JP2011019378A - モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

【課題】円滑なモータ回転及び高精度の電流検出を担保しつつ電圧利用率の改善を図ることのできるモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供すること。
【解決手段】マイコンは、駆動回路において各相に対応する低電位側の各ＦＥＴの何れかのオン時間が相電流値の検出時間よりも短くなる場合には、当該ＦＥＴに対応する電流検出不能相以外の二相の相電流値に基づいて、その電流検出不能相の相電流値を推定する（ブラインド補正）。そして、そのブラインド補正による電流検出を実行する場合には、電流検出不能相に対応したスイッチングアームのスイッチング状態を保持するとともに、電流検出不能相以外の二相において各ＦＥＴの作動により生ずる電力損失を補償するようなモータ制御信号を出力する。
【選択図】図１２

Description

本発明は、モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置に関するものである。

電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）等に用いられるモータ制御装置において、そのモータ制御信号に基づきモータに対する駆動電力の供給を実行する駆動回路（ＰＷＭインバータ）は、通常、直列接続された一対のスイッチング素子（スイッチングアーム）を各相に対応して並列に接続することにより形成される。そして、このようなモータ制御装置には、その駆動回路を構成する各スイッチングアームの低電位側（接地側）に電流センサが設けられたものがある（例えば、特許文献１参照）。

即ち、ＥＰＳのように円滑なモータ回転と高い静粛性が要求される用途では、正弦波通電によりモータに対する駆動電力の供給を行なうのが一般的であるが、その実行には、各相電流値のフィードバックが不可欠である。このため、その駆動電力の出力部となる駆動回路に、各相の電流検出を行なうための各電流センサを設けているのである。

さて、このようなモータ制御装置において、その駆動回路の低電位側（接地側）に設けられた各電流センサによる各相電流値の検出は、駆動回路を構成する低電位側（下段）のスイッチング素子が全てオンとなるタイミングで行なわれる。

具体的には、図１３に示すように、モータ制御信号の生成は、通常、電流フィードバック制御の実行により演算される各相のＤＵＴＹ指示値（Ｄu，Ｄv，Ｄw）と三角波（δ１，δ２）との比較に基づき行なわれる。尚、この例では、駆動回路を構成する各スイッチング素子のオン／オフ時、各スイッチングアームにおける高電位側（上段）のスイッチング素子と低電位側（下段）のスイッチング素子との間の短絡（アーム短絡）を防止するデッドタイムを設定するために、上下方向にシフトされた二つの三角波δ１，δ２（δ１＞δ２）が用いられている。

即ち、三角波δ１の値よりも各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの方が高い場合には、当該相に対応する高電位側（上段）のスイッチング素子をオンとするモータ制御信号が生成され、三角波δ２の値よりもＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの方が低い場合には、当該相に対応する低電位側（下段）のスイッチング素子をオンとするモータ制御信号が生成される。そして、各相電流値の検出は、そのモータ制御信号の生成に用いられる三角波δ１，δ２が「山」となるタイミングで行なわれる。

しかし、上記のように「低電位側のスイッチング素子が全てオンとなるタイミングで電流検出を行なう」とはいえ、実際には、電流検出にもある程度の時間を要する。従って、各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの増大時には、当該相に対応する低電位側のスイッチング素子のオン時間ｔ０がその相電流値の検出時間ｔsよりも短くなり、その電流検出ができない場合が生ずる。そのため、従来は、その相電流値の検出時間ｔsを確保するために、当該検出時間ｔsを考慮して（例えば、当該検出時間ｔsにマージンとして上記アーム短絡を防止すべく両スイッチング素子をオフとする上記デッドタイムｔdを加えた時間）、各相のＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwに上限値Ｄmaxが設定されていた。

特開２００９−１０５５号公報

ところが、このようにＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwに上限値Ｄmaxを設定することで、当然ながら、その電圧利用率は低下することになる。例えば、相電流値の検出時間ｔsを約４μ秒、Ｄｕｔｙ換算で約８％とし、上記デッドタイムｔdを約１μ秒、Ｄｕｔｙ換算で約２％とすると、上限値Ｄmaxは約９０％（１００％−８％−２％＝９０％）、即ち駆動回路が出力可能な電圧の９０％程度しか使えないことになる。

そこで、各相の相電流値の合計が「０」になることを利用して、上記のような電流値の検出時間ｔsよりも低電位側スイッチング素子のオン時間ｔ０が短くなることで生じた電流検出不能相以外の二相の相電流値に基づいて、当該電流検出不能相の相電流値を推定する方法、即ち所謂ブラインド補正の採用が考えられる。

しかしながら、このように電流検出不能相が生じた場合、電流検出不能相以外の二相の相電流値のみを検出するとしても、その間、当該電流検出不能相において各スイッチング素子がオン／オフすることによって、電流検出可能な残る二相の相電流値についても、そのノイズが混入することになる。そのため、こうしたブラインド補正による電流検出についてもまた、精度上の課題が残されており、その改善が強く望まれていた。

本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、円滑なモータ回転及び高精度の電流検出を担保しつつ電圧利用率の改善を図ることのできるモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することにある。

上記問題点を解決するために、請求項１に記載の発明は、モータ制御信号を出力する制御信号出力手段と、前記モータ制御信号に基づいて三相の駆動電力を出力する駆動回路とを備え、前記駆動回路は、前記モータ制御信号に基づきオン／オフする一対のスイッチング素子を直列に接続してなるスイッチングアームを各相に対応して並列に接続することにより形成されるとともに、各スイッチングアームの低電位側には、該各スイッチングアームに対応する各相の相電流値を検出するための電流センサが設けられ、前記制御信号出力手段は、前記各スイッチングアームにおける低電位側のスイッチング素子の全てがオンとなるタイミングで検出される各相の相電流値に基づく電流フィードバック制御の実行により前記モータ制御信号を生成するモータ制御装置において、前記制御信号出力手段は、前記各低電位側のスイッチング素子の何れかのオン時間が前記電流値の検出時間よりも短くなる場合には、該スイッチング素子に対応する電流検出不能相以外の二相の相電流値に基づき該電流検出不能相の相電流値を推定して前記電流フィードバック制御を実行するものであって、前記電流検出不能相以外の二相の相電流値に基づき前記電流検出不能相の相電流値を推定する場合には、該電流検出不能相に対応した前記スイッチングアームのスイッチング状態を保持するとともに、前記電流検出不能相以外の二相において前記各スイッチング素子の作動により生ずる電力損失を補償するような前記モータ制御信号を出力すること、を要旨とする。

上記構成によれば、各スイッチングアームの低電位側に設けられた各電流センサによる電流検出のできない電流検出不能相が発生した場合においても、当該電流検出不能相以外の残る二相の相電流値に基づいて当該電流検出不能相の相電流値を推定することが可能になる（ブラインド補正）。そして、その電流検出不能相以外の二相の相電流値を検出する際、電流検出不能相に対応したスイッチングアームのスイッチング状態を保持、つまり、そのスイッチングを行なわないことで、当該スイッチングにより生ずるノイズの混入を防止することができる。その結果、全相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）において相電流値の検出時間を確保するための電圧制限を廃しても高精度の電流検出を担保することができ、これにより電圧利用率の向上を図ることができる。

更に、電流検出不能相以外の二相において各ＦＥＴの作動により生ずる電力損失を補償することで、そのスイッチング作動時の電力損失の発生しない電流検出不能相とのバランスが維持される。その結果、電流検出不能相と当該電流検出不能相以外の二相との間の各相間電圧波形における歪みの発生、及びそれに起因するトルクリップルの発生を抑制して、円滑なモータ回転を確保することができる。

