WO2021124521A1 - 電力変換装置、及びその電流検出方法 - Google Patents

電力変換装置、及びその電流検出方法 Download PDF

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WO2021124521A1
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祐介 荒尾
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株式会社日立産機システム
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device.
  • a power conversion device typified by an inverter realizes a DC-AC conversion or AC-DC conversion function by pulse width modulation (hereinafter referred to as "PWM”).
  • PWM pulse width modulation
  • Inverters are used in drive systems for AC motors (hereinafter referred to as “motors”) such as synchronous motors and induction motors.
  • Patent Document 1 describes a device having three shunt resistors between the emitter side of each switching element of the lower arm of the inverter circuit and the negative terminal side of the smoothing capacitor. Patent Document 1 describes, "Providing a motor drive device capable of always detecting the current of at least one of the three phases even when the modulation rate of the PWM signal is high.” (See summary)
  • Patent Document 1 states, "A double current detection unit 8a inserted between each switching element 6d to 6f of the lower arm of the inverter circuit 10 and the negative terminal side of the smoothing capacitor 3 to detect the current flowing through the motor 4. ⁇ 8c and the detection currents of the current detection units 8a to 8c are taken in via the amplification circuits 9a to 9c, and a PWM signal is generated based on the detection result and output to the inverter circuit 10 to drive the motor 4.
  • the control unit 5 is provided with a control unit 5 for controlling the above, and the control unit 5 switches the acquisition timing of the detection currents of the current detection units 8a to 8c according to the modulation rate of the PWM signal.
  • An object of the present invention is to provide a power conversion device capable of reliably avoiding the influence of ringing regardless of the modulation method.
  • a PWM output unit that converts the three-phase voltage command into a PWM pulse by comparing a three-phase voltage command and a triangular wave carrier signal
  • a PWM output unit that converts the three-phase voltage command into a PWM pulse by comparing a three-phase voltage command and a triangular wave carrier signal
  • Current detection that is inserted between a power converter having a switching element driven based on the PWM pulse and each switching element of the power converter and a DC bus, and detects the current of each phase flowing through the power converter. It is equipped with a device and a detection point calculation unit that outputs the detection timing and detection width from the three-phase voltage command. The detection point calculation unit determines the order of the maximum phase, the intermediate phase, and the minimum phase in the order of the magnitude of the three-phase voltage command.
  • the detection time is obtained from the maximum phase, the intermediate phase, and the minimum phase, the maximum phase, the intermediate phase, or the minimum phase is compared with the lower limit value of the three-phase voltage command, and based on the comparison result.
  • This is a power conversion device that outputs the detection timing and the detection time.
  • FIG. 5 is a processing flow diagram of the detection location calculation unit 113 in the first embodiment.
  • FIG. 5 is a processing flow diagram of the detection location calculation unit 113 in pattern 1 of the first embodiment.
  • FIG. 5 is a processing flow diagram of the detection location calculation unit 113 in pattern 2 of the first embodiment.
  • FIG. 5 is a processing flow diagram of the detection location calculation unit 113 in pattern 2 of the first embodiment.
  • FIG. 5 is a processing flow diagram of the detection location calculation unit 113 in pattern 3 of the first embodiment.
  • FIG. 5 is a processing flow diagram of the detection location calculation unit 113 in the second embodiment. It is a figure which showed the detection time interval of Example 2.
  • FIG. 5 is a processing flow diagram of a detection location calculation unit 113 for determining the detection time of the second embodiment.
  • FIG. 1 is an example of a configuration diagram of the power conversion device and the AC motor 105 of this embodiment.
  • a three-phase AC power supply 101 has a unit 112, a detection location calculation unit 113, a PWM output unit 114, a DC bus (positive side) 120, and a DC bus (negative side) 121.
  • the three-phase AC power supply 101 is, for example, a three-phase AC voltage supplied from an electric power company or an AC voltage supplied from a generator, and is output to the DC conversion unit 102.
  • the DC conversion unit 102 is composed of, for example, a DC conversion circuit composed of a diode or a DC conversion circuit using an IGBT and a flywheel diode, and converts an AC voltage input from the three-phase AC power supply 101 into a DC voltage. Output to the smoothing diode 103.
  • a DC conversion unit composed of a diode is shown as an example.
