CN101951212B - 电动机控制装置及电动助力转向装置 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及电动机控制装置及电动助力转向装置，电动机控制装置具有微型计算机，微型计算机在驱动电路中与各相对应的低电位侧的各FET中任一个的接通时间比相电流值的检测时间短时，基于与该FET对应的不能检测到电流的相以外的两相的相电流值推定该不能检测到电流的相的相电流值(盲校正)。在执行基于该盲校正的电流检测时，输出电动机控制信号，该电动机控制信号用于保持与不能检测到电流的相对应的开关臂的开关状态，并且在不能检测到电流的相以外的两相中补偿由于各FET的动作引起的功率损耗。

Description

电动机控制装置及电动助力转向装置
本申请主张于2009年7月10日在日本申请的日本专利申请2009-164047号的优先权，并在此援引其内容。
技术领域
本发明涉及电动机控制装置及电动助力转向装置。
背景技术
在用于电动助力转向装置(EPS)等的电动机控制装置中，根据该电动机控制信号向电动机供给驱动功率的驱动电路(PWM逆变器)是通过与各相对应地并联连接一对开关元件(开关臂)而构成的，该一对开关元件为串联连接。在这样的电动机控制装置中，在构成其驱动电路的各个开关臂的低电位侧(接地侧)设置有电流传感器。例如，参照日本专利特开2009-1055号公报。
如EPS之类，在要求电动机旋转平滑和高安静性的用途中，一般通过正弦波通电对电动机提供驱动功率，但是在该供电中，各相电流值的反馈是必不可少的。因此，在该驱动功率的输出部即驱动电路中，设置有用于检测各相的电流的各个电流传感器。
在这样的电动机控制装置中，在构成驱动电路的低电位侧(下段)的开关元件均接通的时刻，由被设置在该驱动电路的低电位侧(接地侧)的各个电流传感器进行各相电流值的检测。
如图13所示，根据执行电流反馈控制计算出的各相的占空比指示值(Du、Dv、Dw)和三角波(δ1、δ2)的比较来生成电动机控制信号。在该例子中，为了设定死区时间使用了在上下方向上被移动后的两个三角波δ1、δ2(δ1＞δ2)，该死区时间用于防止在构成驱动电路的各个开关元件的接通/断开时各个开关臂中高电位侧(上段)的开关元件与低电位侧(下段)的开关元件之间的短路(桥臂短路)。
在各个占空比指示值Du、Dv、Dw比三角波δ1的值大时，生成使得与该相对应的高电位侧(上段)的开关元件接通的电动机控制信号，在各个占空比指示值Du、Dv、Dw比三角波δ2的值小时，生成使得与该相对应的低电位侧(下段)的开关元件接通的电动机控制信号。各相电流值在用于该电动机控制信号的生成的三角波δ1、δ2为“山”字状的时刻被检测出来。
但是，如上所述，如果在低电位侧的开关元件均为接通的时刻进行电流检测，在电流检测中需要某种程度的时间。因此，在各个占空比指示值Du、Dv、Dw增大时，与该相对应的低电位侧的开关元件的接通时间t0比该相的电流值的检测时间ts短，存在无法进行该电流检测的情况。因此，一直以来，为了确保该相电流值的检测时间ts，考虑该检测时间ts(例如，在检测时间ts中作为裕度增加了为了防止上述短路而使两个开关元件断开的上述死区时间td后的时间)在各相的占空比指示值Du、Dv、Dw中设定上限值Dmax。
但是，像这样在占空比指示值Du、Dv、Dw中设定上限值Dmax时，将导致该电压利用率降低。例如，设相电流的检测时间ts为大约4微秒，通过占空比换算为大约8％，设上述死区时间td为大约1微秒，通过占空比换算为2％，如此上限值Dmax为大约90％(100％-8％-2％＝90％)。即仅能使用了驱动电路的可输出电压的大约90％。
作为应对电压利用率降低的方法有盲校正法。所谓的盲校正法是利用各相的相电流值的合计为零的原理，根据低电位侧开关元件接通时间t0比上述电流值的检测时间ts短而产生的不能检测到电流的相以外的两相的相电流值，推定该不能检测到电流的相的相电流值的方法。
但是，在这样产生不能检测到电流的相的情况下，即使仅检测到不能检测到电流的相以外的两相的相电流值，其间在该不能检测到电流的相中各个开关元件元件也会接通/断开，从而在可以检测到电流的余下的两相的相电流值中也混入了其噪声，成为导致基于盲校正的电流检测精度下降的因素。
发明内容
本发明是为了解决上述问题而做出的，其目的之一在于，提供一种可以保证电动机旋转平滑和电流检测高精度，且实现电压利用率的改善的电动机控制装置及电动助力转向装置。
本发明的方式一的电动机控制装置，具有：控制信号输出器，其输出电动机控制信号；驱动电路，其根据上述电动机控制信号输出三相的驱动功率。上述驱动电路是与各相对应地将开关臂并联连接而构成的，该开关臂为将根据上述电动机控制信号而进行通断的一对开关元件串联连接构成的，各个开关臂在其低电位侧设有用于检测与该各个开关臂对应的各相的相电流值的电流传感器。上述控制信号输出器通过根据各相的相电流值执行电流反馈控制来生成上述电动机控制信号，该各相的相电流值在上述各开关臂中的低电位侧的开关元件均为接通的时刻被检测出。上述控制信号输出器，在上述各个低电位侧的开关元件中的任一个接通的时间变得比上述电流值的检测时间短的情况下，根据与该开关元件对应的不能检测到电流的相以外的两相的相电流值来推定该不能检测到电流的相的相电流值，从而执行上述电流反馈控制。在根据上述不能检测到电流的相以外的两相的相电流值来推定上述不能检测到电流的相的相电流值的情况下，输出用于保持与该不能检测到电流的相对应的上述开关臂的开关状态、并且补偿在上述不能检测到电流的相以外的两相中由于上述各个开关元件动作所产生的功率损耗的上述电动机控制信号。
根据上述构成，即使在发生了由各电流传感器无法进行电流检测的不能检测到电流的相的情况下，也可以通过盲校正推定该不能检测到电流的相的相电流值。而且，在检测该不能检测到电流的相以外的两相的相电流时，保持与不能检测到电流的相对应的开关臂的开关状态，即通过不进行该开关动作，可以防止混入由该开关生成的噪声。其结果，在所有的相(U、V、W)中，即使废除用于确保相电流值的检测时间的电压限制也能够担保高精度的电流检测，由此实现电压利用率的提高。
并且，在不能检测到电流的相以外的两相中，通过补偿由于各个FET动作所产生的功率损耗，可维持与该开关动作时不发生功率损耗的不能检测到电流的相之间的平衡。其结果，可以抑制不能检测到电流的相与该不能检测到电流的相以外的两相之间的各个相间电压波形中发生畸变，及由此引起的转矩波动的发生，可以确保电动机旋转平滑。
除此之外，这些开关损失补偿控制的执行被限制在基于盲校正的电流检测时，且对于非开关相即不能检测到电流的相，通过不执行该补偿运算，可以抑制该运算负荷的增大。其结果，可以避免构成控制信号输出器的信息处理装置所要求的处理能力的增大及随之的成本的增加。