加えて、こうしたスイッチング損失補償制御の実行をブラインド補正による電流検出時に限定するとともに、非スイッチング相である電流検出不能相については、その補償演算を実行しないことにより、その演算負荷の増大を大幅に抑えることができる。その結果、制御信号出力手段を構成する情報処理装置に要求される処理能力の増大及びそれに伴うコストの増加を回避することができる。

請求項２に記載の発明は、前記制御信号出力手段は、検出される各相の相電流値に基づく電流フィードバック制御の実行により各相の電圧指令値を演算し、該各電圧指令値に対応するＤＵＴＹ指示値に基づき前記モータ制御信号を生成するものであって、前記電流検出不能相以外の二相の相電流値に基づき前記電流検出不能相の相電流値を推定する場合には、前記電流検出不能相に対応した前記スイッチングアームのスイッチング状態を保持すべく、前記電流検出不能相のＤＵＴＹ指示値が、該電流検出不能相に対応する高電位側のスイッチング素子がオン状態で保持される値となるように、各相のＤＵＴＹ指示値を高電位側に引き上げるとともに、前記電流検出不能相以外の二相において前記各スイッチング素子の作動により生ずる電力損失を補償すべく、該電力損失に対応する等価抵抗値及び前記電流検出不能相以外の二相の各相電流値に基づき該二相の電圧降下値を演算し、該各電圧降下値に相当する補正値を前記電流検出不能相以外の二相の各ＤＵＴＹ指示値に加算すること、を要旨とする。

上記構成によれば、各相間電圧波形を一定の正弦波形に維持しつつ、電流検出不能相を非スイッチング相とすることができる。そして、更に、電流検出不能相以外の二相について、そのスイッチング作動時の電力損失を要因とする電圧降下を補償して電流検出不能相と当該電流検出不能相以外の二相との間の各相間電圧波形における歪みの発生を抑制することができる。その結果、円滑なモータ回転及び高精度の電流検出を担保しつつ電圧利用率の改善を図ることができるようになる。

請求項３に記載の発明は、前記制御信号出力手段は、前記駆動回路に対する印加電圧を検出し、該印加電圧及び前記各相電流値に基づいて、前記電流検出不能相以外の二相における前記電力損失に対応する等価抵抗値を演算すること、を要旨とする。

上記構成によれば、精度よく、電流検出不能相以外の二相において生ずるスイッチング作動時の電力損失を要因とした電圧降下を補償することができる。その結果、より円滑なモータ回転を担保することができる。

請求項４に記載の発明は、請求項１〜請求項３の何れか一項に記載のモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置であることを要旨とする。
上記構成によれば、高い静粛性を確保しつつ、その電圧利用率の向上によるモータ出力の増加を利用して、装置の小型化を図ることができるようになる。

本発明によれば、円滑なモータ回転及び高精度の電流検出を担保しつつ電圧利用率の改善を図ることが可能なモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することができる。

電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）の概略構成図。 ＥＰＳの電気的構成を示すブロック図。 モータ制御信号出力部の概略構成を示すブロック図。 電流検出補償制御の態様を示す説明図。 ブラインド補正の処理手順を示すフローチャート。 電流検出補償制御の処理手順を示すフローチャート。 電流検出補償制御の非実行時の出力電圧波形を示すグラフ。 電流検出補償制御の実行時の出力電圧波形を示すグラフ。 スイッチング動作の過渡特性及びそれにより生ずる電力損失を示す説明図。 電流検出補償制御の実行により生ずる相間電圧の歪みを示す説明図。 等価抵抗値の演算に用いるマップの概略構成図。 スイッチング損失補償制御の処理手順を示すフローチャート。 電流検出の態様を示す説明図。

以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１に示すように、本実施形態の電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）１において、ステアリング２が固定されたステアリングシャフト３は、ラックアンドピニオン機構４を介してラック軸５と連結されており、ステアリング操作に伴うステアリングシャフト３の回転は、ラックアンドピニオン機構４によりラック軸５の往復直線運動に変換される。尚、本実施形態のステアリングシャフト３は、コラムシャフト３ａ、インターミディエイトシャフト３ｂ、及びピニオンシャフト３ｃを連結してなる。そして、このステアリングシャフト３の回転に伴うラック軸５の往復直線運動が、同ラック軸５の両端に連結されたタイロッド６を介して図示しないナックルに伝達されることにより、転舵輪７の舵角、即ち車両の進行方向が変更される。

また、ＥＰＳ１は、操舵系にステアリング操作を補助するためのアシスト力を付与する操舵力補助装置としてのＥＰＳアクチュエータ１０と、該ＥＰＳアクチュエータ１０の作動を制御する制御手段としてのＥＣＵ１１とを備えている。

本実施形態のＥＰＳアクチュエータ１０は、駆動源であるモータ１２が減速機構１３を介してコラムシャフト３ａと駆動連結された所謂コラム型のＥＰＳアクチュエータとして構成されている。尚、本実施形態では、減速機構１３には、周知のウォーム＆ホイールが採用されている。また、モータ１２には、ブラシレスモータが採用されており、同モータ１２は、ＥＣＵ１１から三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力の供給を受けることにより回転する。そして、ＥＰＳアクチュエータ１０は、同モータ１２の回転を減速してコラムシャフト３ａに伝達することにより、そのモータトルクをアシスト力として操舵系に付与する構成となっている。

一方、ＥＣＵ１１には、トルクセンサ１４及び車速センサ１５が接続されている。尚、本実施形態のトルクセンサ１４は、コラムシャフト３ａの途中、詳しくは、その上記減速機構１３よりもステアリング２側に設けられたトーションバー１６と、同トーションバー１６の両端に設けられた一対の回転角センサ１４ａ，１４ｂとを備え、トーションバー１６の捻れ角に基づいて操舵トルクτを検出する。そして、ＥＣＵ１１は、これらトルクセンサ１４及び車速センサ１５によりそれぞれ検出される操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて、ＥＰＳアクチュエータ１０の作動、詳しくは、駆動源であるモータ１２の発生するアシストトルクを制御することにより、そのパワーアシスト制御を実行する構成になっている。

次に、本実施形態のＥＰＳの電気的構成について説明する。
図２は、本実施形態のＥＰＳの制御ブロック図である。同図に示すように、ＥＣＵ１１は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段としてのマイコン１７と、同マイコン１７の出力するモータ制御信号に基づいてモータ１２に三相の駆動電力を供給する駆動回路１８とを備えている。

本実施形態の駆動回路１８は、スイッチング素子としての複数のＦＥＴ１８ａ〜１８ｆを接続してなる。具体的には、駆動回路１８は、ＦＥＴ１８ａ，１８ｄ、ＦＥＴ１８ｂ，１８ｅ、及びＦＥＴ１８ｃ，１８ｆの各組の直列回路を並列に接続してなり、ＦＥＴ１８ａ，１８ｄ、ＦＥＴ１８ｂ，１８ｅ、ＦＥＴ１８ｃ，１８ｆの各接続点１９ｕ，１９ｖ，１９ｗはそれぞれモータ１２の各相のモータコイル１２ｕ，１２ｖ，１２ｗに接続されている。