  • the smoothing capacitor 103 smoothes the DC voltage input from the DC conversion unit 102 and outputs the DC voltage to the AC conversion unit 104.
  • the smoothing capacitor 103 may directly input the DC voltage from the generator without going through the DC conversion unit 102.
  • the AC conversion unit 104 is a power converter having a switching element driven based on a PWM (Pulse Width Modulation) pulse output from the PWM output unit 114.
  • the AC conversion unit 104 is composed of, for example, an AC conversion circuit using an IGBT and a flywheel diode, receives the DC voltage of the smoothing capacitor 103 and the output command of the voltage command calculation unit 111 as inputs, and converts the DC voltage into an AC voltage. , Output to AC motor 105.
  • switching elements such as IGBTs G u , G v , and G w are arranged on the upper arm, and G x , G y , and G z are arranged on the lower arm.
  • the AC conversion unit 104 when the AC conversion unit 104 is composed of an AC conversion circuit that performs AC-AC conversion without using a smoothing capacitor 103, the AC conversion unit 104 converts the AC voltage into an AC voltage and outputs the AC voltage to the AC motor 105. You may.
  • the current detectors 106a, 106b, 106c are made of resistors having the same detection sensitivity, for example.
  • the current detectors 106a, 106b, and 106c are inserted between the emitter or source of the lower arm switching element of the AC converter 104 and the DC bus (negative side) 121 (or the negative terminal side of the smoothing capacitor 103), respectively. ..
  • Each voltage generated across each resistor of the current detectors 106a, 106b, 106c is input to the current detector 112 via an electronic circuit, and analog values are converted into data by, for example, an AD converter. To.
  • the arithmetic unit 110 is an arithmetic unit such as an MCU (MicroControllerUnit) or an FPGA (FieldProgrammableGateArray), and is composed of a software or hardware arithmetic circuit.
  • MCU MicroControllerUnit
  • FPGA FieldProgrammableGateArray
  • the voltage command calculation unit 111 inputs the current command values Id * and Iq *, and also inputs the three-phase current values Iu, Iv, and Iw acquired by the current detection unit 112 to perform voltage calculation for motor control. Vu *, Vv *, and Vw * are output as three-phase voltage commands.
  • the current detection unit 112 is a conversion unit such as an AD converter, and receives a signal output by the current detector 106 as an input, and also receives DP (Detection Point) information output by the detection point calculation unit 113 and a detection width ⁇ tp. Is used as an input, and the signal input of the acquireable point is converted into the three-phase currents Iu, Iv, and Iw and output to the voltage command calculation unit 111.
  • DP Detection Point
  • the detection point calculation unit 113 receives the voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * output by the voltage command calculation unit 111 as inputs, and takes in the three-phase currents in the detection time ⁇ low, and takes in the two-phase currents in the detection time ⁇ tmid,
  • the detection width ⁇ tp is calculated from the DP information from the detection time ⁇ thig that captures the phase current and the detection specified time ⁇ tr specified as the time for avoiding ringing, and is output to the current detection unit 112.
  • the PWM output unit 114 converts the voltage command into a PWM pulse signal by comparing the voltage commands Vu *, Vv *, Vw *, which are three-phase voltage commands input from the voltage command calculation unit 111, with the triangular wave carrier signal. Then, a switching signal for controlling the switching element is output to the AC conversion unit 104.
  • FIG. 2A is a diagram illustrating pattern 1 of the first embodiment, in which a unit period (a), a triangular wave carrier signal and a voltage command (b), and switching elements Gu , G v , G w , G x , and G are shown. It is a figure which shows typically the switch pattern (c) which is the time transition of switching of y , G z.
  • FIG. 2B is a diagram for explaining the pattern 1 of the first embodiment, which is the same switch pattern (c) as in FIG. 2A, the three-phase current acquireable current (d), the U-phase current Iu (e), and the timing. It is a figure which shows typically the time transition of 1 (f-1), timing 2 (f-2), and timing 3 (f-3).
  • One cycle of the triangular wave carrier consists of each half cycle of the monotonic increase period and the monotonous decrease period of the triangular wave.
  • the detection current of each phase is switched off three times for each half cycle of the triangular wave carrier (hereinafter, this is referred to as a unit cycle), and ringing noise affects each phase.
  • the current flowing through the current detector 106a is referred to as Iu
  • the current flowing through the current detector 106b is referred to as Iv
  • the current flowing through the current detector 106c is referred to as Iw.