在上述方式的电动机控制装置中，上述控制信号输出器，通过根据检测到的各相的相电流值执行电流反馈控制来计算各相的电压指示值，根据与该各个电压指示值对应的占空比指示值生成上述电动机控制信号。在通过盲校正法推定出上述不能检测到电流的相的相电流值的情况下，为了保持与上述不能检测到电流的相对应上述开关臂的开关状态，将各相的占空比指示值拉升到高电位侧，以使上述不能检测到电流的相的占空比的指示值成为使与该不能检测到电流的相对应的高电位侧的开关元件保持处于接通状态的值。另外，为了补偿在上述不能检测到电流的相以外的两相中由于上述各个开关元件的动作所产生的功率损耗，根据该功率损耗所对应的等效电阻值及上述不能检测到电流的相以外的两相的各相电流值计算该两相的电压下降值，将相当于该各个电压下降值的校正值加到上述不能检测到电流的相以外的两相的各占空比指示值中。
根据上述构成，可以将各相间电压波形维持为正弦波波形，且将不能检测到电流的相作为非开关相。而且，对于不能检测到电流的相以外的两相，可以补偿由于该开关动作时的功率损耗导致的电压下降，抑制不能检测到电流的相与该不能检测到电流的相以外的两相之间的各个相间电压波形中的畸变的发生。其结果，确保电动机旋转平滑和高精度的电流检测，且可以实现电压利用率的改善。
在上述方式的电动机控制装置中，上述控制信号输出器，也可以检测施加于上述驱动电路的施加电压，根据该施加电压和上述各相电流值计算与上述不能检测到电流的相以外的两相中的上述功率损耗相对应的等效电阻值。
根据上述构成，可以高精度补偿由于不能检测到电流的相以外的两相中产生的开关动作时的功率损耗所导致的电压下降。其结果，可以确保电动机旋转更平滑。
也可以将上述方式的电动机控制装置使用于电动助力转向装置的电动机控制装置。
根据上述构成，可以确保高安静性，并且利用该电压利用率的提高所引起的电动机输出的增加而实现电动助力转向装置的小型化。
通过以下参照附图对本发明的优选实施方式进行的详细描述，本发明的其它特征、构件、过程、步骤、特性及优点会变得更加清楚。
附图说明
图1是电动助力转向装置(EPS)的概略构成图。
图2是表示EPS的电气构成的框图。
图3是表示电动机控制信号输出部的概略构成的框图。
图4是表示电流检测补偿控制的方式的说明图。
图5是表示盲校正的处理顺序的流程图。
图6是表示电流检测补偿控制的处理顺序的流程图。
图7是表示电流检测补偿控制未执行时的输出电压波形的曲线图。
图8是表示电流检测补偿控制被执行时的输出电压波形的曲线图。
图9是表示开关动作的过渡特性及由此产生的功率损耗的说明图。
图10是表示电流检测补偿控制的执行中产生的相间电压的畸变的说明图。
图11是表示等效电阻值的计算中所使用的映射的概略构成图。
图12是表示开关损耗补偿控制的处理顺序的流程图。
图13是表示电流检测的方式的说明图。
具体实施方式
以下，参照附图，对将本发明具体化的一实施方式进行说明。
如图1所示，在本实施方式的电动助力转向装置(EPS)1中，固定了转向盘2的转向轴3通过齿轮齿条机构4与齿条轴5连接，转向轴3随着转向操作的旋转，通过齿轮齿条机构4被变换为齿条轴5的往复直线运动。转向轴3由转向柱3a、中间轴3b及齿轮轴3c连接而成。而且，齿条轴5随着该转向轴3的旋转而往复直线运动，该运动经由与该齿条轴5的两端连接的转向横拉杆6传递到未图示的转向节，由此改变转向轮7的转向角即车辆的行进方向。
EPS1具备：EPS致动器10，其作为转向力辅助装置向转向系统提供用于辅助转向操作的辅助力；ECU11，其作为控制器控制该EPS致动器10的动作。
本实施方式的EPS1，是将作为驱动源的电动机12通过减速机构13与转向柱3a驱动连接的、所谓的转向柱助力型的EPS。该EPS使用周知的涡轮蜗杆作为减速机构13。另外，在电动机12中使用无刷电动机。该电动机12从ECU11接收三相(U、V、W)的驱动功率的供给而旋转。EPS致动器10构成为，将该电动机12的旋转减速传递到转向柱3a，将该电动机转矩作为辅助力提供给转向系统。
在ECU11中连接有转矩传感器14及车速传感器15。转矩传感器14配置在转向柱3a中。转矩传感器14具有比上述减速机构13靠近转向盘12侧设置的扭力杆16、设置在该扭力杆16的两端的一对转向角传感器14a、14b，根据扭力杆16的扭转角度检测转向转矩τ。ECU11根据通过这些转矩传感器14及车速传感器15分别检测出的转向转矩τ及车速V来控制电动机12所发生的转向转矩，由此执行该助力控制。
首先，对EPS的电气构成进行说明。
图2是表示本实施方式的EPS的控制框图。如该图所示，ECU11具备：微型计算机17，其作为电动机控制信号输出器输出电动机控制信号；驱动电路18，其根据该微型计算机17输出的电动机控制信号向电动机12供给三相的驱动功率。
驱动电路18是由作为开关元件的多个FET18a～18f连接而成的。驱动电路18，并联连接了FET18a、18d，FET18b、18e及FET18c、18f各组串联电路，FET18a、18d，FET18b、18e，FET18c、18f的各个连接点19u、19v、19w分别与电动机12的各相的电动机绕组12u、12v、12w连接。
驱动电路18构成了PWM逆变器，该PWM逆变器是以串联连接的一对开关元件为基本单位(开关臂)，将与各相对应的三个开关臂18u、18v、18w并联连接而成的。微型计算机17输出的电动机控制信号是用于规定构成驱动电路18的各个FET18a～18f的开关状态的栅极接通/断开信号。
FET18a～FET18f响应施加在各个栅极端子的电动机控制信号而接通/断开，通过切换对各相的电动机绕组12u、12v、12w通电模式，将车载电源20的直流电压变换为三相(U、V、W)的驱动功率，输出到电动机12。
另外，在ECU11中设置有电流传感器21u、21v、21w，该电流传感器21u、21v、21w用于检测在电动机12中通过的各相电流值Iu、Iv、Iw。各个电流传感器21u、21v、21w设置在驱动电路18内，详细地说，设置在通过并联连接构成的与电动机12的各相对应的上述三个开关臂18u、18v、18w即FET18a、18d，FET18b、18e及FET18c、18f的各组的低电位侧(接地侧，图2中的下侧)。
各个电流传感器21u、21v、21w具有根据串联连接在电路上的电阻(分流电阻)的端子间电压进行电流检测的构成。该各个电阻在与上述各相对应的各个开关元件对即将各组的FET18a、18b，FET18b、18e，FET18c、18f并联连接的连接点19H、19L中的接地侧的连接点19L与接地侧的各个FET18d、18e、18f之间，串联连接在电路中。微型计算机，以规定的循环周期，在上述低电位侧的各个FET18d、18e、18f均接通的时刻、即用于电动机控制信号的生成的三角波δ1、δ2为“山”字状的时刻(参照图13)，根据上述各个电流传感器21u、21v、21w的输出信号来检测各相的电流值Iu、Iv、Iw。
