个串联地包括高电势侧开关元件、低电势侧开关元件以及电流检测器，所述电流检测器被提供在相对于所述低电势侧开关元件的低电势侧上，并且被配置为检测相电流值；控制器，被配置为在第一测量时段中或在测量开始得比所述第一测量时段更晚的第二测量时段中测量流过每个电流检测器的电流，并且被配置为计算用于控制馈送到所述相电路中的每一个的电流的控制信号；以及PWM控制器，被配置为周期性地计算用于驱动所述低电势侧开关元件和所述高电势侧开关元件中的每一个的PWM信号的目标占空比，所述目标占空比是根据所述控制信号计算的。所述控制器被配置为：存储第一阈值和第二阈值，所述第一阈值为在由具有所述目标占空比当中的最大目标占空比的所述相电路的所述高电势侧开关元件所产生的开关噪声开始重叠所述第一测量时段的情况下具有所述最大目标占空比的所述相电路的所述高电势侧开关元件的关闭时间，所述第二阈值为在具有所述目标占空比当中的第二大目标占空比的所述相电路的所述低电势侧开关元件从打开切换到关闭处于所述第二测量时段的结束之后的情况下具有所述第二大目标占空比的所述相电路的所述低电势侧开关元件的打开时间。所述控制器被配置为进行用于比较具有所述最大目标占空比的所述相电路的所述高电势侧开关元件的所述关闭时间与所述第一阈值的第一判断，以及用于比较具有所述第二大目标占空比的所述相电路的所述低电势侧开关元件的所述打开时间与所述第二阈值的第二判断。当所述第一判断的结果指示具有所述最大目标占空比的所述相电路的所述高电势侧开关元件的所述关闭时间大于或等于所述第一阈值时，所述控制器在所述第一测量时段中测量电流。当所述第一判断的结果指示具有所述最大目标占空比的所述相电路的所述高电势侧开关元件的所述关闭时间小于所述第一阈值并且所述第二判断的结果指示具有所述第二大目标占空比的所述相电路的所述低电势侧开关元件的所述打开时间大于所述第二阈值时，所述控制器在所述第二测量时段中测量电流。
据此，通过在避免具有第二大占空比的相电路中所生成的噪声的同时测量流过相电路的电流(噪声是归因于具有最大占空比的相电路中的开关元件的开关而生成的)，可以提供在减少在开关元件的开关时所生成的噪声的影响的同时测量相电流的多相电动机控制装置。
根据本公开，可以提供一种在减少在开关元件的开关时所生成的噪声的影响的同时测量相电流的多相电动机控制装置。
附图说明
图1是根据本公开一个或多个实施例的多相电动机控制装置的框图。
图2是示出根据本公开一个或多个实施例的多相电动机控制装置的控制方法的流程图。
图3是示出根据本公开一个或多个实施例的测量多相电动机控制装置中的相电流的方法的流程图。
图4是示出根据本公开一个或多个实施例的多相电动机控制装置中的高电势侧开关元件(上阶FET)中的PWM信号和低电势侧开关元件(下阶FET)中的PWM信号的开关定时的解释性示图。
图5是在根据本公开一个或多个实施例的多相电动机控制装置中解释PWM信号、栅极电压与漏极-源极电压之间的关系的解释性示图，并且示出第一测量时段。
图6是在根据本公开一个或多个实施例的多相电动机控制装置中解释提供给具有最大占空的相的高电势侧开关元件(上阶FET)的PWM信号与中等占空的相中的噪声生成定时之间的关系的解释性示图，并且示出第一阈值。
图7是示出第一测量开始延迟时间比图6中的更短的情况的解释性示图。
图8是在根据本公开一个或多个实施例的多相电动机控制装置中示出提供给具有最大占空的相的高电势侧开关元件(上阶FET)的PWM信号与中等占空的相中的噪声生成定时之间的关系的解释性示图，并且示出第二测量时段。
图9是在根据本公开一个或多个实施例的多相电动机控制装置中解释提供给具有最大占空的相的高电势侧开关元件(上阶FET)的PWM信号与中等占空的相中的噪声生成定时之间的关系的解释性示图，并且示出第二阈值。
图10是示出第二测量开始延迟时间设置为图9A至图9D中的优化值的情况的解释性示图。
图11是示出根据本公开一个或多个实施例的测量多相电动机控制装置中的相电流的方法的流程图。
图12是示出根据本公开一个或多个实施例的多相电动机控制装置中的PWM信号的解释性示图。
图13A是用于解释在多相电动机控制装置中所有低电势侧开关元件打开的时间比电流检测时间充分更长的情况下的电流检测方法的解释性示图。图13B是用于解释在多相电动机控制装置中所有低电势侧开关元件打开的时间与电流检测时间实质上相同的情况下的电流检测方法的解释性示图。
具体实施方式
以下将参照附图描述每个实施例。在附图中，相同或等同组件由相同标号指定。在本公开实施例中，阐述大量具体细节以提供本发明的更透彻理解。然而，本领域技术人员应理解，可以在没有这些具体细节的情况下实践本发明。在其它实例中，并未详细描述公知特征，以免模糊本发明。
第一实施例