即ち、本実施形態の駆動回路１８は、直列に接続された一対のスイッチング素子を基本単位（スイッチングアーム）として、各相に対応する３つのスイッチングアーム１８ｕ，１８ｖ，１８ｗを並列に接続してなる周知のＰＷＭインバータとして構成されている。そして、マイコン１７の出力するモータ制御信号は、駆動回路１８を構成する各ＦＥＴ１８ａ〜１８ｆのスイッチング状態を規定するゲートオン／オフ信号となっている。

そして、それぞれのゲート端子に印加されるモータ制御信号に応答して各ＦＥＴ１８ａ〜１８ｆがオン／オフし、各相のモータコイル１２ｕ，１２ｖ，１２ｗへの通電パターンが切り替わることにより、車載電源（バッテリ）２０の直流電圧が三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力に変換され、モータ１２へと出力されるようになっている。

また、ＥＣＵ１１には、モータ１２に通電される各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出するための電流センサ２１ｕ，２１ｖ，２１ｗが設けられている。本実施形態では、各電流センサ２１ｕ，２１ｖ，２１ｗは、駆動回路１８内、詳しくは、並列接続されることによりモータ１２の各相に対応する上記３つのスイッチングアーム１８ｕ，１８ｖ，１８ｗ、即ちＦＥＴ１８ａ，１８ｄ、ＦＥＴ１８ｂ，１８ｅ、及びＦＥＴ１８ｃ，１８ｆの各組の低電位側（接地側、図２中下側）に設けられている。

本実施形態の各電流センサ２１ｕ，２１ｖ，２１ｗは、回路に対して直列接続された抵抗（シャント抵抗）の端子間電圧に基づき電流検出を行う周知の構成を有している。具体的には、その各抵抗は、上記各相に対応する各スイッチング素子対、即ち各組のＦＥＴ１８ａ，１８ｄ、ＦＥＴ１８ｂ，１８ｅ、及びＦＥＴ１８ｃ，１８ｆを並列接続する接続点１９Ｈ，１９Ｌのうちの接地側の接続点１９Ｌと接地側の各ＦＥＴ１８ｄ，１８ｅ，１８ｆとの間において、回路に対して直列に接続されている。そして、本実施形態のマイコンは、所定のサンプリング周期、詳しくは、上記低電位側の各ＦＥＴ１８ｄ，１８ｅ，１８ｆの全てがオンとなるタイミング、即ちモータ制御信号の生成に用いられる三角波δ１，δ２が「山」となるタイミングにおいて（図１３参照）、これら各電流センサ２１ｕ，２１ｖ，２１ｗの出力信号に基づき各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出する。

本実施形態のマイコン１７には、これらの各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwとともに、上記トルクセンサ１４及び車速センサ１５によりそれぞれ検出される操舵トルクτ及び車速Ｖ、並びにモータ１２に設けられた回転角センサ２２により検出される同モータ１２の回転角（電気角）θが入力される。そして、マイコン１７は、これら各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw及び回転角θ、並びに上記操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて、上記駆動回路１８に対するモータ制御信号の出力を実行する。

詳述すると、本実施形態のマイコン１７は、上記操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて、操舵系に付与すべきアシスト力（目標アシスト力）を決定し、当該アシスト力をモータ１２に発生させるべく、上記検出された各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw及び回転角θに基づく電流制御の実行により上記モータ制御信号を生成する。

具体的には、本実施形態のマイコン１７は、操舵系に付与するアシスト力、即ちモータトルクの制御目標値として電流指令値を演算する電流指令値演算部２３と、電流指令値演算部２３により算出された電流指令値に基づいて、駆動回路１８に対するモータ制御信号の出力を実行する制御信号出力手段としてのモータ制御信号出力部２４とを備えている。

電流指令値演算部２３は、上記トルクセンサ１４及び車速センサ１５により検出された操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて、ＥＰＳアクチュエータ１０に発生させるべき目標アシスト力を演算し、それに対応するモータトルクの制御目標値として電流指令値（Ｉq*）を演算する。具体的には、電流指令値演算部２３は、入力される操舵トルクτが大きいほど、また車速Ｖが小さいほど、より大きな目標アシスト力を演算する。そして、電流指令値演算部２３は、その目標アシスト力に対応する電流指令値をモータ制御信号出力部２４に出力する。

一方、モータ制御信号出力部２４には、電流指令値演算部２３の出力する電流指令値とともに、各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw、及びモータ１２の回転角θが入力される。ここで、本実施形態の電流指令値演算部２３は、モータ制御信号出力部２４に対し、その電流指令値として、ｑ軸電流指令値Ｉq*を出力する。そして、モータ制御信号出力部２４は、これら各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw、及び回転角θ（電気角）に基づいて、ｄ／ｑ座標系における電流フィードバック制御を実行することによりモータ制御信号を出力する。

さらに詳述すると、図３に示すように、モータ制御信号出力部２４に入力された各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw（Ｉu´，Ｉv´，Ｉw´）は、後述する電流選択処理部３１を介して３相／２相変換部２５に入力され、同３相／２相変換部２５によりモータ１２の回転角θに基づくｄ／ｑ座標系のｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉqに変換される。そして、ｑ軸電流値Ｉqは、電流指令値演算部２３から入力されたｑ軸電流指令値Ｉq*とともに減算器２６ｑに入力され、ｄ軸電流値Ｉdは、ｄ軸電流指令値Ｉd*（Ｉd*＝０）とともに減算器２６ｄに入力される。

これらの各減算器２６ｄ，２６ｑにおいて演算されたｄ軸電流偏差ΔＩd及びｑ軸電流偏差ΔＩqは、それぞれ対応するＦ／Ｂ制御部２７ｄ，２７ｑに入力される。そして、これら各Ｆ／Ｂ制御部２７ｄ，２７ｑにおいて、電流指令値演算部２３が出力するｄ軸電流指令値Ｉd*及びｑ軸電流指令値Ｉq*に実電流値であるｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉqを追従させるべくフィードバック制御が行われる。

即ち、Ｆ／Ｂ制御部２７ｄ，２７ｑは、入力されたｄ軸電流偏差ΔＩd及びｑ軸電流偏差ΔＩqに所定のＦ／Ｂゲイン（ＰＩゲイン）を乗ずることにより、ｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*を演算する。そして、その演算されたｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*が、回転角θとともに２相／３相変換部２８に入力されることにより、同２相／３相変換部２８において三相の相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*が演算される。

次に、これら各相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*は、ＰＷＭ変換部２９に入力され、同ＰＷＭ変換部２９において当該各相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に基づく各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwが生成される。本実施形態では、これら各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwは、後述する電流検出補償制御部３２及びスイッチング損失補償制御部３３を介してＰＷＭ出力部３０に入力される。そして、モータ制御信号出力部２４は、これら各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄw（Ｄu´´，Ｄv´´，Ｄw´´）と三角波（δ１，δ２）との比較に基づきＰＷＭ出力部３０が演算するゲートオン／オフ信号（図１３参照）、即ち上記各ＦＥＴ１８ａ〜１８ｆのスイッチング状態（オン／オフ作動）を規定する信号を生成し、モータ制御信号として出力する。

そして、本実施形態のマイコン１７は、このモータ制御信号出力部２４の出力するモータ制御信号を、駆動回路１８を構成する各スイッチング素子（のゲート端子）に出力することにより、モータ１２に対する駆動電力の供給を通じて、同モータ１２の作動を制御する構成となっている。