在微型计算机17中，与上述各相电流值Iu、Iv、Iw一起，将由上述转矩传感器14和车速传感器15分别检测到的转向转矩τ及车速V以及由设置在电动机12中的旋转角度传感器22检测到的该电动机12的旋转角度(电角度)θ输入。微型计算机17根据上述各相电流值Iu、Iv、Iw及旋转角度θ以及上述转向转矩τ和车速V输出针对上述驱动电路18的电动机控制信号。
详细地说，微型计算机17根据上述转向转矩τ和车速V决定应该提供给转向系统的辅助力(目标辅助力)，为了使电动机12产生该辅助力，通过根据上述检测到的各相电流值Iu、Iv、Iw和旋转角度θ执行电流控制来生成上述电动机控制信号。
微型计算机17，具备：电流指示值计算部23，其计算提供给转向系统的辅助力即作为电动机转矩的控制目标值计算电流指示值；电动机控制信号输出部24，其作为控制信号输出器根据电流指示值计算部23计算出的电流指示值，执行对驱动电路18的电动机控制信号的输出。
电流指示值计算部23，根据由上述转矩传感器14和车速传感器15检测到的转向转矩τ及车速V，计算应使EPS致动器10产生的目标辅助力，作为与之对应的电动机转矩的控制目标值计算电流指示值(Iq＊)。电流指示值计算部23计算出输入的转向转矩τ越大或车速V越小，就越大的目标辅助力。然后，电流指示值计算部23对电动机控制信号输出部24输出与该目标助力对应的电流指示值。
各相电流值Iu、Iv、Iw及电动机12的旋转角度θ与电流指示值计算部23输出的电流指示值一起输入到电动机控制信号输出部24。这里，电流指示值计算部23对电动机控制信号输出部24输出q轴电流指示值Iq＊作为其电流指示值。电动机控制信号输出部24根据这些各相电流值Iu、Iv、Iw及旋转角度θ(电角度)通过执行d/q坐标系下的电流反馈控制来输出电动机控制信号。
如图3所示，被输入到电动机控制信号输出部24中的各相电流值Iu、Iv、Iw(Iu`、Iv`、Iw`)经由后述的电流选择处理部31输出到3相/2相变换部25，通过该3相/2相变换部25变换为基于电动机12的旋转角度θ的d/q坐标系的d轴电流值Id和q轴电流值Iq。而且，q轴电流值Iq与从电流指示值计算部23输入的q轴电流指示值Iq＊一起被输入到减法器26q中，d轴电流值id与d轴电流指示值Id＊(Id＊＝0)一起被输入到减法器26d中。
在这些各个减法器26d、26q中计算出的d轴电流偏差ΔId和q轴电流偏差ΔIq，被分别输入到对应的F/B控制部27d、27q中。而且在该各个F/B控制部27d、27q中，为了使实际电流值的d轴电流值Id和q轴电流值Iq跟踪电流指示值计算部23输出的d轴电流指示值Id＊和q轴电流指示值Iq＊而进行反馈控制。
F/B控制部27d、27q，通过对被输入的d轴电流偏差ΔId和q轴电流偏差ΔIq乘以规定的F/B增益(PI增益)，计算出d轴电压指示值Vd＊和q轴电压指示值Vq＊。将该计算出的d轴电压指示值Vd＊和q轴电压指示值Vq＊与旋转角度θ一起输入到2相/3相变换部28中，由此在2相/3相变换部28中计算三相的相电压指示值Vu＊、Vv＊、Vw＊。
该各相电压指示值Vu＊、Vv＊、Vw＊被输入到PWM变换部29，在该PWM变换部29中根据该各相电压指示值Vu＊、Vv＊、Vw＊生成各占空比指示值Du、Dv、Dw。该各占空比指示值Du、Dv、Dw经由后述的电流检测补偿控制部32和开关损耗补偿控制部33输入到PWM输出部30中。在电动机控制信号输出部24中作为电动机控制信号输出由PWM输出部30根据该占空比指示值Du、Dv、Dw(Du``、Dv``、Dw``)与三角波(δ1、δ2)之间的比较计算出的栅极接通/断开信号(参照图13)即输出规定上述各FET18a～18f的开关状态(接通/断开动作)的信号。
微型计算机17通过将该电动机控制信号输出部24所输出的电动机控制信号输出到构成驱动电路18的各开关元件的栅极端子，对电动机12供给驱动功率，控制该电动机12的动作。
接着，对本实施方式中的电流检测补偿控制的方式进行说明。
如上所述，微型计算机17在构成驱动电路18的各开关臂18u、18v、18w中其低电位侧的各FET18d、18e、18f均为接通的时刻检测各相电流值Iu、Iv、Iw。但是，此时，如果在各占空比指示值Du、Dv、Dw中没有设定上限值Dmax，则在各占空比指示值Du、Dv、Dw增大时，由于与该相对应的低电位侧的FET的接通时间t0比该相电流值的检测时间ts短，存在无法进行该相的电流检测的情形(参照图4，在该例子中Du＞Dmax时)。
因此，在与各相对应的低电位侧的各FET18d、18e、18f中的任一个的接通时间t0比电流值的检测时间ts短的情况下，微型计算机17根据与该FET对应的不能检测到电流的相以外的两相的相电流值实施盲校正，来推定该不能检测到电流的相的相电流值。
详细地说，如图3所示，在上述电动机控制信号输出部24中设置有电流选择处理部31，被输入到电动机控制信号输出部24中的各相电流值Iu、Iv、Iw(Iu`、Iv`、Iw`)经由该电流选择处理部31被输入到3相/2相变换部25中。该电流选择处理部31中被输入了通过执行电流反馈控制而计算出的各相电压指示值Vu＊、Vv＊、Vw＊所对应的各相的占空比指示值Du、Dv、Dw(Du`、Dv`、Dw`)。该电流选择处理部31，在该输入的各相占空比指示值Du、Dv、Dw中的任一项的值表示电流值的检测时间ts比与该相对应的低电位侧的FET的接通时间t0短的情况下，执行上述盲校正，将该计算出的各相电流值Iu`、Iv`、Iw`输出到上述3相/2相变换部25中。
电流选择处理部31，比较被输入的各相的占空比指示值Du、Dv、Dw和在该各相占空比指示值Du、Dv、Dw中设定了上限值Dmax时的与该上限值Dmax的值相当的阈值Dth。此时的上限值Dmax的值是考虑电流值的检测时间ts而决定的值(参照图13，例如，与在该检测时间ts中作为裕度加入了为了防止上述桥臂短路而使两个开关元件断开的上述死区时间td后的时间相当的值)。电流选择处理部31根据该阈值Dth与各占空比指示值Du、Dv、Dw之间的比较执行上述盲校正。
详细地说，如图5的流程图所示，电流选择处理部31，判断被输入的各相占空比指示值Du、Dv、Dw中具有最大的值的占空比指示值Dh是否大于上述阈值Dth(步骤101)。而且，该占空比指示值Dh为阈值Dth以下时(Dh≤Dth，步骤101：否)，不进行盲校正，将根据各电流传感器21u、21v、21w的输出信号检测出的各相电流值Iu、Iv、Iw输出到3相/2相变换部25中(Iu＝Iu`、Iv＝Iv`、Iw＝Iw`步骤102)。