参照图1，将描述根据该实施例的多相电动机控制装置100。多相电动机控制装置100驱动并且控制三相电动机M。三相电动机M是用于车辆等的电动动力转向装置(未示出)的三相无刷电机，并且对转向操作赋予辅助力。多相电动机控制装置100包括桥电路10、脉宽调制(PWM)控制器20以及控制器30。桥电路10被配置为分别并联连接与三相电动机M的相U、V、W对应的相电路Cu、Cv、Cw。PWM控制器20将PWM信号输出到桥电路10的每个相。控制器30控制整个多相电动机控制装置100。
桥电路10经由电源线Lh连接到电池BAT的正电极侧，并且经由接地线Ll连接(接地)到电池BAT负电极侧。桥电路10的相电路Cu、Cv、Cw分别包括高电势侧开关元件Quh、Qvh、Qwh、低电势侧开关元件Qul、Qvl、Qwl以及电流检测器Ru、Rv、Rw。在电源线Lh侧上提供高电势侧开关元件Quh、Qvh、Qwh中的每一个。在接地线Ll侧上提供低电势侧开关元件Qul、Qvl、Qwl中的每一个。最靠近接地线Ll提供电流检测器Ru、Rv、Rw中的每一个。高电势侧开关元件Quh、Qvh、Qwh、低电势侧开关元件Qul、Qvl、Qwl以及电流检测器Ru、Rv、Rw分别串联连接。在实施例中，MOSFET(即金属氧化物半导体场效应晶体管)用作高电势侧开关元件Quh、Qvh、Qwh和低电势侧开关元件Qul、Qvl、Qwl中的每一个。
高电势侧开关元件Quh、Qvh、Qwh中的每一个的漏极连接到电源线Lh。高电势侧开关元件Quh、Qvh、Qwh的源极分别连接到低电势侧开关元件Qul、Qvl、Qwl的漏极。低电势侧开关元件Qul、Qvl、Qwl的源极分别经由电流检测器Ru、Rv、Rw连接到接地线Ll。PWM控制器20所生成的PWM信号输入到高电势侧开关元件Quh、Qvh、Qwh和低电势侧开关元件Qul、Qvl、Qwl中的每一个的栅极，并且由此源极和漏极得以彼此连接或断开连接。
电流检测器Ru、Rv、Rw是用于电流检测的电阻器(分流电阻器)，并且被提供在相对于低电势侧开关元件Qul、Qvl、Qwl的较低电势侧(接地侧)上。电流检测器Ru、Rv、Rw通过使用待稍后描述的方法来检测从桥电路10提供给三相电动机M的相U、V、W的电流。通常，电动动力转向装置的三相电动机M经受正弦波通电，并且因此驱动电力被提供到三相电动机M。此时，需要每个相U、V、W的电流值的反馈。因此，分别在相电路Cu、Cv、Cw中提供电流检测器Ru、Rv、Rw，以检测每个相的电流。
高电势侧开关元件Quh、Qvh、Qwh与低电势侧开关元件Qul、Qvl、Qwl之间的连接点分别连接到三相电动机M的相U、V、W的线圈。此外，低电势侧开关元件Qul、Qvl、Qwl与电流检测器Ru、Rv、Rw之间的连接点连接到AD转换器Tu、Tv、Tw。AD转换器Tu、Tv、Tw分别输出通过将相电路Cu、Cv、Cw的模拟相电流值转换为数字值所获得的相电流值Iu、Iv、Iw。
与从AD转换器Tu、Tv、Tw输出的相电流值Iu、Iv、Iw对应的电压值、从另一传感器或电控单元(ECU，未示出)获得的转向的转向扭矩值、三相电动机M的旋转角度(电角度)以及车辆速度输入到控制器30。根据驱动器在该车辆速度下赋予转向的转向扭矩值、旋转角度以及由AD转换器Tu、Tv、Tw检测到的相电流值Iu、Iv、Iw，控制器30计算用于各个相的命令电压Vu、Vv、Vw作为控制信号，命令电压Vu、Vv、Vw与三相电动机M赋予转向的辅助力的目标值对应。然后，控制器30将命令电压Vu、Vv、Vw输出到PWM控制器20。注意，控制器30配置有包括CPU和存储器的微计算机。
PWM控制器20分别根据从控制器30输出的各个相的命令电压Vu、Vv、Vw来生成占空指令值Du、Dv、Dw。根据占空指令值Du、Dv、Dw，PWM控制器20生成用于驱动三相电动机M旋转的PWM信号，并且将PWM信号输出到高电势侧开关元件Quh、Qvh、Qwh以及低电势侧开关元件Qul、Qvl、Qwl。PWM信号输入到高电势侧开关元件Quh、Qvh、Qwh和低电势侧开关元件Qul、Qvl、Qwl的栅极。桥电路10通过使用PWM控制来转换充当DC电源的电池BAT的电力，并且将电力提供给三相电动机M。
此外，控制器30分别将采样信号Su、Sv、Sw输出到AD转换器Tu、Tv、Tw。采样信号Su、Sv、Sw指定AD转换器Tu、Tv、Tw测量电流的定时(timing)。稍后将描述AD转换器Tu、Tv、Tw在哪些定时测量电流。AD转换器Tu、Tv、Tw根据采样信号Su、Sv、Sw来测量各个相的电流，并且将相电流值Iu、Iv、Iw反馈到控制器30。