（電流検出補償制御）
次に、本実施形態における電流検出補償制御の態様を説明する。
上述のように、本実施形態のマイコン１７は、駆動回路１８を構成する各スイッチングアーム１８ｕ，１８ｖ，１８ｗにおいて、その低電位側の各ＦＥＴ１８ｄ，１８ｅ，１８ｆの全てがオンとなるタイミングで各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出する。しかしながら、この場合、各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwに上限値Ｄmaxを設定しないとすれば、各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの増大時には、当該相に対応する低電位側のＦＥＴのオン時間ｔ０がその相電流値の検出時間ｔsよりも短くなることで、当該相の電流検出ができない場合が生ずることになる（図４参照、この例ではＤu＞Ｄmax時）。

そこで、本実施形態のマイコン１７は、各相に対応する低電位側の各ＦＥＴ１８ｄ，１８ｅ，１８ｆの何れかのオン時間ｔ０が電流値の検出時間ｔsよりも短くなる場合には、当該ＦＥＴに対応する電流検出不能相以外の二相の相電流値に基づいて、その電流検出不能相の相電流値を推定する（ブラインド補正）。

詳述すると、図３に示すように、本実施形態では、上記モータ制御信号出力部２４には、電流選択処理部３１が設けられており、モータ制御信号出力部２４に入力された各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw（Ｉu´，Ｉv´，Ｉw´）は、この電流選択処理部３１を介して３相／２相変換部２５に入力される。また、当該電流選択処理部３１には、電流フィードバック制御の実行により演算された各相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に対応する各相のＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄw（Ｄu´，Ｄv´，Ｄw´）が入力されるようになっている。そして、同電流選択処理部３１は、その入力される各相のＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの何れかの値が、当該相に対応する低電位側のＦＥＴのオン時間ｔ０よりも電流値の検出時間ｔsが短くなることを示すものとなった場合には、上記ブラインド補正を実行し、その演算された各相電流値Ｉu´，Ｉv´，Ｉw´を上記３相／２相変換部２５に出力する。

具体的には、電流選択処理部３１は、入力される各相のＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwと当該各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwに上限値Ｄmaxを設定すると仮定した場合における当該上限値Ｄmaxの値に相当する閾値Ｄthとを比較する。尚、この場合における上限値Ｄmaxの値とは、上述のように、電流値の検出時間ｔsを考慮して決定される値である（図１３参照、例えば、当該検出時間ｔsにマージンとして上記アーム短絡を防止すべく両スイッチング素子をオフとする上記デッドタイムｔdを加えた時間に相当する値）。そして、電流選択処理部３１は、この閾値Ｄthと各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwとの比較に基づいて、上記ブラインド補正を実行する。

さらに詳述すると、図５のフローチャートに示すように、電流選択処理部３１は、入力される各相のＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwのうち最も大きな値を有するＤＵＴＹ指示値Ｄhが上記閾値Ｄthよりも大きいか否かを判定する（ステップ１０１）。そして、そのＤＵＴＹ指示値Ｄhが閾値Ｄth以下である場合（Ｄh≦Ｄth、ステップ１０１：ＮＯ）には、ブラインド補正を行なうことなく、各電流センサ２１ｕ，２１ｖ，２１ｗの出力信号に基づき検出される各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを３相／２相変換部２５に出力する（Ｉu´＝Ｉu，Ｉv´＝Ｉv，Ｉw´＝Ｉw、ステップ１０２）。

一方、上記ステップ１０１において、最も大きな値を有するＤＵＴＹ指示値Ｄhが閾値Ｄthよりも大きい場合（Ｄh＞Ｄth、ステップ１０１：ＹＥＳ）には、電流選択処理部３１は、先ず、そのＤＵＴＹ指示値ＤhがＵ相のＤＵＴＹ指示値Ｄuであるか否かを判定する（ステップ１０３）。そして、ＤＵＴＹ指示値ＤhがＵ相のＤＵＴＹ指示値Ｄuである場合（ステップ１０３：ＹＥＳ）、即ちＵ相が電流検出不能相である場合には、Ｖ相の相電流値Ｉv及びＷ相の相電流値Ｉwに基づいて、Ｕ相の相電流値Ｉu´の値を推定するブラインド補正を実行する。

尚、この場合におけるＵ相の相電流値Ｉu´の値は、「０」からＶ相の相電流値Ｉv及びＷ相の相電流値Ｉwを減算することにより求められる。そして、電流選択処理部３１は、このブラインド補正の実行により得られた各相電流値Ｉu´，Ｉv´，Ｉw´を上記３相／２相変換部２５に出力する（Ｉu´＝０−Ｉv−Ｉw，Ｉv´＝Ｉv，Ｉw´＝Ｉw、ステップ１０４）。

更に、上記ステップ１０３において、最も大きな値を有するＤＵＴＹ指示値ＤhがＵ相のＤＵＴＹ指示値Ｄuではない場合（ステップ１０３：ＮＯ）、電流選択処理部３１は、続いて、そのＤＵＴＹ指示値ＤhがＶ相のＤＵＴＹ指示値Ｄvであるか否かを判定する（ステップ１０５）。そして、ＤＵＴＹ指示値ＤhがＶ相のＤＵＴＹ指示値Ｄvである場合（ステップ１０５：ＹＥＳ）、即ちＶ相が電流検出不能相である場合には、Ｕ相の相電流値Ｉu及びＷ相の相電流値Ｉwに基づいて、Ｖ相の相電流値Ｉv´の値を推定するブラインド補正を実行する（ステップ１０６）。

尚、この場合におけるＶ相の相電流値Ｉv´の値は、「０」からＵ相の相電流値Ｉu及びＷ相の相電流値Ｉwを減算することにより求められる。そして、電流選択処理部３１は、このブラインド補正の実行により得られた各相電流値Ｉu´，Ｉv´，Ｉw´を上記３相／２相変換部２５に出力する（Ｉu´＝Ｉu，Ｉv´＝０−Ｉu−Ｉw，Ｉw´＝Ｉw、ステップ１０４）。

また、上記ステップ１０５において、最も大きな値を有するＤＵＴＹ指示値ＤhがＶ相のＤＵＴＹ指示値Ｄvではない場合（ステップ１０５：ＮＯ）、電流選択処理部３１は、Ｗ相が電流検出不能相であると判定する。そして、Ｕ相の相電流値Ｉu及びＶ相の相電流値Ｉvに基づいて、Ｗ相の相電流値Ｉw´の値を推定するブラインド補正を実行する。

尚、この場合におけるＷ相の相電流値Ｉw´の値は、「０」からＵ相の相電流値Ｉu及びＶ相の相電流値Ｉvを減算することにより求められる。そして、電流選択処理部３１は、このブラインド補正の実行により得られた各相電流値Ｉu´，Ｉv´，Ｉw´を上記３相／２相変換部２５に出力する（Ｉu´＝Ｉu，Ｉv´＝Ｉv，Ｉw´＝０−Ｉu−Ｉv、ステップ１０７）。

さて、このようにブラインド補正を実行することにより、各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの増大時においても、三相全ての相電流値Ｉu´，Ｉv´，Ｉw´を求めることができる。しかしながら、こうしたブラインド補正による電流検出については、上述のように精度面での課題が残されている。即ち、その電流検出不能相以外の二相について、その相電流値を検出する際、電流検出不能相に対応したスイッチングアームを構成する各ＦＥＴがオン／オフすることによって、その検出される二相の相電流値にノイズが混入してしまうのである。