在上述步骤101中，在具有最大值的占空比指示值Dh比阈值Dth大时(Dh＞Dth，步骤101：是)，电流选择处理部31首先判断该占空比指示值Dh是否是U相的占空比指示值Du(步骤103)。而且，占空比指示值Dh为U相的占空比指示值Du时(步骤103：是)，即U相是不能检测到电流的相时，基于V相的相电流值Iv和W相的相电流值Iw执行盲校正，推定U相的相电流值Iu`的值。
此时的U相的相电流值Iu`的值根据从零中减去V相的相电流值Iv和W相的相电流值Iw而求出。电流选择处理部31将通过执行该盲校正而得到的各相电流值Iu`、Iv`、Iw`输出到上述3相/2相变换部25中(Iu＝0-Iv`-Iw`、Iv＝Iv`、Iw＝Iw`步骤104)。
在上述步骤103中，在具有最大的值的占空比指示值Dh不是U相的占空比指示值Du时(步骤103：否)，电流选择处理部31，接着判断该占空比指示值Dh是否是V相的占空比指示值D v(步骤105)。在占空比指示值Dh是V相的占空比指示值Dv时(步骤105：是)，即V相是不能检测到电流的相时，基于U相的相电流值Iu和W相的相电流值Iw执行盲校正，推定V相的相电流值Iv`的值(步骤106)。
此时的V相的相电流值Iv`的值根据从零中减去u相的相电流值Iu和W相的相电流值Iw而求出。而且，电流选择处理部31将通过执行该盲校正而得到的各相电流值Iu`、Iv`、Iw`输出到上述3相/2相变换部25中(Iu`＝Iu、Iv`＝0-Iu-Iw、Iw`＝Iw步骤106)。
在上述步骤105中，在具有最大的值的占空比指示值Dh不是V相的占空比指示值Dv时(步骤105：否)，电流选择处理部31，判断W相是否是不能检测到电流的相。而且，基于U相的相电流值Iu和V相的相电流值Iv执行盲校正，推定W相的相电流值Iw`的值。
此时的W相的相电流值Iw`的值根据从零中减去U相的相电流值Iu和V相的相电流值Iv而求出。电流选择处理部31将通过执行该盲校正而得到的各相电流值Iu`、Iv`、Iw`输出到上述3相/2相变换部25中(Iu`＝Iu、Iv`＝Iv、Iw`＝0-Iu-Iw，步骤107)。
这样，通过执行盲校正，即使在各占空比指示值Du、Dv、Dw增大时，也均可以求得三相的相电流值Iu`、Iv`、Iw`。但是，对于这样借助盲校正的电流检测，如上所述电流检测精度有可能由于噪声的混入而恶化。即对于该不能检测到电流的相以外的两相，在检测其相电流时，由于构成与不能检测到电流的相对应的开关臂的各FET接通/断开，因而噪声将混入到该检测到的两相的相电流值中。
为了应对噪声的混入，在本实施方式中，微型计算机17在执行基于盲校正的电流检测时，对于成为该盲校正的基础的不能检测到电流的相以外的两相，检测其相电流时，输出电动机控制信号，以保持与不能检测到电流的相对应的开关臂的开关状态。在进行基于盲校正的电流检测时，在与该不能检测到电流的相对应的开关臂中，输出用于使高电位侧的FET保持接通，低电位侧的FET保持断开的状态的电动机控制信号。
由此，即使在各占空比指示值Du、Dv、Dw增大时，也可以确保高精度的电流检测。
详细地说，如图3所示，在上述电动机控制信号输出部24中设置有电流检测补偿控制部32，在PWM变换部29中生成的各相占空比指示值Du、Dv、Dw被输入到该电流检测补偿控制部32中。该电流检测补偿控制部32进行基于上述盲校正的电流检测时，将校正后的各占空比指示值Du`、Dv`、Dw`经由后述的开关损耗补偿控制部33输出到PWM输出部30，以使与该不能检测到电流的相对应的高电位侧的FET接通，低电位侧的FET断开。
如图6的流程图所示，电流检测补偿控制部32，判断从PWM变换部29输入的各相的占空比指示值Du、Dv、Dw中具有最大值的占空比指示值Dh是否大于与上述上限值Dmax相当的阈值Dth(步骤201)。
电流检测补偿控制部32，在该步骤201中，在具有最大值的占空比指示值Dh比阈值Dth大时(Dh＞Dth，步骤201：是)，即判断由于产生了不能检测到电流的相而进行基于盲校正的电流检测时，在接下来的步骤202中，执行该电流检测补偿控制是否适当的判定。判断从具有该最大值的占空比指示值Dh中减去各相的占空比指示值Du、Dv、Dw中表示中间值的占空比指示值Dm后的值(Dh-Dm)是否大于100减去上述阈值Dth后的值(100-Dth)(步骤202)。
接着，电流检测补偿控制部32，在上述步骤202中判断适合于该电流检测补偿控制的执行条件时(Dh-Dm＞100-Dth，步骤202：是)，执行电流检测补偿控制，以使与不能检测到电流的相对应的高电位侧的FET接通，低电位侧的FET断开。具体地说，在各相的占空比指示值Dx中(X＝U、V、W)加入从100中减去具有最大值的占空比指示值Dh后的值(Dx`＝Dx+(100-Dh)，步骤203)。
在步骤201中判断具有最大值的占空比指示值Dh为阈值Dth以下时(Dh≤Dth，步骤201：否)，或在步骤202中不适合于电流检测补偿控制的执行条件时(Dh-Dm≤100-Dth，步骤202：否)，电流检测补偿控制部32不执行该步骤203的处理。而且，不校正从PWM变换部29输入的各相的占空比指示值Du、Dv、Dw，就输出到PWM输出部30(Dx`＝Dx，步骤204)
例如，在图4所示的例子中，根据上述步骤203的计算，将不能检测到电流的相即U相的占空比指示值Du拉升到100，由此，对于与该U相对应的开关臂18u，保持高电位侧的FET18a为接通状态，低电位侧的FET18d为断开的状态。在进行基于盲校正的电流检测时，通过使与不能检测到电流的相(U相)对应的各FET18a、18d不接通/断开，可以防止噪声混入到在该不能检测到电流的相以外的两相(V、W)中检测出的相电流值(Iv、Iw)中。
对于不能检测到电流的相以外的余下的两相(V、W相)的占空比指示值Dv、Dw，也分别如上述那样加入将不能检测到电流的相即U相的占空比指示值D拉升到100时的差值ΔD。即按照不能检测到电流的相的占空比指示值成为100的方式将所有的占空比指示值Du、Dv、Dw拉升到高电位侧。而且，这样，通过使与不能检测到电流的相对应的开关臂保持开关状态可以抵消对各相的相间电压(线间电压)的影响。
具体地说，微型计算机17通过使驱动电路18的输出波形成为图7所示的周知的模拟三次谐波重叠正弦波的方式输出电动机控制信号，实现该电压利用率的改善。对于形成这样的输出电压波形的电动机控制信号，通过应用在上述步骤203所示的电流检测补偿控制，驱动电路18的输出电压波形按照图8所示进行整形。
