JP5532904B2 - モータ駆動制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置 - Google Patents
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この電動パワーステアリング装置として、3相ブラシレスモータを駆動するための3相インバータ回路と、この3相インバータ回路に備えられるスイッチング素子のオン/オフを制御するマイクロコンピュータと、3相インバータ回路から3相ブラシレスモータの各相に供給される電流値を検出するための電流検出器とを備えた構成が知られている(例えば、特許文献1参照)。ここで、電流検出器は、相毎に設けられており、各電流検出器の検出信号は、マイクロコンピュータに入力されるようになっている。マイクロコンピュータは、ステアリングホイールの操作に応じた各相目標電流値を定める。そして、各相目標電流値と各電流検出器によって検出される各相電流検出値との偏差に応じたデューティで、3相インバータ回路に備えられる各スイッチング素子をオン/オフさせる。これにより、3相ブラシレスモータの各相に各相目標電流値の電流が供給されて、ステアリングホイールの操作に応じた操舵補助力が3相ブラシレスモータから発生される。
この特許文献2に記載の従来例にあっては、各相電流を求めるためには、インバータ回路のスイッチング素子のローサイドアーム(下段)のうち少なくとも2相分がPWM信号の一周期内にオンする状態を作り出す必要があるため、PWM信号の搬送波の位相シフトを行う必要があり、PWM信号のデューティに制約が生じるという問題点がある。
この場合に、U相のデューティ比設定値Nduを、図19(a)に示すように、PWMカウンタの最大値Nmaxと等しく設定することにより、U相のPWM出力値のデューティ比を、図19(d)に示すように、例えば100%に設定する。
このときのU相電流を電流検出値で検出することにより、U相電流値及びV相電流値を求めることができ、これらに基づいてW相電流値を算出することができる。
この場合、最大相(U相)≦100%、中間相(V相)≦90%及び最小相(W相)≦80%という制約条件が発生する。
つまり、最大相(U相)≧20%、中間相(V相)≧10%、最小相(W相)≧0%の制約条件が発生する。
つまり、モータの正弦波電圧を印加しない場合は、3相ともデューティ比が50%となり、正弦波電圧を印加する場合は、デューティ比50%を基準に正負に正弦波波形のデューティ比を設定する。デューティ比を飽和限界(デューティ最大値≦100%、デューティ最小値≧0%)まで使用した場合は、図21に示すような正弦波デューティ波形となる。
また、3相正弦波電圧を基本波として、その3次高調波を3相正弦波電圧に重畳して波形を補正し、この3相補正電圧を3相モータの相電圧として印加する方法では、図24に示すような波形となり3次高調波の含有率によっては、10%≦中間相≦90%となるため、デューティ制約を満たすことができるが、3次高調波を生成するためには、d軸及びq軸でモータ電流をフィードバック制御し、dq軸から3相へ逆変換する際に使用する電気角θに応じた3次高調波を生成するためのデータテーブルが必要になり、マイクロコンピュータのROMの記憶容量が大きくなるという未解決の課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、電圧利用率を改善しつつ、デューティ制約を満たすことができるモータ駆動制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置を提供することを目的としている。
また、請求項2に係るモータ駆動制御装置は、3相モータに供給する駆動電流を制御するモータ駆動制御装置であって、直流電源に接続された前記3相モータを駆動するモータ駆動回路と、前記3相モータの回転位置を検出して電気角信号を演算する電気角演算部と、前記3相モータに流れるモータ電流を検出する単一のモータ電流検出部と、該モータ電流検出部で検出したモータ電流検出値に基づいて前記3相モータの各相に流れる各相電流値を求める各相電流演算部と、該各相電流演算部で演算した各相電流値に対してdq軸変換を行ってd軸電流検出値及びq軸電流検出値を求めるdq軸変換部と、前記3相モータを制御するためのd軸電流指令値及びq軸電流指令値を演算するモータ電流指令値演算部と、該モータ電流指令値演算部で演算したd軸電流指令値及びq軸電流指令値と前記dq軸変換部で変換されたd軸