  • G1 indicates the timing 3 for taking in the one-phase current.
  • G2 indicates the timing 2 for taking in the two-phase current.
  • G3 indicates the timing 1 for taking in the three-phase current.
  • the maximum one is the maximum phase Vhigh, for example, the U phase is Vu *
  • the minimum one is the minimum phase Vlow, for example, the W phase is Vw *
  • the intermediate one is the intermediate phase Vmid.
  • Is indicated by a symbol Vv *, and the phase currents are expressed as Iu, Iv, and Iw, respectively, as the available currents that can be acquired in the corresponding sections.
  • the lower arm since the magnitude relationship is Vu *> Vv *> Vw *, the lower arm closes in the order of W phase, V phase, and U phase from the last switching off of the upper arm, and accordingly. The receivable current changes.
  • FIG. 3A is a diagram for explaining the pattern 2 in the first embodiment, in which the unit period (a), the triangular wave carrier signal and the voltage command (b), and the switching elements Gu , G v , G w , G x , and G are shown. It is a figure which shows typically the switch pattern (c) which is the time transition of switching of y , G z.
  • FIG. 3B is also a diagram for explaining the pattern 2 of the first embodiment, and has the same switch pattern (c) as in FIG. 3A, the acquireable current (d) of the three-phase current, the U-phase current Iu (e), and the timing. It is a figure which shows typically the time transition of 2 (f-2), timing 3 (f-3).
  • Pattern 2 shows the case of two-phase modulation, and the difference from pattern 1 is that Vlow overlaps the lower limit value Vmin of the voltage command in pattern 2. Therefore, the detection current of each phase is switched off twice per unit period of the triangular wave carrier, and ringing noise affects each phase.
  • the current flowing through the current detector 106a is described as Iu
  • the current flowing through the current detector 106b is described as Iv
  • the current Iw flowing through the current detector 106c cannot be detected because the W phase does not switch.
  • G1 indicates the timing 3 for taking in the one-phase current
  • G2 indicates the timing 2 for taking in the two-phase current.
  • the maximum one is the maximum phase Vhigh (for example, Vu * as the U phase)
  • the minimum one is the minimum phase Vlow (for example, Vw * as the W phase)
  • the intermediate one is the middle.
  • the phase Vmid is indicated by the symbol Vv * (V phase)
  • the phase currents are expressed as Iu, Iv, and Iw, respectively, as the available currents that can be acquired in the corresponding sections.
  • the magnitude relationship is Vu *> Vv *> Vw *, but since Vw * is the same as Vmin, the lower arm closes in the order of V phase and U phase from the last switching off of the upper arm. The receivable current changes accordingly.
  • FIG. 4A is a diagram for explaining the pattern 3 in the first embodiment, in which the unit period (a), the triangular wave carrier signal and the voltage command (b), and the switching elements Gu , G v , G w , G x , and G are shown. It is a figure which shows typically the switch pattern (c) which is the time transition of switching of y , G z.
  • FIG. 4B is a diagram for explaining the pattern 3 of the first embodiment, which is the same switch pattern (c) as in FIG. 4A, the three-phase current acquireable current (d), the U-phase current Iu (e), and the timing. It is a figure which shows typically the time transition of 3 (f-3).
  • pattern 1 the difference between pattern 1 and pattern 2 is that in pattern 3, Vlow and Vmid overlap with the lower limit value Vmin of the voltage command. Therefore, it is conceivable that the detection current of each phase may or may not be switched off once per unit period of the triangular wave carrier, but when the two phases are the lowest phase, the three-phase equilibrium is achieved. If the command is obtained, the remaining phases are the highest phases, and FIG. 4A shows the situation.
  • the acquireable current is a phase in which the lower arm is open in a unit cycle, and as shown in FIG. 4B, only Iu can always acquire the current flowing through the current detector 106a.
  • G1 indicates the timing 3 for taking in the one-phase current.
  • the maximum one is the maximum phase Vhigh, for example, the U phase is Vu *
  • the minimum one is the minimum phase Vlow, for example, the W phase is Vw *
  • the intermediate one is the intermediate phase Vmid.
  • Is indicated by a symbol Vv *, and the phase currents are expressed as Iu, Iv, and Iw, respectively, as the available currents that can be acquired in the corresponding sections.