为了保持与不能检测到电流的相对应的开关臂的开关状态，如上所述，对于各占空比指示值Du、Dv、Dw均执行电流检测补偿控制，加入其拉升用的差值ΔD(参照图4)，由此，各相的输出电压分别移动到高电位侧。即，与模拟三次谐波重叠一样，通过移动其中性点(漂移)，与是否执行该电流检测补偿控制无关，各相的相间电压(线间电压)波形为恒定的正弦波波形。而且，在本实施方式中，由此，确保电动机12旋转平滑且可以进行高精度的电流检测。
接着，对本实施方式中的开关损耗补偿控制的方式进行说明。
如图9所示，在构成驱动电路18的各FET18a～18f进行开关时，将发生由于该开关动作的过渡特性导致的功率损耗。即使作为电动机控制信号施加在各FET18a～18f的栅极电压Vg上升或下降为矩形波状时(t1、t2)，漏极/源极间电压(D/S间电压)Vds的下降上升不是矩形波状(t1～t1`，t2～t2`)。在该开关动作结束为止的期间的漏极/源极间电压Vds与漏极电流Idr之积为功率损耗Ploss。
因此，例如在日本专利特开2008-199712号公报中，公开了一种与这样的各FET18a～18f的动作产生的功率损耗有关的补偿控制。通过该补偿控制的执行，可以实现减少目标输出和实际输出的偏差提高输出效率。
但是，实际上，该开关动作时产生的功率损耗对电动机输出的影响是很小的。另外，各FET18a～18f的开关由于与各相对应的所有开关臂18u、18v、18w中被均等地执行，所以也没有由于此时的功率损耗导致的转矩波动。因此，通常对于在这样开关动作时所产生的功率损耗，实际情况是考虑到计算负荷随着该补偿控制的执行而增大，从而不采取特别的对策。
但是，在本实施方式的EPS1中，通过该电流检测补偿控制，在发生不能检测到电流的相时，与该不能检测到电流的相对应的开关臂保持开关状态。即，产生不存在上述那样的开关动作时所发生的功率损耗及与之相伴的电压下降的相。而且，有时由于由该功率损耗导致的电压下降的平衡被打破，而使得伴随上述各FET18a～18f的开关动作发生的功率损耗的影响作为转矩波动而显现出来。
即，通过执行上述电流检测补偿控制，使与不能检测到电流的相对应的FET不接通/断开，仅使与剩下的两相对应的FET接通/断开(参照图2)。因此，该开关动作时的功率损耗导致的电压下降也仅在不能检测到电流的相以外的两相中发生，不能检测到电流的相与该不能检测到电流的相以外的两相(电流检测相)之间的相间电压波形发生畸变。
例如，通过将W相作为不能检测到电流的相执行上述电流检测补偿控制，使与该W相对应的FET18c、18f不进行开关，仅在剩下的两相(U、V相)所对应的FET18a、18c，FET18b、18d中执行该开关(参照图2)。开关动作时功率损耗导致的电压下降也仅在U、V相中发生。其结果，如图10所示，在将该W相作为不能检测到电流的相的电流检测补偿控制开始时(θ1)及结束时(θ2)，在该不能检测到电流的相和检测到电流的相之间的各相间电压波形即V-W相及W-U相的各相间电压波形L1、L2中发生畸变(区域s1、s2及区域e1、e2)
不能检测到电流的相以外的两相间的相间电压波形，即U-V相的相间电压波形L3中，抵消该开关动作时的功率损耗导致的电压下降。因此，在电流检测补偿控制开始时(θ1)及结束时(θ2)，该U-V相的相间电压波形L3不发生畸变(区域s3和区域e3)。而且，在不能检测到电流的相和检测到电流的相之间的相间电压波形即V-W相及W-U相的各相间电压波形L1、L2中，由于无法抵消包含在检测到电流的相中的电压下降而发生上述的畸变。
为了抑制上述畸变，微型计算机17在执行上述电流检测补偿控制时，在该不能检测到电流的相以外的两相中执行补偿控制以补偿由于各个FET的工作而产生的功率损耗(开关损耗补偿控制)。由此，抑制发生由上述的相间电压波形的畸变导致的转矩波动，确保电动机旋转平滑。
详细地说，如图3所示，在电动机控制信号输出部24中在上述电流检测补偿控制部32和PWM输出部30之间设置有开关损耗补偿控制部33，电流检测补偿控制部32所输出的各相占空比指示值Du`、Dv`、Dw`被输入到该开关损耗补偿控制部33中。而且，该开关损耗补偿控制部33在通过执行上述电流检测补偿控制而产生未进行开关的非开关相时，将校正了电压下降量后的各占空比指示值Du``、Dv``、Dw``输出到PWM输出部30，该电压下降量后是该不能检测到电流的相以外的两相中的由于开关动作时的功率损耗导致的电压下降量。
由开关动作时的功率损耗导致的电压下降值(ε)为与该功率损耗对应的等效电阻值R与相电流值Ix之积(ε＝R＊Ix，X＝U、V、W)。因此，求出不能检测到电流的相以外的两相的电压下降值εm、εl，通过将该各电压下降值εm、εl换算为占空比(％)，可以得到由该开关动作时的功率损耗导致的电压下降量的校正值ΔDm、ΔDl。开关损耗补偿控制33，在执行上述电流检测补偿控制而产生非开关相的情况下，在不能检测到电流的相以外的两相的占空比指示值Dm、Dl中加入这些各校正值ΔDm、ΔDl，由此执行该开关损耗补偿控制。
另外，各相的占空比指示值Du、Dv、Dw中具有最大值的为“Dh”，具有中间值和最小值的分别为“Dm”“Dl”。因此，在执行保持不能检测到电流的相的开关状态的电流检测补偿控制时，不能检测到电流的相的占空比指示值为“Dh”，除此以外的两相的占空比指示值分别为“Dm”、“Dl”。而且，本实施方式的开关损耗补偿控制部33在具有该最大值的占空比指示值Dh成为以下值(100％)时，执行该开关损耗补偿控制，该值(100％)表示应该保持该相的开关臂的开关状态。
在本实施方式中，在开关损耗补偿控制部33中被输入施加电压(电源电压)Vpig(参照图2)，该施加电压Vpig由电压传感器34检测出来并提供给驱动电路18(各FET18a～18f)。另外，在开关损耗补偿控制部33中被输入各相的相电流值Iu`、Iv`、Iw`。而且，本实施方式的开关损耗补偿控制部33根据该各相电流值Ix(X＝U、V、W)中不能检测到电流的相以外的两相的相电流值Im、Il及施加电压Vpig计算与开关动作时的功率损耗对应的等效电阻值R。
具体地说，如图11所示，开关损耗补偿控制部33具备将相电流值Ix及施加电压Vpig和等效电阻值R建立关联的映射33a。需要说明的是，该映射33a是通过将试验或模拟等得到的数据保存在存储区域(存储器)中而形成的。
在映射33a中，等效电阻值R按照施加电压Vpig越大其越小的方式设定。另外，对于等效电阻值R和相电流值Ix之间的关系设定为，等效电阻值R在相电流值Ix比较小的区域中该相电流值Ix越大其越小，然后为大致恒定。