この点を踏まえ、本実施形態のマイコン１７は、上記ブラインド補正による電流検出の実行時、当該ブラインド補正の基礎となる電流検出不能相以外の二相について、その相電流値を検出する際、電流検出不能相に対応したスイッチングアームのスイッチング状態を保持するようなモータ制御信号を出力する。具体的には、ブラインド補正による電流検出時には、その電流検出不能相に対応したスイッチングアームにおいて、高電位側のＦＥＴがオン、低電位側のＦＥＴがオフの状態で保持されるようなモータ制御信号を出力する。そして、本実施形態では、これにより、各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの増大時においても、高精度の電流検出を担保する構成となっている。

詳述すると、図３に示すように、本実施形態では、上記モータ制御信号出力部２４には、電流検出補償制御部３２が設けられており、ＰＷＭ変換部２９において生成された各相のＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwは、この電流検出補償制御部３２に入力される。そして、同電流検出補償制御部３２は、上記ブラインド補正による電流検出時には、その電流検出不能相に対応した高電位側のＦＥＴがオン、低電位側のＦＥＴがオフとなるように補正した後の各ＤＵＴＹ指示値Ｄu´，Ｄv´，Ｄw´を、後述するスイッチング損失補償制御部３３を介して、ＰＷＭ出力部３０に出力する。

さらに詳述すると、図６のフローチャートに示すように、電流検出補償制御部３２は、ＰＷＭ変換部２９から入力された各相のＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwのうち最も大きな値を有するＤＵＴＹ指示値Ｄhが上記の上限値Ｄmaxに相当する閾値Ｄthよりも大きいか否かを判定する（ステップ２０１）。

ここで、本実施形態の電流検出補償制御部３２は、このステップ２０１において、最も大きな値を有するＤＵＴＹ指示値Ｄhが閾値Ｄthよりも大きい場合（Ｄh＞Ｄth、ステップ２０１：ＹＥＳ）、即ち、電流検出不能相の発生によりブランド補正による電流検出が実行されると判定した場合、次のステップ２０２において、その電流検出補償制御の適合判定を実行する。詳しくは、その最も大きな値を有するＤＵＴＹ指示値Ｄhから各相のＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwのうち中間値を示すＤＵＴＹ指示値Ｄmを減じた値（Ｄh−Ｄm）が、「１００」から上記閾値Ｄthを減じた値（１００−Ｄth）よりも大きいか否かを判定する（ステップ２０２）。

次に、電流検出補償制御部３２は、上記ステップ２０２において、その電流検出補償制御の実行条件に適合していると判定された場合（Ｄh−Ｄm＞１００−Ｄth、ステップ２０２：ＹＥＳ）には、電流検出不能相に対応した高電位側のＦＥＴがオン、低電位側のＦＥＴがオフとなるような電流検出補償制御を実行する。具体的には、各相のＤＵＴＹ指示値Ｄxに対して（Ｘ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）、「１００」から最も大きな値を有するＤＵＴＹ指示値Ｄhを減じた値を加算する（Ｄx´＝Ｄx＋（１００−Ｄh）、ステップ２０３）。

一方、ステップ２０１において最も大きな値を有するＤＵＴＹ指示値Ｄhが閾値Ｄth以下である場合（Ｄh≦Ｄth、ステップ２０１：ＮＯ）、又はステップ２０２において電流検出補償制御の実行条件に適合しないと判定した場合（Ｄh−Ｄm≦１００−Ｄth、ステップ２０２：ＮＯ）には、電流検出補償制御部３２は、このステップ２０３の処理を実行しない。そして、ＰＷＭ変換部２９から入力された各相のＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwを補正することなく、ＰＷＭ出力部３０へと出力する（Ｄx´＝Ｄx、ステップ２０４）。

即ち、例えば、図４に示す例では、上記ステップ２０３の演算により、電流検出不能相であるＵ相のＤＵＴＹ指示値Ｄuを「１００」に引き上げることで、当該Ｕ相に対応するスイッチングアーム１８ｕについては、その高電位側のＦＥＴ１８ａがオン、低電位側のＦＥＴ１８ｄがオフとなった状態で保持される。つまり、ブラインド補正による電流検出時、電流検出不能相（Ｕ相）に対応する各ＦＥＴ１８ａ，１８ｄがオン／オフしないことで、当該電流検出不能相以外の二相（Ｖ，Ｗ）において検出される相電流値（Ｉv，Ｉw）へのノイズの混入を防止することができる。

そして、更に、電流検出不能相以外の残る二相（Ｖ，Ｗ相）のＤＵＴＹ指示値Ｄv，Ｄwについても、それぞれ、上記のように電流検出不能相であるＵ相のＤＵＴＹ指示値Ｄuを「１００」に引き上げた際の差分値ΔＤを加算する。つまり、電流検出不能相のＤＵＴＹ指示値が「１００」となるように、全てのＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwを高電位側に引き上げる。そして、これにより、電流検出不能相に対応するスイッチングアームのスイッチング状態を保持することによる各相の相間電圧（線間電圧）への影響を相殺する構成となっている。

具体的には、本実施形態のマイコン１７は、駆動回路１８の出力電圧波形が、図７に示されるような周知の擬似三次高調波重畳正弦波となるようにモータ制御信号を出力することで、その電圧利用率の改善を図る構成となっている。そして、このような出力電圧波形を形成するモータ制御信号について、上記ステップ２０３に示される電流検出補償制御を適用することで、駆動回路１８の出力電圧波形は、図８に示されるように整形される。

即ち、電流検出不能相に対応するスイッチングアームのスイッチング状態を保持すべく、上記のように各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの全てについて、その引き上げのための差分値ΔＤ（図４参照）を加算する電流検出補償制御を実行することで、各相の出力電圧が、それぞれ高電位側にシフトすることになる。つまり、擬似三次高調波の重畳と同様、その中性点を移動（ドリフト）させることで、当該電流検出補償制御の実行の有無を問わず、各相の相間電圧（線間電圧）波形は一定の正弦波形となる。そして、本実施形態では、これにより、モータ１２の円滑な回転を担保しつつ、高精度の電流検出が可能となっている。

（スイッチング損失補償制御）
次に、本実施形態におけるスイッチング損失補償制御の態様を説明する。
図９に示すように、駆動回路１８を構成する各ＦＥＴ１８ａ〜１８ｆの作動（スイッチング）時には、そのスイッチング動作の過渡特性に起因する電力損失が発生する。即ち、各ＦＥＴ１８ａ〜１８ｆにモータ制御信号として印加するゲート電圧Ｖgを矩形波状に立ち上げ及び立ち下げた場合でも（ｔ１，ｔ２）、ドレイン／ソース間電圧（Ｄ／Ｓ間電圧）Ｖdsの立ち下がり及び立ち上がりは矩形波状とはならない（ｔ１〜ｔ１´，ｔ２〜ｔ２´）。そして、そのスイッチング動作が完了するまでの間におけるドレイン／ソース間電圧Ｖdsとドレイン電流Ｉdrとの積が損失電力Ｐlossとなる。

そこで、従来、例えば、特開２００８−１９９７１２号公報には、こうした各ＦＥＴ１８ａ〜１８ｆの作動により生ずる電力損失に関する補償制御が開示されている。そして、その補償制御の実行により、目標出力と実出力の偏差を低減して出力効率の向上を図ることができる。