  • the magnitude relationship is Vu *> Vv *> Vw *, but since Vv * and Vw * are the same as Vmin and Vu * is the same as Vmax, switching does not occur. Therefore, the detection time ⁇ thight is longer than the detection specified time ⁇ tr specified as the time for avoiding ringing, and detection is possible at any timing. In FIG. 4, it is specified to detect once in a unit cycle.
  • FIG. 5 is a processing flow diagram of the detection location calculation unit 113 in the first embodiment.
  • the detection point calculation unit 113 inputs the voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * output by the voltage command calculation unit 111, and the phases corresponding to the maximum phase Vhigh, the intermediate phase Vmid, and the minimum phase Vlow from the magnitude of the voltage command. The order is determined (S501).
  • the detection point calculation unit 113 reads out the stored minimum phase (Vlow-kept) data (the latest minimum phase voltage command among the voltage commands detected in the past) in the previous unit cycle (S502). ).
  • the detection location calculation unit 113 calculates ⁇ low, ⁇ tmid, and ⁇ thight from the following equations 1, 2, and 3 (S503).
  • ⁇ low refers to the time from the switching off of the upper arm of the phase having the smallest voltage command value to the switching off of the lower arm switch of the phase having the smallest voltage command value.
  • ⁇ tmid refers to the time from the switching off of the lower arm switch of the phase having the smallest voltage command value to the switching off of the lower arm switch of the phase having the middle voltage command value.
  • ⁇ thight refers to the time from the switching off of the lower arm switch in the phase in which the magnitude of the voltage command value is intermediate to the switching off of the lower arm switch in the phase in which the magnitude of the voltage command value is maximum.
  • ⁇ t low (V low- V min ) + (V low-kept- V min ) (Equation 1)
  • ⁇ t mid V mid ⁇ V low (Equation 2)
  • ⁇ t high V high ⁇ V mid (Equation 3)
  • the detection point calculation unit 113 compares Vmin with the voltage command of each phase in order to determine whether switching occurs (S504, S506, S508).
  • the intermediate phase has the same value as the minimum value, so that the two phases have the minimum value.
  • the lower arm is in a state of being turned on by one phase, and the operation thereof will be described in detail with reference to FIG. 8 (S507).
  • the detection point calculation unit 113 When neither voltage command matches V min , the detection point calculation unit 113 is in a state in which the lower arm is turned on in three phases, and its operation will be described in detail with reference to FIG. 6 (S510).
  • FIG. 6 is a processing flow diagram of the detection location calculation unit 113 in the first embodiment, and illustrates the situation of FIG. 2.
  • the detection location calculation unit 113 compares whether or not the calculated time is ⁇ tr or more in order to avoid ringing (S601). When ⁇ tlow is equal to or longer than the predetermined time ⁇ tr, the detection location calculation unit 113 sets timing 1 as DP, sets predetermined time ⁇ tr as ⁇ tp to avoid ringing, and detects the three-phase current value. DP and ⁇ tp are output to the current detection unit 112 so as to be performed (S602).
  • the detection point calculation unit 113 compares whether or not the calculated ⁇ tmid is equal to or more than the time ⁇ tr specified in advance to avoid ringing (S603). ..
  • the detection location calculation unit 113 sets the timing 2 as the DP, sets the predetermined time ⁇ tr as ⁇ tp to avoid ringing, and detects the two-phase current value.
  • DP and ⁇ tp are output to the current detection unit 112 so as to be performed, and it is determined that the current value of one phase should be predicted (S604).
  • the detection point calculation unit 113 compares whether or not the calculated ⁇ thight is equal to or more than the time ⁇ tr specified in advance to avoid ringing (S605). ..
  • the detection location calculation unit 113 sets the timing 3 as the DP, sets the predetermined time ⁇ tr as ⁇ tp to avoid ringing, and detects the current value of one phase.
  • DP and ⁇ tp are output to the current detection unit 112 so as to be performed, and it is determined that the current values of the two phases should be predicted (S606).
  • the detection location calculation unit 113 cannot detect the lower arm because the lower arm does not turn on, and the latest current value detected in the past. Three phases are predicted from the detected current (S607).
  • FIG. 7 is a processing flow diagram of the detection location calculation unit 113 in the first embodiment, and illustrates the situation of FIG.