开关损耗补偿控制部33，在这样构成的图33a中，参照其检测出的施加电压Vpig及不能检测到电流的相以外的各相电流值Im、Il，计算与在该不能检测到电流的相以外的两相中发生开关动作时的功率损耗对应的等效电阻值Rm、Rl。根据该各等效电阻值Rm、Rl及对应的相电流值Im、Il计算由开关动作时的功率损耗导致的电压下降值εm、εl，将相当于该电压下降值εm、εl的校正值ΔDm、ΔDl分别加入到不能检测到电流的相以外的两相的占空比指示值Dm、Dl中，由此执行该开关损耗补偿控制。
接着，对本实施方式的开关损耗补偿控制部的开关损耗补偿控制的处理顺序进行说明。
如图12的流程图所示，开关损耗补偿控制部33在取得电流检测补偿控制部32所输出的各相占空比指示值Du`、Dv`、Dw`时(步骤301)，判断通过上述电流检测补偿控制的执行是否发生不进行开关的非开关相(步骤302)。判断该非开关相的有无是根据具有该最大值的占空比指示值Dh是否是表示应该保持该相的开关臂的开关状态的意思的值(dh＝100)而进行的。
接着，在该步骤302中，在判断产生了非开关相时(步骤302：是)，开关损耗补偿控制部33取得提供给驱动电路18(各FET18a～18f)的驱动电压Vpig及各相的相电流值Iu`、Iv`、Iw`(步骤303)。接着，计算与在不能检测到电流的相以外的两相中发生的开关动作时的功率损耗对应的等效电阻值Rm、Rl(步骤304)，基于该各等效电阻值Rm、Rl及对应的相电流值Im、Il计算由开关动作时的功率损耗导致的电压下降值εm、εl(em＝Rm＊Im，el＝Rl＊Il，步骤305)。而且，通过将该各电压下降值εm、εl换算为占空比(％)计算校正值ΔDm、ΔDl(步骤306)，将该校正值ΔDm、ΔDl分别加入到不能检测到电流的相以外的两相的占空比指示值Dm、Dl中，由此校正由该开关动作时的功率损耗导致的电压下降量(步骤307)。另外，不对作为非开关相的不能检测到电流的相的占空比指示值Dh进行校正(Dh`＝Dh，Dm＝Dm+ΔDm、Dl`＝Dl+ΔDl)。
开关损耗补偿控制部33将该校正后的占空比指示值Dh``，Dm``、Dl``输出到PWM输出部30中。
在上述步骤302中，在判断未产生非开关相时(步骤302：否)，即未进行基于盲校正的电流检测和电流检测补偿控制时，开关损耗补偿控制部33不执行上述步骤303～步骤307的处理，不校正占空比指示值Du`、Dv`、Dw`(步骤308)。
根据本实施方式可以得到以下的作用和效果。
(1)微型计算机17，在驱动电路18中的与各相对应的低电位侧的各FET18d、18e、18f中的任一个的接通时间t0比相电流值的检测时间ts短的时候，根据与该FET对应的不能检测到电流的相以外的两相的相电流值推定该不能检测到电流的相的相电流(盲校正)。而且，在执行基于该盲校正的电流检测时，保持与不能检测到电流的相对应的开关臂的开关状态，且输出电动机控制信号，以使得在不能检测到电流的相以外的两相中补偿由于各FET的动作产生的功率损耗。
根据上述构成，即使产生构成驱动电路18的各开关臂18u、18v、18w的设置在低电位侧的各电流传感器21u、21v、21w无法进行电流检测的不能检测到电流的相的情况下，也可以检测到三相所有的相电流值。而且，在检测该不能检测到电流的相以外的两相的相电流值时，保持与不能检测到电流的相对应的开关臂的开关状态即不进行开关，由此可以防止由该开关所产生的噪声的混入。其结果，对于三相都不必设置用于确保各相电流值的检测时间ts的限制，即可确保高精度的电流检测且使用更高的占空比指示值Du、Dv、Dw实现电压利用率的提高。
在不能检测到电流的相以外的两相中，通过补偿由于各FET的动作而产生的功率损耗，维持与该开关动作时不发生功率损耗的不能检测到电流的相之间的平衡。其结果，可以抑制在不能检测到电流的相与该不能检测到电流的相以外的两相之间的各相间电压波形中发生畸变、以及由此导致的转矩波动的发生，确保电动机平滑地旋转。
将上述开关损耗补偿控制的执行限定在基于盲校正的电流检测时，且对于作为非开关相的不能检测到电流的相，通过不执行该补偿运算，可以大幅度地抑制该计算负荷的增大。其结果，可以避免要求微型计算机17的处理能力的增大及随之的成本的增加。
(2)微型计算机17的电动机控制信号输出部24，在进行基于盲校正的电流检测时，按照该不能检测到电流的相为非开关相的方式将所有占空比指示值Du、Dv、Dw拉升到高电位侧。而且，对于不能检测到电流的相以外的两相，计算与由该开关动作时的功率损耗导致的电压下降值εm、εl相当的校正值ΔDm、ΔDl，并将其加入到该不能检测到电流的相以外的两相的占空比指示值Dm、Dl中。
根据上述构成，可以将各相间电压波形维持为恒定的正弦波波形，并且将不能检测到电流的相作为非开关相。而且，对于不能检测到电流的相以外的两相，可以补偿由其开关动作时的功率损耗所导致的电压下降，抑制该不能检测到电流的相与该不能检测到电流的相以外的两相之间的各相间电压波形中的畸变。其结果，可以确保电动机旋转平滑及电流检测的高精度，且实现电压利用率的改善。
(3)设置在电动机控制信号输出部24中的开关损耗补偿控制部33根据不能检测到电流的相以外的两相的相电流值Im、Il及施加电压Vpig计算开关动作时的功率损耗所对应的等效电阻值R。根据各等效电阻值Rm、Rl及不能检测到电流的相以外的两相的相电流值Im、Il计算由开关动作时的功率损耗导致的电压下降值εm、εl，将该电压下降值εm、εl换算为占空比(％)，由此计算校正值ΔDm、ΔDl。
根据上述构成，可以高精度地补偿由不能检测到电流的相以外的两相中发生的开关动作时的功率损耗导致的电压下降。其结果，可以确保更平滑的电动机旋转。
需要说明的是，上述实施方式也可以按照以下进行变更。
·在上述实施方式中，将本发明具体化为EPS致动器10的驱动源即用于控制电动机12的动作的电动机控制装置的ECU11。但是不限于此，也可以适用于EPS以外的用途。
·另外，对于EPS的形式不限于转向柱助力型，也可以是齿轮助力型或齿条助力型。
·在上述实施方式中，微型计算机17按照驱动电路18的输出波形为模拟三次谐波重叠正弦波的方式输出电动机控制信号。但是，不限于通过这样的模拟三次谐波重叠正弦波，可以通过正常的正弦波，也可以是通过正规的三次谐波重叠正弦波。
·在上述实施方式中，根据在电动机控制信号的生成过程中计算出的占空比指示值Du、Dv、Dw执行不能检测到电流的相的发生判定(参照图5和图6，步骤101、步骤102)及用于保持与该不能检测到电流的相对应的开关臂的开关状态的电流检测补偿控制(参照图6，步骤203)。但是，不限于此，例如也可以根据以规定的周期执行的电流采样时刻与各相的开关臂的接通/断开时刻的比较，执行不能检测到电流的相的发生判定及电流检测补偿控制。即，也可以是在构成驱动电路18的高电位侧的FET18a、18b、18c中任一项为接通的时刻与电流采样开始时刻(+裕度)重叠的时候，对于该开关臂保持其开关状态等。