電流検出値及びq軸電流検出値との電流偏差に応じてd軸駆動電圧及びq軸駆動電圧を演算するdq軸電圧演算部と、該dq軸電圧演算部で演算したd軸駆動電圧及びq軸駆動電圧と前記電気角信号とに基づいてdq軸逆変換を行い、3相駆動電圧値を演算する3相駆動電圧演算部と、予め設定された電圧利用率改善及び3相駆動電圧波形補正を行う補正演算式に従って前記3相駆動電圧値に対して補正を行い、3相駆動電圧補正値を演算する3相駆動電圧補正部と、該3相駆動電圧補正部で演算した3相駆動電圧補正値に基づいて前記モータ駆動回路を制御するパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成部とを備えたことを特徴としている。
この発明では、基本正弦波に補正演算式に従って、その3次奇数倍高調波を重畳する補正を行うことにより、電圧利用率を改善しつつデューティ制約を満たして3相モータを駆動することができる。
この発明では、補正演算式を3相駆動電圧の二乗和の値を用いた演算式を含むことにより、3相駆動電圧の二乗和の値を用いて補正値を算出し、これを基本正弦波から減算することにより、擬似的に3次奇数倍高調波を重畳することができる。
この発明では、3次奇数倍高調波を基本正弦波に同じ符号で重畳することにより、電圧利用率を改善しつつデューティ制限を満たす補正を行うことができる。
この発明では、3次奇数倍高調波の次数が高くなるにつれて、基本正弦波に対する含有率が低くなるので、電圧利用率を改善しつつデューティ制約を満たす補正を行うことができる。
この発明では、製造コストの低減と電圧利用率の改善による電動パワーステアリングの出力性能の向上を両立して実現することができる。
また、上記モータ駆動制御装置で操舵補助力を発生する3相モータを駆動制御することにより、製造コストの低減と電圧利用率の改善による電動パワーステアリングの出力性能の向上を両立して実現することができる電動パワーステアリング装置を提供することができる。
図1は、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の一実施形態を示す全体構成図であって、図中、1は、ステアリングホイールであり、このステアリングホイール1に運転者から作用される操舵力が入力軸2aと出力軸2bとを有するステアリングシャフト2に伝達される。このステアリングシャフト2は、入力軸2aの一端がステアリングホイール1に連結され、他端は操舵トルク検出手段としての操舵トルクセンサ3を介して出力軸2bの一端に連結されている。
操舵トルクセンサ3は、ステアリングホイール1に付与されて入力軸2aに伝達された操舵トルクを検出するもので、例えば、操舵トルクを入力軸2a及び出力軸2b間に介挿した図示しないトーションバーの捩れ角変位に変換し、この捩れ角変位を抵抗変化や磁気変化に変換して検出するように構成されている。
このモータ駆動制御装置20は、図2に示すように、操舵トルクセンサ3で検出した操舵トルクT及び車速センサ21で検出した車速Vsが直接入力され、モータ回転角センサ13で検出したモータ回転角θmがセンサインタフェース(I/F)30aを介して入力され、さらに、後述するモータ電流検出器42からモータ電流検出値Imが入力されるマイクロコンピュータ30と、このマイクロコンピュータ30から出力されるパルス幅変調(PWM)信号が入力されるモータ駆動回路40とを備えている。
具体的には、120deg位相がずれた3相の正弦波の2乗和が、その正弦波一周期の波高値の1.5倍された値となることを利用し、その値を用いて補正値を算出して3相のモータ駆動電圧値Vu、Vv、Vwから減算することにより、3相のモータ駆動電圧補正値Vux、Vvx、Vwxを算出する。
すなわち、先ず、3相のモータ駆動電圧値Vu、Vv、Vwの2乗和から波形補正値算出用の補正算出定数Bを算出する。
B=(√{2/3(Vu2+Vv2+Vw2)}/(2/√3) …………(1)
X1=MAX(Vu、Vv、Vw)−B
Y1=MIN(Vu、Vv、Vw)+B
条件式1:X1≧0、真の場合:X2=X1、偽の場合:X2=0
条件式2:Y1<0、真の場合:Y2=Y1、偽の場合:Y2=0
C=X2+Y2 …………(2)
Vux=Vu−C …………(3)
Vvx=Vv−C …………(4)
Vwx=Vw−C …………(5)
今、ステアリングホイール1を操舵すると、そのときの操舵トルクTが操舵トルクセンサ3で検出されると共に、車速Vsが車速センサ21で検出される。そして、検出された操舵トルクT及び車速Vsがモータ駆動制御装置20のマイクロコンピュータ30の機能ブロックで表されるトルク制御部33に入力される。