  • the detection location calculation unit 113 compares whether or not the calculated ⁇ tmid is equal to or longer than the time ⁇ tr specified in advance in order to avoid ringing (S701). When ⁇ tmid is equal to or longer than the predetermined time ⁇ tr, the detection location calculation unit 113 sets the timing 2 as the DP, sets the predetermined time ⁇ tr as ⁇ tp to avoid ringing, and detects the two-phase current value. DP and ⁇ tp are output to the current detection unit 112 so as to be performed, and it is determined that the current value of one phase should be predicted (S702).
  • the detection point calculation unit 113 compares whether or not the calculated ⁇ thight is equal to or more than the time ⁇ tr specified in advance to avoid ringing (S703). ..
  • the detection location calculation unit 113 sets the timing 3 as the DP, sets the predetermined time ⁇ tr as ⁇ tp to avoid ringing, and detects the current value of one phase.
  • DP and ⁇ tp are output to the current detection unit 112 so as to be performed, and it is determined that the two-phase current value should be predicted (S704).
  • the detection location calculation unit 113 cannot detect the lower arm because the lower arm does not turn on, and the latest current value detected in the past. Three phases are predicted from the detected current (S705).
  • FIG. 8 is a processing flow diagram of the detection location calculation unit 113 in the first embodiment, and illustrates the situation of FIG.
  • the detection location calculation unit 113 compares whether or not the calculated ⁇ thight is equal to or longer than the time ⁇ tr specified in advance in order to avoid ringing (S801). When ⁇ thight is equal to or longer than the predetermined time ⁇ tr, the detection location calculation unit 113 sets the timing 3 as the DP, sets the predetermined time ⁇ tr as ⁇ tp to avoid ringing, and detects the current value of one phase. DP and ⁇ tp are output to the current detection unit 112 so as to be performed, and it is determined that the two-phase current value should be predicted (S802).
  • the detection location calculation unit 113 cannot detect the lower arm because the lower arm does not turn on, and the latest current value detected in the past. Three phases are predicted from the detected current (S803).
  • Example 2 is a modification of Example 1, and is realized by adding a process to the operation of the detection point calculation unit in the power conversion device of FIG. Since the other configurations have the same functions as the configurations with the same reference numerals shown in FIG. 1 described above, their description will be omitted. The contents of the detection location calculation unit 113 will be described.
  • FIG. 9 is a processing flow diagram of the detection location calculation unit 113 in the second embodiment, which is a modification of the sixth embodiment of the first embodiment.
  • the process of FIG. 9 is a process flow embodying the process of S510 in FIG. 5, and is the process of the detection point calculation unit 113 when none of the maximum phase Vhigh, the intermediate phase Vmid, and the minimum phase Vlow matches the lower limit value Vmin. It is a flow chart.
  • the detection location calculation unit 113 compares whether or not the calculated ⁇ throw is equal to or longer than the time ⁇ tr2 specified in advance so that it can be acquired within the error range even if ringing remains (S901).
  • ⁇ tlow is the time ⁇ tr2 or more specified in advance
  • the detection point calculation unit 113 sets the timing 1 as DP, and sets the time ⁇ t specified in advance as ⁇ tp to avoid ringing, that is, the slowest time. .. Therefore, the influence of ringing can be minimized.
  • the detection location calculation unit 113 outputs DP and ⁇ tp to the current detection unit 112 so as to detect the three-phase current values (S902).
  • the detection point calculation unit 113 compares whether the calculated ⁇ tmid is equal to or more than the time ⁇ tr2 specified in advance to avoid ringing (S903). ..
  • the detection location calculation unit 113 sets the timing 2 as DP, and sets the time ⁇ t specified in advance as ⁇ tp to avoid ringing, that is, the latest time ⁇ tmid. .. Therefore, the influence of ringing can be minimized.
  • the detection point calculation unit 113 outputs DP and ⁇ tp to the current detection unit 112 so as to detect the two-phase current value, and determines that the one-phase current value should be predicted (S904).
  • the detection point calculation unit 113 compares whether or not the calculated ⁇ thight is equal to or more than the time ⁇ tr2 specified in advance to avoid ringing (S905). ..
  • the detection point calculation unit 113 sets the timing 3 as DP, and sets the time ⁇ t specified in advance as ⁇ tp to avoid ringing, that is, ⁇ thight, which is the latest time. .. Therefore, the influence of ringing can be minimized.