·在上述实施方式中，通过执行基于不能检测到电流的相以外的两相的相电流值Im、Il及施加电压Vpig的映射计算，计算与开关动作时的功率损耗对应的等效电阻值R。但是不限于此，等效电阻值R也可以根据相电流值或施加电压中的任一项计算。而且，进一步，也可以使用固定值作为等效电阻值R。由此，可以进一步减少该计算负荷。
·上述实施方式中，开关损耗补偿控制是通过计算与电压下降εm、εl相当的校正值ΔDm、ΔDl，分别加入到该不能检测到电流的相以外的两相的占空比指示值Dm、Dl中而进行的。但是，不限于此，也可以在不能检测到电流的相以外的两相的相电压指示值中加入开关动作时的功率损耗导致的电压下降值，由此执行开关损耗补偿控制。
接着，对根据以上的实施方式可以把握的技术思想和效果进行说明。
在电动机控制装置中，其特征在于，上述控制信号输出器，使用固定值作为等效电阻值。由此，可以将其计算负荷进一步降低。

Claims (6)

1.一种电动机控制装置，其特征在于，具有：
控制信号输出器，其输出电动机控制信号；
驱动电路，其根据上述电动机控制信号输出三相的驱动功率，其中，
上述驱动电路是与各相对应地将开关臂并联连接而构成的，该开关臂为将根据上述电动机控制信号而进行通断的一对开关元件串联连接构成的，
各个开关臂在其低电位侧具有用于检测与该各个开关臂对应的各相的相电流值的电流传感器，
上述控制信号输出器通过根据各相的相电流值执行电流反馈控制来生成上述电动机控制信号，该各相的相电流值在上述各开关臂中的低电位侧的开关元件均为接通的时刻被检测出，
其中，上述控制信号输出器，在上述各个低电位侧的开关元件中的任一个接通的时间变得比上述电流值的检测时间短的情况下，根据与该开关元件对应的不能检测到电流的相以外的两相的相电流值来推定该不能检测到电流的相的相电流值，从而执行上述电流反馈控制，
上述控制信号输出器，在根据上述不能检测到电流的相以外的两相的相电流值来推定上述不能检测到电流的相的相电流值的情况下，输出用于保持与该不能检测到电流的相对应的上述开关臂的开关状态、并且补偿在上述不能检测到电流的相以外的两相中由于上述各个开关元件动作所产生的功率损耗的上述电动机控制信号。
2.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，
上述控制信号输出器，通过根据检测到的各相的相电流值执行电流反馈控制来计算各相的电压指令值，根据与该各个电压指令值对应的占空比指示值生成上述电动机控制信号，其中，
上述控制信号输出器，在根据上述不能检测到电流的相以外的两相的相电流值来推定上述不能检测到电流的相的相电流值时，
为了保持与上述不能检测到电流的相对应的上述开关臂的开关状态，将各相的占空比指示值拉升到高电位侧，使得上述不能检测到电流的相的占空比指示值成为使与该不能检测到电流的相对应的高电位侧的开关元件保持处于接通状态的值，并且
为了补偿在上述不能检测到电流的相以外的两相中由于上述各个开关元件动作而产生的功率损耗，根据与该功率损耗对应的等效电阻值和上述不能检测到电流的相以外的两相的各相电流值来计算该两相的电压下降值，将相当于该各个电压下降值的校正值加到上述不能检测到电流的相以外的两相的各占空比指示值中。
3.根据权利要求2所述的电动机控制装置，其特征在于，
上述控制信号输出器，检测针对上述驱动电路的施加电压，根据该施加电压和上述各相电流值，计算与上述不能检测到电流的相以外的两相中的上述功率损耗对应的等效电阻值。
4.一种电动助力转向装置，其特征在于，具备权利要求1所述的电动机控制装置。
5.一种电动助力转向装置，其特征在于，具备权利要求2所述的电动机控制装置。
6.一种电动助力转向装置，其特征在于，具备权利要求3所述的电动机控制装置。
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Families Citing this family (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5396948B2 (ja) 2009-03-17 2014-01-22 株式会社ジェイテクト モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置
JP5152526B2 (ja) * 2009-04-24 2013-02-27 株式会社デンソー 車載電力変換装置
CN102085860B (zh) * 2011-01-14 2013-04-03 力帆实业(集团)股份有限公司 汽车液压助力转向开关信号处理方法
DE102011075382A1 (de) * 2011-05-06 2012-11-08 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Vorrichtung zum Kalibrieren von Strommessungen in einem Antriebssystem mit mehreren Antriebsmotoren
JP2013046514A (ja) * 2011-08-25 2013-03-04 Semiconductor Components Industries Llc 駆動信号生成回路
WO2014049693A1 (ja) * 2012-09-25 2014-04-03 株式会社安川電機 モータ制御装置
JP5614661B2 (ja) * 2012-10-09 2014-10-29 株式会社デンソー 回転電機制御装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置
JP6022951B2 (ja) * 2013-01-18 2016-11-09 トヨタ自動車株式会社 電動パワーステアリング装置
CN104290806B (zh) * 2013-07-16 2016-10-05 本田技研工业株式会社 车辆用转向装置
JP5839011B2 (ja) * 2013-09-18 2016-01-06 株式会社デンソー 電力変換装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置
JP6195027B2 (ja) * 2015-02-03 2017-09-13 日本精工株式会社 モータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置