此外，多相电动机控制装置100还包括电流值估计单元40。在输出到低电势侧开关元件Qul、Qvl、Qwl之一的PWM信号的打开时间比预定时间更短的一个相产生的情况下，电流值估计单元40根据其它两个相的相电流值来估计该相的相电流值。估计方法是已知的方法。例如，根据基尔霍夫定律来估计相电流值。在实施例中，电流值估计单元40示出为微计算机的控制器30的部分；然而，电流值估计单元40不限于此。可以在不同的微计算机中提供电流值估计单元40。
首先，参照图13A和图13B，将描述典型多相电动机控制装置中的电流检测定时。
用于三相电动机M的相U、V、W的正弦波被配置为具有相同幅度并且相位彼此偏移120°的三个正弦波信号。为了生成正弦波信号，PWM控制器20比较具有比正弦波信号的周期远更短的周期的三角波信号的PWM基准信号P与作为目标值的与命令电压Vu、Vv、Vw对应的占空指令值Du、Dv、Dw中的每一个。PWM控制器20因而生成用于打开或关闭高电势侧开关元件Quh、Qvh、Qwh和低电势侧开关元件Qul、Qvl、Qwl中的每一个的PWM信号。
具体地说，PWM控制器20比较PWM基准信号P与占空指令值Du、Dv、Dw中的每一个。在PWM基准信号P超过占空指令值Du、Dv、Dw中的每一个的区段中，PWM控制器20关闭高电势侧开关元件Quh、Qvh、Qwh中的每一个，并且打开与高电势侧开关元件Quh、Qvh、Qwh对应的低电势侧开关元件Qul、Qvl、Qwl中的每一个。与之对比，在PWM基准信号P小于占空指令值Du、Dv、Dw中的每一个的区段中，PWM控制器20打开高电势侧开关元件Quh、Qvh、Qwh中的每一个，并且关闭与高电势侧开关元件Quh、Qvh、Qwh对应的低电势侧开关元件Qul、Qvl、Qwl。也就是说，相电路Cu、Cv、Cw中的高电势侧开关元件Quh、Qvh、Qwh以及低电势侧开关元件Qul、Qvl、Qwl的打开和关闭是相反的。
在相对于低电势侧开关元件Qul、Qvl、Qwl的较低电势侧上提供电流检测器Ru、Rv、Rw。因此，在所有低电势侧开关元件Qul、Qvl、Qwl打开的定时检测相电路Cu、Cv、Cw中的每一个的相电流值。也就是说，如图8等所示，电流检测器Ru、Rv、Rw中的每一个通常以与PWM基准信号P的三角波信号的顶部的附近同步的定时来检测相电流值。注意，在实施例中，作为一个三角波信号的PWM基准信号P被设置为PWM信号的一个周期，并且三角波信号的顶部设置为PWM信号的一个周期的中心C。
如图13A所示，在严格意义上，检测到的相电流值Iu、Iv、Iw并非方波。也就是说，当低电势侧开关元件Qul、Qvl、Qwl中的每一个打开时，相电流值Iu、Iv、Iw中的每一个需要波形上升时间。此外，相电流值Iu、Iv、Iw中的每一个需要从当过冲产生并且与波形的上升关联的振铃(ringing)发生时起直到振铃收敛为止的收敛时间。此外，当低电势侧开关元件Qul、Qvl、Qwl中的每一个关闭时，相电流值Iu、Iv、Iw中的每一个需要波形下降时间。此外，相电流值Iu、Iv、Iw中的每一个需要从当下冲(undershoot)产生并且与波形的下降关联的振铃发生时起直到振铃收敛为止的收敛时间。
Tb表示这种波形的上升所需的时间与从当振铃发生时起直到振铃收敛为止的收敛时间之和。此外，Tc表示波形的下降所需的时间与从当振铃发生时起直到振铃收敛为止的收敛时间之和。注意，说明书的实施例示出这样的情况：相电路Cu的低电势侧开关元件Qul打开其间的时间在其它相电路Cv、Cw的低电势侧开关元件Qvl、Qwl打开其间的时间当中是最短的。换言之，将假设具有最大占空的相是U相来给出描述。因此，低电势侧开关元件Qul打开其间的时间是所有其它低电势侧开关元件Qvl、Qwl打开其间的时间。不言而喻，低电势侧开关元件Qul打开其间的时间在其它低电势侧开关元件Qvl、Qwl打开其间的时间当中不一定是最短的。
如图13A所示，为了测量电流，实际上需要特定时段。在说明书中，Ts表示对于电流测量必要的时段。在相电路Cu的低电势侧开关元件Qul打开其间的时段比对于电流测量必要的时段Ts充分更长的情况下，在电流不稳定其间的时间Tb中检测不到电流，并且可以测量具有很少噪声的稳定相电流值。因此，可以减少噪声对其它相电路Cv、Cw的相电流值的影响。
与之对比，图13B示出相电路Cu的低电势侧开关元件Qul打开其间的时间近似等于对于电流测量必要的时段Ts的情况。在此情况下，对于电流测量必要的时段Ts包括相电流值上升的时间或振铃发生的时间。于是，包括相电流值的上升或振铃所产生的噪声的相电流值受测量。因此，当在对于电流测量必要的时段Ts内低电势侧开关元件Qul打开时所生成的噪声混合在其它相电路Cv、Cw中。因此，当检测到包括该噪声的相电流值时，如果测量并且反馈相电路Cv、Cw的相电流值，则混合有该噪声的相电流值被反馈到控制器30。因而无法生成适当的命令电压，不能正确地驱动三相电动机，并且不能赋予高精准的辅助力。