  • the detection point calculation unit 113 outputs DP and ⁇ tp to the current detection unit 112 so as to detect the current value of one phase, and determines that the current value of the two phases should be predicted (S906).
  • the detection location calculation unit 113 cannot detect the lower arm because the lower arm does not turn on, and is the latest current value detected in the past. Three phases are predicted from the detected current (S907).
  • FIG. 10 is a diagram showing a detection point (detection width) ⁇ tp designated by the detection location calculation unit 113 in the second embodiment.
  • the process of determining ⁇ tp by the detection point calculation unit 113 will be described with reference to FIG.
  • the detection point calculation unit 113 compares ⁇ t and ⁇ tr (S1101), and if ⁇ t is ⁇ tr or more, sets ⁇ tr in ⁇ tp (S1102). If ⁇ t is less than ⁇ tr, the detection location calculation unit 113 sets ⁇ t in ⁇ tp (S1103).
  • the detection time ⁇ tlow, ⁇ tmid, or ⁇ thight is shorter than the detection specified time ⁇ tr for avoiding the ringing set in the first embodiment, these detection times can be acquired within an error range. If it is longer than the second specified time ⁇ tr2 specified in advance as, the current is detected. Therefore, as compared with the case of predicting the current value, the current value of each phase can be acquired correctly, and the accuracy of control of the power conversion device can be improved.
  • the power conversion device in the above embodiment or the current detection method thereof can be applied to a power conversion device such as a general-purpose inverter, a servo amplifier, and a DCBL controller. Further, it can be applied to a rotary machine system incorporating a power conversion device as described above, and the above embodiment can also be applied to a wind power generation system, a hybrid vehicle, an electric vehicle, a fuel cell vehicle, a railroad vehicle, and the like.
  • Each of the above configurations, functions, processing units, processing means, etc. may be realized by hardware by designing a part or all of them by, for example, an integrated circuit. Further, each of the above configurations, functions, and the like may be realized by software by the processor interpreting and executing a program that realizes each function. Information such as programs, tables, and files that realize each function can be stored in a memory, a hard disk, a recording device such as an SSD (Solid State Drive), or a recording medium such as an IC card, an SD card, or a DVD.