KR102056252B1 (ko) 2015-02-11 2019-12-16 엘에스산전 주식회사 Hvdc 시스템의 전력 손실 보정 방법
CN105429550B (zh) * 2015-12-31 2018-02-09 北京经纬恒润科技有限公司 一种电流采样偏差的修正方法及系统
JP6699385B2 (ja) * 2016-06-17 2020-05-27 株式会社デンソー 電力変換装置
JP6735827B2 (ja) * 2016-06-22 2020-08-05 三菱電機株式会社 電力変換装置
DE102017203457A1 (de) * 2017-03-02 2018-09-06 Volkswagen Aktiengesellschaft Strommessverfahren, Betriebsverfahren, Lenkhilfe, Computerprogrammerzeugnis und Arbeitsvorrichtung
EP3595160A4 (en) * 2018-04-12 2020-04-08 NSK Ltd. CURRENT DETECTION DEVICE AND ELECTRIC POWER STEERING DEVICE
WO2021124521A1 (ja) * 2019-12-19 2021-06-24 株式会社日立産機システム 電力変換装置、及びその電流検出方法
WO2021144867A1 (ja) * 2020-01-15 2021-07-22 三菱電機株式会社 交流回転機の制御装置、及び電動パワーステアリング装置
JP7351013B2 (ja) 2020-07-22 2023-09-26 三菱電機株式会社 電力変換装置および電動パワーステアリング装置

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1445918A (zh) * 2002-03-14 2003-10-01 三垦电气株式会社 变换装置及其空载时间补偿方法
CN1747319A (zh) * 2004-09-07 2006-03-15 三菱电机株式会社 电动力转向控制装置
JP2007110814A (ja) * 2005-10-12 2007-04-26 Nsk Ltd モータ駆動制御装置及びそれを用いた電動パワーステアリング装置の制御装置
CN1989686A (zh) * 2004-07-20 2007-06-27 松下电器产业株式会社 变换器装置
CN1992499A (zh) * 2005-12-30 2007-07-04 Ls产电株式会社 用于检测逆变器的相电流的装置和方法
JP2009001055A (ja) * 2007-06-19 2009-01-08 Jtekt Corp 電動パワーステアリング装置及び異常検出方法

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62221897A (ja) * 1986-03-24 1987-09-29 Mitsubishi Electric Corp 電動機の制御装置
DE19802604A1 (de) * 1997-01-27 1998-08-06 Int Rectifier Corp Motor-Steuergeräteschaltung
CA2288581A1 (en) * 1999-11-05 2001-05-05 Hui Li Three-phase current sensor and estimator
JP2002345283A (ja) 2001-05-15 2002-11-29 Koyo Seiko Co Ltd 電動パワーステアリング装置
JP3674578B2 (ja) * 2001-11-29 2005-07-20 株式会社デンソー 三相インバータの電流検出装置
JP3931079B2 (ja) * 2001-12-14 2007-06-13 松下電器産業株式会社 電動機駆動装置及びそれを用いた冷凍装置
JP2005102349A (ja) * 2003-09-22 2005-04-14 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電流検出装置
WO2006009145A1 (ja) * 2004-07-20 2006-01-26 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. インバータ装置
JP2007110788A (ja) 2005-10-11 2007-04-26 Nsk Ltd 電動式ステアリング装置
JP5131432B2 (ja) * 2007-02-08 2013-01-30 株式会社ジェイテクト モータ用制御装置
JP5272399B2 (ja) * 2007-12-14 2013-08-28 日本精工株式会社 車両走行制御装置
TWI347737B (en) * 2008-02-27 2011-08-21 Prolific Technology Inc Method and pwm system of adjusting the width of pulses through collecting information of a three-phase current
JP5396948B2 (ja) 2009-03-17 2014-01-22 株式会社ジェイテクト モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1445918A (zh) * 2002-03-14 2003-10-01 三垦电气株式会社 变换装置及其空载时间补偿方法
CN1989686A (zh) * 2004-07-20 2007-06-27 松下电器产业株式会社 变换器装置
CN1747319A (zh) * 2004-09-07 2006-03-15 三菱电机株式会社 电动力转向控制装置
JP2007110814A (ja) * 2005-10-12 2007-04-26 Nsk Ltd モータ駆動制御装置及びそれを用いた電動パワーステアリング装置の制御装置
CN1992499A (zh) * 2005-12-30 2007-07-04 Ls产电株式会社 用于检测逆变器的相电流的装置和方法
JP2009001055A (ja) * 2007-06-19 2009-01-08 Jtekt Corp 電動パワーステアリング装置及び異常検出方法

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