参照图2，将描述实施例中的多相电动机控制装置100的控制方法。注意，流程图中的S表示步骤。在步骤S100中，多相电动机控制装置100的控制器30读取从AD转换器Tu、Tv、Tw输出的相电流值Iu、Iv、Iw、从另一传感器或ECU获得的转向的转向扭矩值、三相电动机M的旋转角度以及车辆速度。
在S102中，控制器30根据驱动器按该车辆速度赋予转向的转向扭矩值、旋转角度和相电流值Iu、Iv、Iw来计算将要由三相电动机M赋予转向的目标电流值。在S104中，控制器30计算生成目标电流值的每个相的占空。在S106中，控制器30计算占空产生的各个相的命令电压Vu、Vv、Vw中的每一个作为控制信号。
在S108中，PWM控制器20根据命令电压Vu、Vv、Vw生成占空指令值Du、Dv、Dw。根据占空指令值Du、Dv、Dw，PWM控制器20生成用于驱动三相电动机M旋转的PWM信号，并且将PWM信号输出到高电势侧开关元件Quh、Qvh、Qwh以及低电势侧开关元件Qul、Qvl、Qwl。PWM控制器20所生成的PWM信号以相对于PWM信号的一个周期的中心的对称定时而在打开状态与关闭状态之间切换。
在S110中，控制器30以稍后待描述的定时将采样信号Su、Sv、Sw输出到AD转换器Tu、Tv、Tw，以便指定AD转换器Tu、Tv、Tw测量电流的定时。AD转换器Tu、Tv、Tw根据采样信号Su、Sv、Sw来测量电流，并且将相电流值Iu、Iv、Iw反馈到控制器30。控制器30和PWM控制器20重复上述S100至S110。因此，三相电动机M可以将适当的辅助力施加到电动动力转向装置。
参照图3至图10，将描述控制器30使得AD转换器Tu、Tv、Tw检测电流的定时。也就是说，将描述控制器30使得AD转换器Tu、Tv、Tw测量相电路Cu、Cv、Cw的相电流的定时。在实施例的描述中，假设相电路Cu、Cv、Cw的占空值满足Cu>Cv>Cw。显然，占空值不限于上述这些。在S200中，控制器30计算具有最大占空的相电路Cu的高电势侧开关元件Quh关闭其间的时间T3(在附图中，高电势侧开关元件被称为“上阶(upper-stage)FET”)。例如，假设PWM基准信号P的一个周期是TCL，时间T3大致地计算为相电路Cu的占空比(duty cycle)与周期TCL的乘积。此外，在S202中，控制器30相似地计算具有中等占空的相电路Cv(相电路Cv具有第二大占空比)的低电势侧开关元件Qvl打开其间的时间T5(在附图中，低电势侧开关元件称为“下阶(lower-stage)FET”)。
在S204中，控制器30判断高电势侧开关元件Quh关闭其间的时间T3是否小于第一阈值(第一判断)。为了解释第一阈值，将参照图4至图7描述高电势侧开关元件(上阶FET)的PWM信号和低电势侧开关元件(下阶FET)的PWM信号的开关定时。如图4所示，基本上以相对于PWM基准信号P的三角波信号的顶部(即PWM信号的一个周期的中心C)的对称定时来执行PWM信号对相电路Cu、Cv、Cw中的每一个的打开和关闭。
在具有最大占空的相电路Cu(U相)中，在高电势侧开关元件Quh(上阶FET)从打开切换到关闭的定时稍许之后，低电势侧开关元件Qul(下阶FET)从关闭切换到打开。此外，在占空不大的情况下，在低电势侧开关元件Qul从打开切换到关闭稍许之后，高电势侧开关元件Quh从关闭切换到打开。该稍许延迟时间称为死区(dead)时间D。由于如果存在高电势侧开关元件Quh和低电势侧开关元件Qul同时打开其间的时间，则相电路Cu短路，因此提供死区时间D以防止相电路Cu的短路。在具有最小占空比的相电路Cw以及具有相电路Cu与相电路Cw的占空比之间的中等占空比的相电路Cv中也提供死区时间D。注意，如果具有最大占空的相电路Cu的占空增加到几乎100％，则低电势侧开关元件Qvl、Qwl(下阶FET)因为死区时间D等所以保持为关闭。实施例的以下描述将示出最大占空的相的下阶FET没有打开的占空的情况。
参照图5，将描述PWM信号、栅极电压与漏极-源极电压之间的关系。已经描述PWM信号以相对于PWM信号的一个周期的中心C的对称定时来打开和关闭。然而，由于PWM信号是施加到开关元件的栅极的电压，因此当PWM信号的电压达到栅极阈值电压VGS(th)时，开关元件打开和关闭。于是，如图5中通过线(c)所示，在PWM信号的打开和关闭定时稍许之后，具有最大占空的相电路Cu的高电势侧开关元件Quh(上阶FET)的漏极-源极电压开始上升和下降。在开关元件的开关时所生成的噪声不是在PWM信号的打开和关闭定时生成，而是在从PWM信号的打开或关闭定时稍许延迟的定时(即栅极电压越过栅极阈值电压VGS(th)的定时)生成。注意，栅极阈值电压VGS(th)是由包括该栅极的开关元件确定的常数。在PWM信号施加到栅极之后栅极电压耗费于达到栅极阈值电压VGS(th)的时间T4D由包括该栅极的开关元件和电路具有的电容等确定。