  • SSD Solid State Drive
  • control lines and information lines indicate those that are considered necessary for explanation, and not all control lines and information lines are necessarily indicated on the product. In practice, it can be considered that almost all configurations are interconnected.

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Abstract

電力変換装置は、３相電圧指令と３角波キャリア信号とを比較することで３相電圧指令をＰＷＭパルスに変換するＰＷＭ出力部と、ＰＷＭパルスに基づき駆動されるスイッチング素子を有する電力変換器と、電力変換器の各スイッチング素子と直流母線との間に挿入され、電力変換器に流れる各相の電流を検出する電流検出器と、３相電圧指令から、検出タイミングと検出幅を出力する検出箇所演算部とを備え、検出箇所演算部は、３相電圧指令の大きさの順に最大相、中間相、最小相の順序を判定し、最大相、中間相、最小相とから検出時間を求め、最大相、中間相、もしくは最小相と、３相電圧指令の下限値とを比較し、その比較結果に基づいて、検出タイミングと検出幅を出力する。

Description

電力変換装置、及びその電流検出方法
　本発明は、電力変換装置に関する。
　インバータに代表される電力変換装置では、パルス幅変調（以下、「ＰＷＭ」と記す）により、直流－交流変換、あるいは交流－直流変換の機能を実現している。インバータは、同期モータや誘導モータ等の交流電動機（以下、「電動機」と記す）の駆動システムなどに用いられる。
　例えばインバータ回路の下アームのスイッチング素子それぞれのエミッタ側と平滑コンデンサのマイナス端子側との間に３つのシャント抵抗を備えた装置が特許文献１に記載されている。この特許文献１には、「ＰＷＭ信号の変調率が高い場合でも３相のうち少なくとも１相の電流を常に検出することができるモータ駆動装置を提供する。」と記載されている。（要約参照）
特開２００８－２３６９７５
　特許文献１には、「インバータ回路１０の下アームの各スイッチング素子６ｄ～６ｆと平滑コンデンサ３のマイナス端子側との間に挿入され、モータ４に流れる電流を検出するための複電流検出部８ａ～８ｃと、電流検出部８ａ～８ｃの検出電流を、増幅回路９ａ～９ｃを介して取り込み、かつ、その検出結果に基づいてＰＷＭ信号を生成し、インバータ回路１０に出力してモータ４の駆動を制御する制御部５とを備え、この制御部５は、電流検出部８ａ～８ｃの検出電流の取り込みタイミングをＰＷＭ信号の変調率に応じて切り替える。」と記載されている。
　しかし、特許文献１に記載された電力変換装置では、ＰＷＭ信号が３相変調の場合を考慮しているが、２相変調のような場合を考慮しておらず、変調率が低く、相電圧指令が、直流母線側に偏っている場合には、リンギングノイズの回避を一概に変調率から判断できない問題があった。
　本発明の目的は、変調方式によらず、リンギングによる影響を確実に回避することが可能な電力変換装置を提供することにある。
　本発明の好ましい一例としては、３相電圧指令と３角波キャリア信号とを比較することで前記３相電圧指令をＰＷＭパルスに変換するＰＷＭ出力部と、
前記ＰＷＭパルスに基づき駆動されるスイッチング素子を有する電力変換器と、前記電力変換器の各スイッチング素子と直流母線との間に挿入され、前記電力変換器に流れる各相の電流を検出する電流検出器と、前記３相電圧指令から、検出タイミングと検出幅を出力する検出箇所演算部とを備え、
前記検出箇所演算部は、前記３相電圧指令の大きさの順に最大相、中間相、最小相の順序を判定し、
前記最大相、前記中間相、前記最小相とから検出時間を求め、前記最大相、前記中間相、もしくは前記最小相と、前記３相電圧指令の下限値とを比較し、その比較結果に基づいて、前記検出タイミングと前記検出時間を出力する電力変換装置である。
　本発明によれば、変調方式によらず、リンギングによる影響を確実に回避することが可能となる。
実施例１および実施例２における電力変換装置の全体構成図である。 実施例１のパターン１を説明する第１の図である。 実施例１のパターン１を説明する第２の図である。 実施例１のパターン２を説明する第１の図である。 実施例１のパターン２を説明する第２の図である。 実施例１のパターン３を説明する第１の図である。 実施例１のパターン３を説明する第２の図である。 実施例１における検出箇所演算部１１３の処理フロー図である。 実施例１のパターン１における検出箇所演算部１１３の処理フロー図である。 実施例１のパターン２における検出箇所演算部１１３の処理フロー図である。 実施例１のパターン３における検出箇所演算部１１３の処理フロー図である。 実施例２における検出箇所演算部１１３の処理フロー図である。 実施例２の検出時間間隔を示した図である。 実施例２の検出時間を判断する検出箇所演算部１１３の処理フロー図である。
　以下、実施例を図面を用いて説明する。
　本実施例では、電力変換装置の電流取得例を説明する。図１は、本実施例の電力変換装置と交流電動機１０５の構成図の例である。