ただし、実際のところ、そのスイッチング作動時に生ずる電力損失がモータ出力に与える影響は僅かである。また、各ＦＥＴ１８ａ〜１８ｆのスイッチングは、各相に対応する全てのスイッチングアーム１８ｕ，１８ｖ，１８ｗにおいて均等に行なわれることから、その際の電力損失に起因するトルクリップルも生じない。そのため、通常、こうしたスイッチング作動時に生ずる電力損失については、その補償制御の実行に伴う演算負荷の増大を考慮して、特段の対策が講じられていないのが実情であった。

しかしながら、上述のように、本実施形態のＥＰＳ１では、その電流検出補償制御によって、電流検出不能相の発生時には、当該電流検出不能相に対応するスイッチングアームのスイッチング状態が保持される。つまり、上記のようなスイッチング作動時に生ずる電力損失及びそれに伴う電圧降下の生じない相が発生する。そして、その電力損失を要因とする電圧降下のバランスが崩れることにより、上記各ＦＥＴ１８ａ〜１８ｆの作動に伴い生ずる電力損失の影響が、トルクリップルとして顕在化するという問題がある。

即ち、上記電流検出補償制御の実行により、電流検出不能相に対応するＦＥＴはオン／オフせず、残る二相に対応するＦＥＴのみがオン／オフすることになる（図２参照）。従って、そのスイッチング作動時の電力損失を要因とする電圧降下もまた、電流検出不能相以外の二相においてのみ発生し、その結果、電流検出不能相と当該電流検出不能相以外の二相（電流検出相）との間の相間電圧波形に歪みが生ずるのである。

具体的には、例えば、Ｗ相を電流検出不能相として上記電流検出補償制御が実行されることで、同Ｗ相に対応するＦＥＴ１８ｃ，１８ｆのスイッチングは行なわれず、残る二相（Ｕ，Ｖ相）に対応するＦＥＴ１８ａ，１８ｃ、ＦＥＴ１８ｂ，１８ｄにおいてのみ、そのスイッチングが行なわれる（図２参照）。従って、スイッチング作動時の電力損失を要因とする電圧降下もまた、Ｕ，Ｖ相においてのみ発生する。その結果、図１０に示すように、同Ｗ相を電流検出不能相とした電流検出補償制御の開始時（θ１）及び終了時（θ２）には、その電流検出不能相と電流検出相との間の各相間電圧波形、即ちＶ−Ｗ相及びＷ−Ｕ相の各相間電圧波形Ｌ１，Ｌ２に歪みが生ずることになる（領域ｓ１，ｓ２及び領域ｅ１，ｅ２）。

つまり、電流検出不能相以外の二相間の相間電圧波形、即ちＵ−Ｖ相の相間電圧波形Ｌ３では、そのスイッチング作動時の電力損失を要因とする電圧降下が相殺されることになる。従って、電流検出補償制御の開始時（θ１）及び終了時（θ２）においても、当該Ｕ−Ｖ相の相間電圧波形Ｌ３には歪みが生じない（領域ｓ３及び領域ｅ３）。そして、電流検出不能相と電流検出相との間の相間電圧波形であるＶ−Ｗ相及びＷ−Ｕ相の各相間電圧波形Ｌ１，Ｌ２では、電流検出相に含まれる電圧降下分を打ち消すことができないために上記のような歪みが発生することになる。

この点を踏まえ、本実施形態のマイコン１７は、上記電流検出補償制御の実行時には、その電流検出不能相以外の二相において各ＦＥＴの作動により生ずる電力損失の補償制御を実行する（スイッチング損失補償制御）。そして、これにより、上記のような相間電圧波形の歪みに起因するトルクリップルの発生を抑制して、円滑なモータ回転を確保する構成となっている。

詳述すると、図３に示すように、本実施形態のモータ制御信号出力部２４には、上記電流検出補償制御部３２とＰＷＭ出力部３０との間にスイッチング損失補償制御部３３が設けられており、電流検出補償制御部３２の出力する各相のＤＵＴＹ指示値Ｄu´，Ｄv´，Ｄw´は、このスイッチング損失補償制御部３３に入力される。そして、同スイッチング損失補償制御部３３は、上記電流検出補償制御の実行によりスイッチングを行なわない相（非スイッチング相）が発生した場合には、その電流検出不能相以外の二相におけるスイッチング作動時の電力損失を要因とする電圧降下分を補正した後の各ＤＵＴＹ指示値Ｄu´´，Ｄv´´，Ｄw´´を、ＰＷＭ出力部３０に出力する。

即ち、スイッチング作動時の電力損失を要因とする電圧降下値（ε）は、その電力損失に対応する等価抵抗値Ｒと相電流値Ｉxとの積である（ε＝Ｒ×Ｉx、Ｘ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）。従って、電流検出不能相以外の二相の電圧降下値εm，εlを求め、該各電圧降下値εm，εlをＤＵＴＹ（％）に換算することにより、そのスイッチング作動時の電力損失を要因とする電圧降下分の補正値ΔＤm，ΔＤlを得ることができる。そして、本実施形態のスイッチング損失補償制御部３３は、上記電流検出補償制御の実行により非スイッチング相が発生した場合には、これらの各補正値ΔＤm，ΔＤlを電流検出不能相以外の二相のＤＵＴＹ指示値Ｄm，Ｄlに加算することにより、そのスイッチング損失補償制御を実行する。

尚、各相のＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwのうち、最大値を有するものが「Ｄh」であり、中間値及び最小値を有するものが、それぞれ「Ｄm」「Ｄl」である。従って、電流検出不能相のスイッチング状態を保持する電流検出補償制御の実行時には、電流検出不能相のＤＵＴＹ指示値が「Ｄh」、それ以外の二相のＤＵＴＹ指示値がそれぞれ「Ｄm」「Ｄl」となる。そして、本実施形態のスイッチング損失補償制御部３３は、その最大値を有するＤＵＴＹ指示値Ｄhが、当該相のスイッチングアームのスイッチング状態を保持すべき旨を示す値（１００％）となっている場合に、そのスイッチング損失補償制御を実行する。

さらに詳述すると、本実施形態では、スイッチング損失補償制御部３３には、電圧センサ３４により検出された駆動回路１８（各ＦＥＴ１８ａ〜１８ｆ）への印加電圧（電源電圧）Ｖpigが入力されるようになっている（図２参照）。また、スイッチング損失補償制御部３３には、各相の相電流値Ｉu´，Ｉv´，Ｉw´が入力される。そして、本実施形態のスイッチング損失補償制御部３３は、これら各相電流値Ｉx（Ｘ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）のうち、電流検出不能相以外の二相の相電流値Ｉm，Ｉl、及び印加電圧Ｖpigに基づいて、スイッチング作動時の電力損失に対応する等価抵抗値Ｒを演算する。

具体的には、本実施形態のスイッチング損失補償制御部３３は、図１１に示すように、相電流値Ｉx及び印加電圧Ｖpigと等価抵抗値Ｒとが関連付けられたマップ３３ａを備えている。尚、このマップ３３ａは、実験やシミュレーション等により得られたデータを記憶領域（メモリ）に格納することにより形成される。

より具体的には、マップ３３ａにおいて、等価抵抗値Ｒは、印加電圧Ｖpigが大となるほど小さな値となるように設定されている。また、等価抵抗値Ｒと相電流値Ｉxとの関係については、等価抵抗値Ｒは、相電流値Ｉxの比較的小さな領域において同相電流値Ｉxが大となるほど小さくなり、その後、略一定となるように設定されている。