在PWM信号的打开和关闭定时稍许之后，噪声影响另一相的电路(例如具有中等占空比的相电路Cv)。如图5中的线(g)所示，当具有最大占空的相电路Cu中的高电势侧开关元件Quh的栅极电压变得比阈值电压VGS(th)更低时，噪声(左边波)开始影响相电路Cv的电流检测器Rv。在对于电流测量必要的时段Ts期间，电流检测器Rv测量振铃发生一段时间然后收敛的电流。此外，当高电势侧开关元件Quh的栅极电压超过阈值电压VGS(th)时，噪声(右边波)开始影响电流检测器Rv。在对于电流测量必要的时段Ts期间，电流检测器Rv测量振铃发生达一会儿然后收敛的电流。
注意，T4D表示从当PWM信号从打开切换到关闭时起直到栅极电压达到栅极阈值电压VGS(th)为止的时间。T4U表示从当PWM信号从关闭切换到打开时起直到PWM信号达到栅极阈值电压VGS(th)为止的时间。T2表示从噪声的产生到振铃的收敛的时间。Td表示从当施加到具有中等占空的相电路Cv的低电势侧开关元件Qvl的栅极的电压(PWM信号)从关闭切换到打开起直到漏极-源极电压稳定为止的时间。
以下将描述控制器30使用电流检测器Ru、Rv、Rw测量各个相的电流的两个时段(第一测量时段Ts1以及测量在第一测量时段Ts1之后开始的第二测量时段Ts2)。在第一测量时段Ts1中，电流测量的开始从PWM信号的中心C起延迟达时间Tx(第一测量开始延迟时间或延迟时间)。在第二测量时段Ts2中，电流测量的开始从中心C起延迟达时间Ty(第二测量开始延迟时间或延迟时间)。在具有最大占空的相电路Cu中的高电势侧开关元件Quh关闭其间的时间T3相对长的情况下，如图5中的线(g)所示，在噪声(右边波)产生之前，对于电流测量必要的时段Ts终止，噪声是当高电势侧开关元件Quh的栅极电压超过阈值电压VGS(th)时生成的。也就是说，满足关系Ts1<T3/2+T4U-Tx。如上所述，在第一测量时段Ts1中，在PWM信号的中心C与生成噪声(右边波)的时间之间的时段中测量电流，噪声是当高电势侧开关元件Quh的栅极电压超过阈值电压VGS(th)并且PWM信号从关闭切换到打开时生成的。在此情况下，控制器30在第一测量时段Ts1中至少将采样信号Sv、Sw输出到AD转换器Tv、Tw。AD转换器Tv、Tw根据采样信号Sv、Sw来测量电流，并且将相电流值Iv、Iw反馈到控制器30。根据相电流值Iv、Iw，电流值估计单元40估计相电路Cu的相电流值Iu。以此方式，可以在减少在开关元件的开关时所生成的噪声的影响的同时测量相电流。
然而，如图6中的线(b)所示，如果具有最大占空的相电路Cu的高电势侧开关元件Quh关闭其间的时间T3较短，则当高电势侧开关元件Quh的栅极电压超过阈值电压VGS(th)时所生成的噪声(右边波)接近PWM信号的中心C。因此，对于电流测量必要的时段Ts并未在开始要生成噪声(右边波)之前终止。于是，不能保证第一测量时段Ts1，并且AD转换器Tv、Tw将包括噪声(右边波)的相电流值Iv、Iw反馈到控制器30。
图6中的线(c)和(d)示出在对于电流测量必要的时段Ts在开始要生成噪声(右边波)之前终止的情况下的T3的限制值(第一阈值：T3(th))。因此，如图6中的线(d)所示示出第一阈值T3(th)是满足关系
Ts1+Tx＝T3/2+T4U的T3的值T3(th)。也就是说，T3(th)＝2*(Ts1+Tx-T4U)。注意，因为考虑在PWM信号的改变稍许之后生成噪声的因素，所以第一测量时段Ts1从PWM信号的中心C延迟达时间Tx。如果具有最大占空的相电路Cu中的高电势侧开关元件Quh关闭其间的时间T3超过第一阈值T3(th)，则噪声开始重叠第一测量时段Ts1。注意，控制器30可以存储第一阈值T3(th)。
在S204中，控制器30判断高电势侧开关元件Quh关闭其间的时间T3是否小于第一阈值(T3(th))。在时间T3大于第一阈值的情况下，在S210中，控制器30在第一测量时段Ts1中测量电流。在时间T3小于或等于第一阈值的情况下，控制器30在S206中判断具有中等占空的相电路Cv的低电势侧开关元件Qvl打开其间的时间T5是否大于第二阈值(第二判断)。
注意，已经描述第一测量开始延迟时间Tx相对较长的情况。也就是说，参照图7，在以上情况下，在从中心C起以第一测量开始延迟时间Tx的延迟开始的第一测量时段Ts1重叠左边噪声的收敛时间(图7中的点B)之前，该第一测量时段Ts1重叠右边噪声开始要生成的时间(图7中的点A)。然而，在第一测量开始延迟时间Tx较短的情况下(即，在第一测量时段Ts1在并未从PWM信号的中心C延迟过多的情况下开始的情况下)，左边噪声在右边噪声重叠之前重叠第一测量时段Ts1。在此情况下，假设在右边噪声重叠之前左边噪声开始重叠第一测量时段Ts1的时间T3是第一阈值T3(th)。