このため、トルク制御部33で、操舵トルクT、車速Vs及び電気角速度ωに応じたトルク指令値T*が算出され、これがモータ電流指令部34に供給される。このモータ電流指令部34で、でトルク指令値T*、電気角θ及び電気角速度ωに基づいてd−q軸電流指令値演算処理を行って、d軸電流指令値Id*及びq軸電流指令値Iq*を算出し、算出したd軸電流指令値Id*及びq軸電流指令値Iq*を2相/3相変換して、3相ブラシレスモータ12に対するU相電流指令値Iu*、V相電流指令値Iv*及びW相電流指令値Iw*を算出する。
このように、3相駆動電圧値Vu、Vv及びVwの補正処理を行うことで、3相駆動電圧補正値Vux、Vvx、Vwxの波形は、図6、図7のようになる。
3次奇数倍高調波を重畳した値=sin(θ+α)+Σ[An×sin{3(2n+1)θ+α}] …………(6)
図10、図11は、電源電圧12Vの時の上記補正の有無による電圧利用率の改善を示す例である。
このモータ駆動制御処理は、先ず、ステップS1で、トルクセンサ3で検出した操舵トルクT、車速センサ21で検出した車速Vs及びモータ回転角センサ13で検出したモータ回転角θmを読込み、次いでステップS2に移行して、読込んだモータ回転角θmに基づいて電気角θを演算し、次いでステップS3に移行して、演算した電気角θを微分して電気角速度ωを演算してからステップS4に移行する。
次いで、ステップS9に移行して、演算した3相駆動電圧値Vu、Vv及びVwに対して、前述した(1)〜(5)式の補正演算式に従った電圧補正演算することにより、3相駆動電圧補正値Vux、Vvx及びVwxを算出する。
この各相電流演算処理は、先ず、ステップS21で、前述したモータ駆動制御処理で、設定されるU相検出フラグFu及びV相検出フラグFvを読込み、次いでステップS22に移行して、U相検出フラグFuが“1”にセットされているか否かを判定し、U相検出フラグFuが“1”にセットされているときにはステップS23に移行し、U相電流検出終了フラグFueが“1”にセットされているか否かを判定し、U相電流検出終了フラグFueが“0”にリセットされているときにはステップS24に移行する。
Iv=Im−Iu …………(29)
Iw=−Iu−Iv …………(30)
次いで、ステップS32に移行して、V相電流検出終了フラグFvを“1”にセットするとともに、U相電流検出終了フラグFweを“0”にリセットしてからタイマ割込処理を終了してモータ駆動制御処理に復帰する。また、前記ステップS28の判定結果が、V相検出終了フラグFveが“1”にセットされているときにはそのままタイマ割込処理を終了してモータ駆動制御処理に復帰する。
したがって、図13の各相電流演算処理によって、パルス幅変調処理におけるパルス幅変調一周期の開始時毎に、単一のモータ電流検出器42で検出したモータ電流検出値Imに基づいて3相のモータ電流検出値Iu、Iv及びIwが正確に検出される。
そして、算出されたモータ電流指令値Iu*、Iv*及びIw*と図13の各相電流演算処理で算出されたモータ電流検出値Iu、Iv及びIwとの電流偏差ΔIu、ΔIv及びΔIwが算出され、各電流偏差ΔIu、ΔIv及びΔIwに対してPI制御処理を行って3相駆動電圧値Vu、Vv及びVwを算出し、算出した3相駆動電圧値Vu、Vv及びVwについて電圧補正処理を行って、3相駆動電圧補正値Vux、Vvx及びVwxを算出し、算出した3相駆動電圧補正値Vux、Vvxとパルス幅変調カウンタのカウント値とに基づいてパルス幅変調信号を生成し、生成したパルス幅変調信号をモータ駆動回路40に出力する。これによって、前述したようにモータ駆動回路40で3相モータ駆動電流が形成され、この3相モータ駆動電流が3相ブラシレスモータ12の励磁コイルLu、Lv及びLwに供給されることにより、3相ブラシレスモータ12が回転駆動されて、トルク指令値T*に応じた操舵補助力を発生する。
この第2の実施形態では、モータ駆動制御装置20の構成自体は前述した第1の実施形態と同様の構成を有するが、3相駆動電圧補正部38で行う電圧補正処理が変更されている。
すなわち、第2の実施形態では、3相駆動電圧補正部38で行う電圧補正処理が以下のように行われる。
Vmax=MAX(Vu、Vv、Vw) …………(7)
Vmin=MIN(Vu、Vv、Vw) …………(8)
A=(Vmax+Vmin)/2 …………(9)
Vum=Vu−A …………(10)
Vvm=Vv−A …………(11)