スイッチング損失補償制御部３３は、このように構成されたマップ３３ａに、その検出された印加電圧Ｖpig及び電流検出不能相以外の各相電流値Ｉm，Ｉlを参照することにより、当該電流検出不能相以外の二相において生ずるスイッチング作動時の電力損失に対応した等価抵抗値Ｒm，Ｒlを演算する。そして、これらの各等価抵抗値Ｒm，Ｒl及び対応する相電流値Ｉm，Ｉlに基づきスイッチング作動時の電力損失を要因とする電圧降下値εm，εlを演算し、同電圧降下値εm，εlに相当する補正値ΔＤm，ΔＤlを、電流検出不能相以外の二相のＤＵＴＹ指示値Ｄm，Ｄlにそれぞれ加算することにより、そのスイッチング損失補償制御を実行する。

次に、本実施形態のスイッチング損失補償制御部によるスイッチング損失補償制御の処理手順について説明する。
図１２のフローチャートに示すように、本実施形態のスイッチング損失補償制御部３３は、電流検出補償制御部３２の出力する各相のＤＵＴＹ指示値Ｄu´，Ｄv´，Ｄw´を取得すると（ステップ３０１）、先ず、上記電流検出補償制御の実行によりスイッチングを行なわない相（非スイッチング相）が発生しているか否かを判定する（ステップ３０２）。尚、この非スイッチング相の有無の判定は、上記のように、その最大値を有するＤＵＴＹ指示値Ｄhが、当該相のスイッチングアームのスイッチング状態を保持すべき旨を示す値（Ｄh＝１００）であるか否かに基づき行なわれる。

次に、このステップ３０２において、非スイッチング相が発生していると判定した場合（ステップ３０２：ＹＥＳ）、スイッチング損失補償制御部３３は、駆動回路１８（各ＦＥＴ１８ａ〜１８ｆ）への印加電圧Ｖpig、及び各相の相電流値Ｉu´，Ｉv´，Ｉw´を取得する（ステップ３０３）。続いて、電流検出不能相以外の二相において生ずるスイッチング作動時の電力損失に対応した等価抵抗値Ｒm，Ｒlを演算し（ステップ３０４）、当該各等価抵抗値Ｒm，Ｒl及び対応する相電流値Ｉm，Ｉlに基づきスイッチング作動時の電力損失を要因とした電圧降下値εm，εlを演算する（em＝Ｒm×Ｉm，el＝Ｒl×Ｉl、ステップ３０５）。そして、当該各電圧降下値εm，εlをＤＵＴＹ（％）に換算することにより補正値ΔＤm，ΔＤlを演算し（ステップ３０６）、該各補正値ΔＤm，ΔＤlを、電流検出不能相以外の二相のＤＵＴＹ指示値Ｄm，Ｄlにそれぞれ加算することにより、そのスイッチング作動時の電力損失を要因とする電圧降下分を補正する（ステップ３０７）。尚、非スイッチング相である電流検出不能相のＤＵＴＹ指示値Ｄhは補正されない（Ｄh´＝Ｄh，Ｄm´＝Ｄm＋ΔＤm，Ｄl´＝Ｄl＋ΔＤl）。

そして、スイッチング損失補償制御部３３は、その補正後のＤＵＴＹ指示値Ｄu´´，Ｄv´´，Ｄw´´をＰＷＭ出力部３０に出力する構成となっている。
尚、上記ステップ３０２において、非スイッチング相が発生していないと判定した場合（ステップ３０２：ＮＯ）、即ちブラインド補正による電流検出及び電流検出補償制御が行なわれていない場合、スイッチング損失補償制御部３３は、上記ステップ３０３〜ステップ３０７の処理を実行せず、ＤＵＴＹ指示値Ｄu´，Ｄv´，Ｄw´を補正しない（ステップ３０８）。

以上、本実施形態によれば、以下のような作用・効果を得ることができる。
（１）マイコン１７は、駆動回路１８において各相に対応する低電位側の各ＦＥＴ１８ｄ，１８ｅ，１８ｆの何れかのオン時間ｔ０が相電流値の検出時間ｔsよりも短くなる場合には、当該ＦＥＴに対応する電流検出不能相以外の二相の相電流値に基づいて、その電流検出不能相の相電流値を推定する（ブラインド補正）。そして、そのブラインド補正による電流検出を実行する場合には、電流検出不能相に対応したスイッチングアームのスイッチング状態を保持するとともに、電流検出不能相以外の二相において各ＦＥＴの作動により生ずる電力損失を補償するようなモータ制御信号を出力する。

上記構成によれば、駆動回路１８を構成する各スイッチングアーム１８ｕ，１８ｖ，１８ｗの低電位側に設けられた各電流センサ２１ｕ，２１ｖ，２１ｗによる電流検出のできない電流検出不能相が発生した場合においても三相全ての相電流値を検出することが可能になる。そして、その電流検出不能相以外の二相の相電流値を検出する際、電流検出不能相に対応したスイッチングアームのスイッチング状態を保持、つまり、そのスイッチングを行なわないことで、当該スイッチングにより生ずるノイズの混入を防止することができる。その結果、三相全てについての各相電流値の検出時間ｔsを確保するための制限を設定することなく、高精度の電流検出を担保しつつ、より高いＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwを使用して電圧利用率の向上を図ることができるようになる。

更に、電流検出不能相以外の二相において各ＦＥＴの作動により生ずる電力損失を補償することで、そのスイッチング作動時の電力損失の発生しない電流検出不能相とのバランスが維持される。その結果、電流検出不能相と当該電流検出不能相以外の二相との間の各相間電圧波形における歪みの発生、及びそれに起因するトルクリップルの発生を抑制して、円滑なモータ回転を確保することができる。

加えて、上記スイッチング損失補償制御の実行をブラインド補正による電流検出時に限定するとともに、非スイッチング相である電流検出不能相については、その補償演算を実行しないことにより、その演算負荷の増大を大幅に抑えることができる。その結果、マイコン１７に要求される処理能力の増大及びそれに伴うコストの増加を回避することができる。

（２）マイコン１７（のモータ制御信号出力部２４）は、ブラインド補正による電流検出時、その電流検出不能相が非スイッチング相となるように、全てのＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwを高電位側に引き上げる。そして、更に、電流検出不能相以外の二相について、そのスイッチング作動時の電力損失を要因とした電圧降下値εm，εlに相当する補正値ΔＤm，ΔＤlを演算し、当該電流検出不能相以外の二相のＤＵＴＹ指示値Ｄm，Ｄlにそれぞれ加算する。

上記構成によれば、各相間電圧波形を一定の正弦波形に維持しつつ、電流検出不能相を非スイッチング相とすることができる。そして、更に、電流検出不能相以外の二相について、そのスイッチング作動時の電力損失を要因とする電圧降下を補償して電流検出不能相と当該電流検出不能相以外の二相との間の各相間電圧波形における歪みの発生を抑制することができる。その結果、円滑なモータ回転及び高精度の電流検出を担保しつつ電圧利用率の改善を図ることができるようになる。

（３）モータ制御信号出力部２４に設けられたスイッチング損失補償制御部３３は、電流検出不能相以外の二相の相電流値Ｉm，Ｉl、及び印加電圧Ｖpigに基づいて、スイッチング作動時の電力損失に対応する等価抵抗値Ｒを演算する。そして、各等価抵抗値Ｒm，Ｒl及び電流検出不能相以外の二相の相電流値Ｉm，Ｉlに基づきスイッチング作動時の電力損失を要因とした電圧降下値εm，εlを演算し当該各電圧降下値εm，εlをＤＵＴＹ（％）に換算することにより補正値ΔＤm，ΔＤlを演算する。