参照图8至图10，将描述第二阈值。在高电势侧开关元件Quh关闭其间的时间T3小于或等于第一阈值(T3(th))的情况下，控制器30不能在第一测量时段Ts1中测量电流。因此，控制器30在从当高电势侧开关元件Quh的栅极电压超过阈值电压VGS(th)时所生成的噪声(右边波)的生成起直到振铃收敛为止的时间T2之时或之后测量电流。也就是说，如图8中的线(d)所示，如果控制器30在从PWM信号的中心C起以T3(th)/2+T4U+T2或更大延迟的第二测量开始延迟时间Ty之时或之后开始电流测量，则控制器30可以在没有噪声(右边波)的情况下测量电流。
与之对比，在电流测量在噪声(右边波)收敛之后开始的情况下，必须在低电势侧开关元件Qvl打开其间的时间T5内完成具有中等占空的相电路Cv的电流测量。这是因为，必须在低电势侧开关元件Qvl打开的定时检测相电路Cv的相电流值。如所描述的那样，在控制器30不能在第一测量时段Ts1中测量电流的情况下，控制器30在第二测量时段Ts2(其为噪声(右边波)收敛的时间与低电势侧开关元件Qvl从打开到关闭的时间之间的时段)中测量相电路Cv的相电流。
为了在第二测量时段Ts2中测量具有中等占空的相电路Cv的相电流，低电势侧开关元件Qvl打开其间的时间T5需要满足T5/2>Ty+Ts2，如图9中的线(c)和(d)所示。也就是说，为了低电势侧开关元件Qvl在第二测量时段Ts2的结束之后从打开切换到关闭，T5必须大于2(Ty+Ts2)。T5的值在此情况下是第二阈值(T5(th))。注意，控制器30可以存储第二阈值(T5(th))。
如图10中的线(d)所示，第二阈值T5(th)优选地被这样设置：在具有最大占空的相电路Cu中的高电势侧开关元件Quh关闭其间的时间T3是第一阈值T3(th)的情况下所生成的右边噪声的收敛之后，第二测量开始延迟时间Ty立即结束。具体地说，Ty＝T3(th)/2+T4U+T2。也就是说，优选的是，第二测量时段Ts2的开始时间(第二测量开始延迟时间Ty已经过去的时间)是噪声收敛的时间点，噪声是在相电路在高电势侧开关元件Quh关闭其间的时间T3被设置为第一阈值T3(th)的状态下被驱动的情况下当相电路的高电势侧开关元件Quh从关闭切换为打开时生成的。据此，第二阈值T5(th)可以最小化。因此，在低电势侧开关元件Qvl打开其间的时间T5的可能范围中，能够使得可以在没有重叠噪声的情况下在第二测量时段Ts2中测量电流的范围最大化。
在步骤S206中，控制器30检查低电势侧开关元件Qvl打开其间的时间T5是否大于第二阈值(T5(th))。在时间T5大于第二阈值(T5(th))的情况下，控制器30在S208中在第二测量时段Ts2中测量电流。在此情况下，控制器30在第二测量时段Ts2中将采样信号Sv、Sw输出到AD转换器Tv、Tw。AD转换器Tv、Tw根据采样信号Sv、Sw来检测电流，并且将相电流值Iv、Iw反馈到控制器30。以此方式，可以在减少在开关元件的开关时所生成的噪声的影响的同时测量相电流。
在S206中低电势侧开关元件Qvl打开其间的时间T5小于或等于第二阈值(T5(th))的情况下，控制器30在S210中在第一测量时段Ts1中测量电流。在此情况下，存在这样的可能性：具有最大占空的相电路Cu的开关所生成的噪声混合在具有中等占空比的相电路Cv的待检测的相电流中。控制器30在第一测量时段Ts1中测量电流的原因在于，在低电势侧开关元件Qvl关闭之时或之后在第二测量时段中根本不能检测具有中等占空比的相电路Cv的相电流。
如上所述，在用于测量流过具有第二大占空比的相电路Cv的电流检测器Rv的电流的时段在噪声在具有第二大占空比的相电路Cv中生成的时间点之前终止的情况下(噪声是归因于具有PWM控制器20计算的占空比当中的最大占空比的相电路Cu的高电势侧开关元件Quh的打开而生成的)，控制器30在以预定时间(Td)从PWM信号的一个周期的中心C的延迟开始的第一测量时段Ts1中测量电流。在用于测量电流的时段并未终止的情况下，如果用于测量电流的时段在具有第二大占空比的相电路Cv的低电势侧开关元件Qvl关闭的时间点之前终止，则控制器30在测量在噪声收敛之后开始的第二测量时段Ts2中测量电流。