Vwm=Vw−A …………(12)
B=(√{2/3(Vu2+Vv2+Vw2))/(2/√3)…… (13)
次いで、3相駆動電圧補正値Vum、Vvm及びVwmの最大値と補正算出定数Bとに基づいて下記(14)式に従って波形補正値Cを算出する。
C={B−MAX(Vum、Vum、Vwm)}×sign(A)………(14)
Vux=Vum+C …………(15)
Vvx=Vvm+C …………(16)
Vwx=Vwm+C …………(17)
これら図15及び図16から明らかなように、特許文献3に記載されている従来例と同様の電圧補正処理を行った場合には、基本波成分に対して、3次奇数倍高調波は同一符号の次数と異符号の次数とが混在されて重畳されていることが明らかであり、本発明の第1及び第2の実施形態のように基本波成分に対して同符号の3次奇数倍高調波を重畳するものと明らかに異なるものであり、本願実施形態の効果を奏することはできない。
この第3の実施形態においても、前述した第2の実施形態と同様に、モータ駆動制御装置20の構成自体は前述した第1の実施形態と同様の構成を有するが、3相駆動電圧補正部38で行う電圧補正処理が変更されている。
すなわち、第2の実施形態では、3相駆動電圧補正部38で行う電圧補正処理が以下のように行われる。
Vmax=MAX(Vu、Vv、Vw) …………(18)
Vmin=MIN(Vu、Vv、Vw) …………(19)
signA=sign(Vmax+Vmin)…………(20)
Vum=Vu−Vmin …………(21)
Vvm=Vv−Vmin …………(22)
Vwm=Vw−Vmin …………(23)
B=(√{2/3(Vu2+Vv2+Vw2))×√3)…… (24)
次いで、2相変調信号Vum、Vvm及びVwmの最大値と補正算出定数Bと、補正判定符号Aとから波形補正値Cを算出する。
条件式:signA≧0の場合:
C=B−MAX(Vum、Vvm、Vwm) …………(25)
条件式:signA<0の場合:
C=0 …………(26)
Vux=Vum+C …………(27)
Vvx=Vvm+C …………(28)
Vwx=Vwm+C …………(29)
このため、ある位相で中間相=最小相=0%となり、単一の電流検出器42を用いた場合のデューティ制約である10%≦中間相≦90%を満たすことができない波形となる。
このため、前述した第1の実施形態と同様に、電圧使用率について同じ効果を維持しつつ、デューティ制約を満たすことができる。
この第4の実施形態では、モータ電流指令部34からd軸電流指令値Id*及びq軸電流指令値Iq*を減算部36に出力するとともに、各相電流演算部35で算出した各相電流検出値Iu、Iv及びIwを3相/2相変換部51で電気角θに基づいてdq変換してd軸電流検出値Id及びq軸電流検出値Iqに変換し、変換したd軸電流検出値Id及びq軸電流検出値Iqを減算部36に供給して、この減算部36で電流偏差ΔId及びΔIqを算出し、これら電流偏差ΔId及びΔIqをPI制御部37でPI(比例・積分)制御処理を行って電圧指令値Vd及びVqを算出し、3相駆動電圧演算部としての2相/3相変換部52で算出した電圧指令値Vd及びVqと電気角θとに基づいてdq逆変換を行って前述した第1〜第3の実施形態の何れか1つの3相駆動電圧補正部38に供給することを除いては前述した第1の実施形態と同様の構成を有し、図3との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。
なお、上記第1〜第4の実施形態においては、トルク制御部33で、トルクセンサ3で検出した操舵トルクT、車速センサ21で検出した車速Vs及び電気角速度演算部32で演算した電気角速度ωに基づいてトルク指令値T*を算出した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、操舵トルクT及び車速Vsに基づいてトルク指令値T*を算出するようにしたり、操舵トルクTのみに基づいてトルク指令値T*を算出したりするようにしても良い。
また、上記第1〜第4の実施形態においては、3相モータとして3相ブラシレスモータを適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、3相誘導モータも永久磁石式同期モータ等の3相同期モータを適用することができる。
なおさらに、上記実施形態においては、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、電動ブレーキ装置などの車載電動機器や他の電動機器等の3相モータを適用した機器に本発明を適用することができる。