上記構成によれば、精度よく、電流検出不能相以外の二相において生ずるスイッチング作動時の電力損失を要因とした電圧降下を補償することができる。その結果、より円滑なモータ回転を担保することができる。

なお、上記実施形態は以下のように変更してもよい。
・上記実施形態では、本発明をＥＰＳアクチュエータ１０の駆動源であるモータ１２の作動を制御するモータ制御装置としてのＥＣＵ１１に具体化した。しかし、これに限らず、ＥＰＳ以外の用途に適用してもよい。

・また、ＥＰＳの形式についても所謂コラム型に限らず、所謂ピニオン型やラックアシスト型であってもよい。
・上記実施形態では、マイコン１７は、駆動回路１８の出力電圧波形が擬似三次高調波重畳正弦波となるようにモータ制御信号を出力することとした。しかし、このような擬似三次高調波重畳正弦波通電に限らず、通常の正弦波通電でも、正規の三次高調波重畳正弦波通電であってもよい。

・上記実施形態では、モータ制御信号の生成過程において演算されるＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwに基づいて、電流検出不能相の発生判定（図５及び図６参照、ステップ１０１，２０１）、及び当該電流検出不能相に対応したスイッチングアームのスイッチング状態を保持するための電流検出補償制御（図６参照、ステップ２０３）を実行することとした。しかし、これに限らず、例えば、その所定周期で実行される電流サンプリングのタイミングと各相のスイッチングアームのオン／オフタイミングとの比較に基づいて、電流検出不能相の発生判定、及び電流検出補償制御を実行する構成としてもよい。即ち、駆動回路１８を構成する高電位側のＦＥＴ１８ａ，１８ｂ，１８ｃの何れかがオフとなるタイミングが電流サンプリングの開始タイミング（＋マージン）と重なる場合には、当該相のスイッチングアームについては、そのスイッチング状態を保持する等としてもよい。

・上記実施形態では、電流検出不能相以外の二相の相電流値Ｉm，Ｉl及び印加電圧Ｖpigに基づくマップ演算の実行により、スイッチング作動時の電力損失に対応する等価抵抗値Ｒを演算することとした。しかし、これに限らず、等価抵抗値Ｒは、相電流値又は印加電圧の何れか一方に基づき演算してもよい。そして、更には、等価抵抗値Ｒとして固定値を用いる構成であってもよい。これにより、その演算負荷を更に低減することができる。

・上記実施形態では、スイッチング損失補償制御は、電圧降下値εm，εlに相当する補正値ΔＤm，ΔＤlを演算し、当該電流検出不能相以外の二相のＤＵＴＹ指示値Ｄm，Ｄlにそれぞれ加算することにより行なうこととした。しかし、これに限らず、電流検出不能相以外の二相の相電圧指令値に、スイッチング作動時の電力損失を要因とする電圧降下値を加算することにより、スイッチング損失補償制御を実行する構成としてもよい。

次に、以上の実施形態から把握することのできる技術的思想を効果とともに記載する。
（イ）請求項２に記載のモータ制御装置において、前記制御信号出力手段は、等価抵抗値として固定値を用いること、を特徴とするモータ制御装置。これにより、その演算負荷を更に低減することができる。

１…電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）、１０…ＥＰＳアクチュエータ、１１…ＥＣＵ、１２…モータ、１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ…モータコイル、１７…マイコン、１８…駆動回路、１８ａ〜１８ｆ…ＦＥＴ、１８ｕ，１８ｖ，１８ｗ…スイッチングアーム、２０…車載電源、２１ｕ，２１ｖ，２１ｗ…電流センサ、２３…電流指令値演算部、２４…モータ制御信号生成部、２９…ＰＷＭ変換部、３０…ＰＷＭ出力部、３１…電流選択処理部、３２…電流検出補償制御部、Ｉu，Ｉv，Ｉw，Ｉm，Ｉl…相電流値、Ｖu，Ｖv，Ｖw…相電圧指令値、Ｄu，Ｄv，Ｄw，Ｄx，Ｄh，Ｄm，Ｄl…ＤＵＴＹ指示値、Ｄmax…上限値、Ｄth…閾値、ΔＤ…差分値、ΔＤm，ΔＤl…補正値、Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３…相間電圧波形、Ｒ，Ｒm，Ｒl…等価抵抗値、ε，εm，εl…電圧降下値、Ｖpig…印加電圧、δ１，δ２…三角波、ｔ０…オン時間、ｔs…検出時間、ｔd…デッドタイム。

Claims (4)

1. モータ制御信号を出力する制御信号出力手段と、前記モータ制御信号に基づいて三相の駆動電力を出力する駆動回路とを備え、前記駆動回路は、前記モータ制御信号に基づきオン／オフする一対のスイッチング素子を直列に接続してなるスイッチングアームを各相に対応して並列に接続することにより形成されるとともに、各スイッチングアームの低電位側には、該各スイッチングアームに対応する各相の相電流値を検出するための電流センサが設けられ、前記制御信号出力手段は、前記各スイッチングアームにおける低電位側のスイッチング素子の全てがオンとなるタイミングで検出される各相の相電流値に基づく電流フィードバック制御の実行により前記モータ制御信号を生成するモータ制御装置において、
   前記制御信号出力手段は、前記各低電位側のスイッチング素子の何れかのオン時間が前記電流値の検出時間よりも短くなる場合には、該スイッチング素子に対応する電流検出不能相以外の二相の相電流値に基づき該電流検出不能相の相電流値を推定して前記電流フィードバック制御を実行するものであって、
   前記電流検出不能相以外の二相の相電流値に基づき前記電流検出不能相の相電流値を推定する場合には、該電流検出不能相に対応した前記スイッチングアームのスイッチング状態を保持するとともに、前記電流検出不能相以外の二相において前記各スイッチング素子の作動により生ずる電力損失を補償するような前記モータ制御信号を出力すること、
   を特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記制御信号出力手段は、検出される各相の相電流値に基づく電流フィードバック制御の実行により各相の電圧指令値を演算し、該各電圧指令値に対応するＤＵＴＹ指示値に基づき前記モータ制御信号を生成するものであって、
   前記電流検出不能相以外の二相の相電流値に基づき前記電流検出不能相の相電流値を推定する場合には、
   前記電流検出不能相に対応した前記スイッチングアームのスイッチング状態を保持すべく、前記電流検出不能相のＤＵＴＹ指示値が、該電流検出不能相に対応する高電位側のスイッチング素子がオン状態で保持される値となるように、各相のＤＵＴＹ指示値を高電位側に引き上げるとともに、
   前記電流検出不能相以外の二相において前記各スイッチング素子の作動により生ずる電力損失を補償すべく、該電力損失に対応する等価抵抗値及び前記電流検出不能相以外の二相の各相電流値に基づき該二相の電圧降下値を演算し、該各電圧降下値に相当する補正値を前記電流検出不能相以外の二相の各ＤＵＴＹ指示値に加算すること、
   を特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項２に記載のモータ制御装置において、
   前記制御信号出力手段は、前記駆動回路に対する印加電圧を検出し、該印加電圧及び前記各相電流値に基づいて、前記電流検出不能相以外の二相における前記電力損失に対応する等価抵抗値を演算すること、を特徴とするモータ制御装置。
4. 請求項１〜請求項３の何れか一項に記載のモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置。

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