也就是说，控制器30存储第一阈值和第二阈值。第一阈值是具有目标占空比当中的最大目标占空比的相电路Cu的高电势侧开关元件Quh的关闭时间。在第一阈值，高电势侧开关元件Quh所生成的开关噪声开始重叠第一测量时段Ts1。第二阈值是具有目标占空比当中的第二大目标占空比的相电路Cv的低电势侧开关元件Qvl的打开时间。在第二阈值，低电势侧开关元件Qvl从打开切换到关闭的时间处于第二测量时段Ts2的结束之后。控制器30进行第一判断和第二判断。第一判断用于比较具有最大目标占空比的相电路Cu的高电势侧开关元件Quh的关闭时间与第一阈值。第二判断用于比较具有第二大目标占空比的相电路Cv的低电势侧开关元件Qvl的打开时间与第二阈值。在第一判断的结果指示具有最大目标占空比的相电路Cu的高电势侧开关元件Quh的关闭时间大于或等于第一阈值的情况下，控制器30在第一测量时段Ts1中测量电流。在第一判断的结果指示具有最大目标占空比的相电路Cu的高电势侧开关元件Quh的关闭时间小于第一阈值并且第二判断的结果指示具有第二大目标占空比的相电路Cv的低电势侧开关元件Qvl大于第二阈值的情况下，控制器30在第二测量时段Ts2中测量电流。据此，通过在避免归因于具有最大占空比的相电路Cu中的开关元件的开关而在具有第二大占空比的相电路Cv中所生成的噪声的同时测量流过相电路的电流，可以提供在减少在开关元件的开关时所生成的噪声的影响的同时测量相电流的多相电动机控制装置100。
第二实施例
参照图11，将描述根据该实施例的用于测量多相电动机控制装置的相电路Cu、Cv、Cw的相电流的定时。为了避免重复的描述，将主要描述与以上实施例的不同点。图11与上述实施例中的图3对应。此外，将假设相电路Cu、Cv、Cw的占空值满足Cu>Cv>Cw而给出描述。
在S300中，控制器30判断具有最大占空的相电路Cu的占空比是否大于阈值1A(第一判断)。阈值1A是指相电路Cu的高电势侧开关元件Quh关闭其间的时间(时间T3)。换言之，阈值1A是指在对于测量相电路Cu的电流必要的时段(上述实施例中的Ts)在开始要生成右边波的噪声之前终止的情况下与限制值(第一阈值T3(th))对应的占空比。也就是说，阈值1A是由相电路Cu的高电势侧开关元件Quh所生成的开关噪声开始重叠第一测量时段的占空比。
在第一判断中在具有最大占空的相电路Cu的占空比小于或等于阈值1A的情况下，控制器30在S306中在相电路Cu的电流的测量在开始要生成右边波的噪声之前终止的第一测量时段Ts1中测量电流。在相电路Cu的占空比大于阈值1A的情况下，控制器30在S302中判断具有中等占空的相电路Cv的占空比是否小于阈值2B(第二判断)。阈值2B是在具有中等占空的相电路Cv的低电势侧开关元件Qvl打开其间的时间(T5)。换言之，阈值2B是指在对于测量相电路Cv的电流必要的时段(Ts2)在低电势侧开关元件Qvl从打开到关闭之前终止的情况下与限制值(第二阈值(T5(th)))对应的占空比。也就是说，阈值2B是相电路Cv的低电势侧开关元件Qvl从打开切换到关闭的时间处于第二测量时段的结束之后的占空比。
在S302中在具有中等占空的相电路Cv的占空比小于阈值2B的情况下，控制器30在S304中在第二测量时段Ts2中测量电流。在具有中等占空的相电路Cv的占空比大于或等于阈值2B的情况下，控制器30在S306中在第一测量时段Ts1中测量电流。
如上所述，控制器30存储第一阈值和第二阈值。第一阈值是相电路的高电势侧开关元件所生成的开关噪声开始重叠第一测量时段的占空比。第二阈值是相电路的低电势侧开关元件从打开切换到关闭的时间处于第二测量时段的结束之后的占空比。控制器30进行第一判断和第二判断。第一判断用于比较目标占空比当中的最大目标占空比与第一阈值。第二判断用于比较目标占空比当中的第二大目标占空比与第二阈值。在第一判断的结果指示最大目标占空比小于第一阈值的情况下，控制器30在第一测量时段中测量电流。在第一判断的结果指示最大目标占空比大于第一阈值并且第二判断的结果指示第二大目标占空比小于第二阈值的情况下，控制器30在第二测量时段中测量电流。据此，通过在避免具有第二大占空比的相电路Cv中所生成的噪声的同时测量流过相电路的电流(噪声是归因于具有最大占空比的相电路Cu中的开关元件的开关而生成的)，可以提供在减少在开关元件的开关时所生成的噪声的影响的同时测量相电流的多相电动机控制装置。
第三实施例
参照图12，将描述根据该实施例的多相电动机控制装置。在上述实施例中，基本上在相对于PWM信号的一个周期的中心C(其为三角波信号的顶部)的对称定时来执行PWM信号对相电路Cu、Cv、Cw中的每一个的打开和关闭。实施例示出这样的情况：各个相的PWM信号的打开和关闭定时在每个PWM信号的一个周期的开始点(左端)处对准。在第一测量时段Ts1中，电流测量的开始从PWM信号的开始点BG起以第一测量开始延迟时间Tx延迟。在第二测量时段Ts2中，电流测量的开始从开始点BG起以第二测量开始延迟时间Ty延迟。
以此方式，也可以通过使用每个相的PWM信号的一个周期的开始点作为基准来设置每个相的测量时间而提供相似的多相电动机控制装置。