Claims (7)
- 3相モータに供給する駆動電流を制御するモータ駆動制御装置であって、
直流電源に接続された前記3相モータを駆動するモータ駆動回路と、
前記3相モータに流れるモータ電流を検出する単一のモータ電流検出部と、
該モータ電流検出部で検出した電流検出値に基づいて、前記3相モータの各相に流れる各相電流検出値を求める各相電流演算部と、
前記3相モータに供給する駆動電流の電流指令値を演算するモータ電流指令部と、
該モータ電流指令部で演算した3相電流指令値と、前記各相電流演算部で演算された各相電流検出値との電流偏差に応じて3相駆動電圧値を演算する3相駆動電圧演算部と、
予め設定された電圧利用率改善及び3相駆動電圧波形補正を行う補正演算式に従って前記3相駆動電圧値に対して補正を行って3相駆動電圧補正値を演算する3相駆動電圧補正部と、
該3相駆動電圧補正部で演算した3相駆動電圧補正値に基づいて前記モータ駆動回路を制御するパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成部と
を備え、
前記3相駆動電圧補正部は、前記補正演算式を前記3相駆動電圧の二乗和の値を用いた演算式を含む演算式としたことを特徴とするモータ駆動制御装置。 - 3相モータに供給する駆動電流を制御するモータ駆動制御装置であって、
直流電源に接続された前記3相モータを駆動するモータ駆動回路と、
前記3相モータの回転位置を検出して電気角信号を演算する電気角演算部と、
前記3相モータに流れるモータ電流を検出する単一のモータ電流検出部と、
該モータ電流検出部で検出したモータ電流検出値に基づいて前記3相モータの各相に流れる各相電流値を求める各相電流演算部と、
該各相電流演算部で演算した各相電流値に対してdq軸変換を行ってd軸電流検出値及びq軸電流検出値を求めるdq軸変換部と、
前記3相モータを制御するためのd軸電流指令値及びq軸電流指令値を演算するモータ電流指令値演算部と、
該モータ電流指令値演算部で演算したd軸電流指令値及びq軸電流指令値と前記dq軸変換部で変換されたd軸電流検出値及びq軸電流検出値との電流偏差に応じてd軸駆動電圧及びq軸駆動電圧を演算するdq軸電圧演算部と、
該dq軸電圧演算部で演算したd軸駆動電圧及びq軸駆動電圧と前記電気角信号とに基づいてdq軸逆変換を行い、3相駆動電圧値を演算する3相駆動電圧演算部と、
予め設定された電圧利用率改善及び3相駆動電圧波形補正を行う補正演算式に従って前記3相駆動電圧値に対して補正を行い、3相駆動電圧補正値を演算する3相駆動電圧補正部と、
該3相駆動電圧補正部で演算した3相駆動電圧補正値に基づいて前記モータ駆動回路を制御するパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成部と
を備え、
前記3相駆動電圧補正部は、前記補正演算式を前記3相駆動電圧の二乗和の値を用いた演算式を含む演算式としたことを特徴とするモータ駆動制御装置。 - 前記モータ電流検出部は、前記モータ駆動回路と電源及び接地の何れかとの間を流れる電流を検出する単一の電流検出器で構成され、前記パルス幅変調信号生成部は、前記3相モータの各相のパルス幅変調信号における搬送波の立ち上がり及び立ち下がりの一方のタイミングが所定の位相シフト量だけ互いにずらして設定されていることを特徴とする請求項1又は2に記載のモータ駆動制御装置。
- 前記3相駆動電圧補正部は、前記3相駆動電圧値を基本正弦波とし、この基本正弦波に、予め設定された前記補正演算式に従って、その3次奇数倍高調波を重畳して3相駆動電圧補正値を演算することを特徴とする請求項1乃至3の何れか1項に記載のモータ駆動制御装置。
- 前記3次奇数倍高調波は、前記基本正弦波と同じ符号で重畳されることを特徴とする請求項1乃至4の何れか1項に記載のモータ駆動制御装置。
- 前記3次奇数倍高調波は、高次になるにつれて、その含有率が低くなるように設定されていることを特徴とする請求項5に記載のモータ駆動制御装置。
- 操舵系に作用する操舵トルクに基づいて、操舵アシスト力を発生する3相モータに流す駆動電流を制御するようにした電動パワーステアリング装置であって、
前記3相モータを前記請求項1乃至6の何れか1項に記載のモータ駆動制御装置を用いて駆動制御することを特徴とする電動パワーステアリング装置。
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