注意，本公开不限于描述为示例的实施例，并且可以实现于不脱离各个权利要求中所描述的内容的范围内的配置中。虽然已经参照特定实施例具体地示出并且描述了本公开，但在不脱离本公开的技术构思和范围的情况下，本领域技术人员可以对以上实施例在数量和另一详细配置方面进行各种改变。
虽然已经参照有限数量的实施例描述了本发明，但本领域技术人员应理解，可以设计出不脱离在此所公开的本发明的范围的其它实施例。相应地，本发明的范围应仅由所附权利要求限定。

Claims (4)

1.一种控制多相电动机的多相电动机控制装置，所述多相电动机控制装置包括：
桥电路，被配置与对应于所述多相电动机的每个相的相电路并联连接，所述相电路中的每一个串联地包括高电势侧开关元件、低电势侧开关元件以及电流检测器，所述电流检测器被提供在相对于所述低电势侧开关元件的低电势侧上并且被配置为检测相电流值；
控制器，被配置为：在第一测量时段以及测量开始得比所述第一测量时段更晚的第二测量时段之一中测量流过所述电流检测器的电流，并且被配置为计算用于控制被馈送到所述相电路中的每一个的电流的控制信号；以及
PWM控制器，被配置为周期性地计算用于驱动所述低电势侧开关元件和所述高电势侧开关元件中的每一个的PWM信号的目标占空比，所述目标占空比是根据所述控制信号计算的，
其中，所述控制器
被配置为存储：第一阈值，其为由所述相电路中的每一个的所述高电势侧开关元件所产生的开关噪声开始重叠所述第一测量时段的占空比；以及第二阈值，其为所述相电路中的每一个的所述低电势侧开关元件从打开切换到关闭的时间处于所述第二测量时段的结束之后的占空比，
被配置为进行：第一判断，用于比较所述目标占空比当中的最大目标占空比与所述第一阈值；以及第二判断，用于比较所述目标占空比当中的第二大目标占空比与所述第二阈值，
被配置为在所述第一判断的结果指示所述最大目标占空比小于所述第一阈值时，在所述第一测量时段中测量电流，以及
被配置为在所述第一判断的结果指示所述最大目标占空比大于所述第一阈值并且所述第二判断的结果指示所述第二大目标占空比小于所述第二阈值时，在所述第二测量时段中测量电流。
2.如权利要求1所述的多相电动机控制装置，其中，所述第二测量时段的开始时间是噪声收敛时的时间点，所述噪声是当以所述第一阈值的占空比驱动所述相电路时所述相电路的所述高电势侧开关元件从关闭切换到打开时生成的。
3.如权利要求1或2所述的多相电动机控制装置，其中，所述第一测量时段的开始时间从所述PWM信号的中心起以预定延迟时间被延迟。
4.一种控制多相电动机的多相电动机控制装置，所述多相电动机控制装置包括：
桥电路，被配置与对应于所述多相电动机的每个相的相电路并联连接，所述相电路中的每一个串联地包括高电势侧开关元件、低电势侧开关元件以及电流检测器，所述电流检测器被提供在相对于所述低电势侧开关元件的低电势侧上并且被配置为检测相电流值；
控制器，被配置为：在第一测量时段以及测量开始得比所述第一测量时段更晚的第二测量时段之一中测量流过所述电流检测器的电流，并且被配置为计算用于控制被馈送到所述相电路中的每一个的电流的控制信号；以及
PWM控制器，被配置为周期性地计算用于驱动所述低电势侧开关元件和所述高电势侧开关元件中的每一个的PWM信号的目标占空比，所述目标占空比是根据所述控制信号计算的，
其中，所述控制器
被配置为存储：第一阈值，其为在由具有所述目标占空比当中的最大目标占空比的所述相电路的所述高电势侧开关元件所产生的开关噪声开始重叠所述第一测量时段的情况下具有所述最大目标占空比的所述相电路的所述高电势侧开关元件的关闭时间；以及第二阈值，其为在由具有所述目标占空比当中的第二大目标占空比的所述相电路的所述低电势侧开关元件从打开切换到关闭处于所述第二测量时段的结束之后的情况下具有所述第二大目标占空比的所述相电路的所述低电势侧开关元件的打开时间，
被配置为进行：第一判断，用于比较具有所述最大目标占空比的所述相电路的所述高电势侧开关元件的所述关闭时间与所述第一阈值；以及第二判断，用于比较具有所述第二大目标占空比的所述相电路的所述低电势侧开关元件的所述打开时间与所述第二阈值，
被配置为当所述第一判断的结果指示具有所述最大目标占空比的所述相电路的所述高电势侧开关元件的所述关闭时间不小于所述第一阈值时，在所述第一测量时段中测量电流，以及
被配置为当所述第一判断的结果指示具有所述最大目标占空比的所述相电路的所述高电势侧开关元件的所述关闭时间小于所述第一阈值并且所述第二判断的结果指示具有所述第二大目标占空比的所述相电路的所述低电势侧开关元件的所述打开时间大于所述第二阈值时，在所述第二测量时段中测量电流。
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