　本実施例では、三相交流電源１０１、直流変換部１０２、平滑コンデンサ１０３、交流変換部１０４、交流電動機１０５、電流検出器１０６a、１０６ｂ、１０６ｃ、演算部１１０、電圧指令演算部１１１、電流検出部１１２、検出箇所演算部１１３、ＰＷＭ出力部１１４、直流母線（正側）１２０、直流母線（負側）１２１を有する。
　三相交流電源１０１は、例えば電力会社から供給される三相交流電圧や発電機から供給される交流電圧であり、直流変換部１０２に出力する。
　直流変換部１０２は、例えばダイオードで構成された直流変換回路やIGBTとフライホイールダイオードを用いた直流変換回路で構成され、三相交流電源１０１から入力された交流電圧を、直流電圧に変換し、平滑コンデンサ１０３に出力する。図１では、１例としてダイオードで構成された直流変換部を示している。
　平滑コンデンサ１０３は、直流変換部１０２から入力された直流電圧を平滑化し、交流変換部１０４に直流電圧を出力する。例えば発電機の出力が直流電圧の場合、平滑コンデンサ１０３は、直流変換部１０２を介さず、直接発電機から直流電圧を入力されても構わない。
　交流変換部１０４は、ＰＷＭ出力部１１４から出力されたＰＷＭ（Ｐulse　Ｗidth　Ｍodulation）パルスに基づき駆動されるスイッチング素子を有する電力変換器である。交流変換部１０４は、例えばＩＧＢＴとフライホイールダイオードを用いた交流変換回路で構成され、平滑コンデンサ１０３の直流電圧と、電圧指令演算部１１１の出力指令を入力とし、直流電圧を交流電圧に変換し、交流電動機１０５に出力する。図１では、上アームにＩＧＢＴなどのスイッチング素子Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗを配置し、下アームにＧｘ、Ｇｙ、Ｇｚを配置する。
　また、交流変換部１０４は、平滑コンデンサ１０３を介さず、交流－交流変換を行うような交流変換回路で構成されている場合には、交流電圧を交流電圧に変換し、交流電動機１０５に出力してもよい。
　電流検出器１０６a、１０６ｂ、１０６ｃは、例えば検出感度が同一の抵抗からなる。電流検出器１０６a、１０６ｂ、１０６ｃは、それぞれ交流変換部１０４の下アームスイッチング素子のエミッタあるいはソースと直流母線（負側）１２１（または平滑コンデンサ１０３のマイナス端子側）との間に挿入されている。電流検出器１０６a、１０６ｂ、１０６ｃの各抵抗の両端に発生する各電圧は、それぞれ電子回路を経由して、電流検出部１１２に入力され、例えばＡＤ変換器などにより、アナログ値はデータに変換される。
　演算部１１０は、ＭＣＵ（Micro Controller Unit）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）などの演算器であって、ソフトウェアあるいはハードウェアの演算回路で構成される。
　電圧指令演算部１１１は、電流指令値Ｉｄ*、Ｉｑ*を入力とし、また、電流検出部１１２が取得した３相電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを入力とし、モータ制御のための電圧演算を行い、３相の電圧指令として、Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を出力する。
　電流検出部１１２は、ＡＤ変換器などの変換部であって、電流検出器１０６が出力した信号を入力とし、また、検出箇所演算部１１３が出力したＤＰ(Detection Point)情報と、検出幅Δｔｐを入力とし、取得可能なポイントの信号入力を３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに変換して、電圧指令演算部１１１に出力する。
　検出箇所演算部１１３は、電圧指令演算部１１１の出力した電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を入力とし、３相の電流を取り込む検出時間Δｔｌｏｗ、２相の電流を取り込む検出時間Δｔｍｉｄ、１相の電流を取り込む検出時間ΔｔｈｉｇｈからＤＰ情報と、リンギングを避ける時間として指定した検出規定時間Δｔｒから検出幅Δｔｐを算出して、電流検出部１１２に出力する。
　ＰＷＭ出力部１１４は、電圧指令演算部１１１から入力した３相電圧指令である電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*と３角波キャリア信号とを比較することで電圧指令をＰＷＭパルス信号に変換し、交流変換部１０４にスイッチング素子を制御するスイッチング信号を出力する。
　図２Ａは、実施例１のパターン１を説明する図であり、単位周期（a）、三角波キャリア信号及び電圧指令（b）、スイッチング素子であるＧｕ、Ｇｖ、Ｇｗ、Ｇｘ、Ｇｙ、Ｇｚのスイッチングの時間推移であるスイッチパターン（c）を模式的に表す図である。また、図２Ｂは、同じく実施例１のパターン１を説明する図であり、図２Ａと同じスイッチパターン（c）、３相電流の取得可能電流（ｄ）、Ｕ相電流Ｉｕ（e）、タイミング１（f-1）、タイミング２（f-2）、タイミング３（f-3）の時間推移を模式的に示す図である。
　通常デッドタイムを考慮し、上下アームが短絡しないように両方オフする区間を設け、その区間は検出対象外となることを考慮する必要があるが、予め規定するリンギングを回避する検出規定時間Δｔｒをデッドタイム以上に設定すればよいため、模式図では割愛している。
　三角波キャリアの一周期は、三角波の単調増加期間および単調減少期間の各半周期からなる。各相の検出電流には、三角波キャリアの半周期（以下、これを単位周期と呼ぶ。）につき、３回スイッチングオフが発生し、リンギングノイズが各相に影響を及ぼす。取得可能電流は、単位周期における下アームが開いている相であり、図２Ａに示すように、三角波キャリアの単調減少期間ｋ＝１、３と単調増加期間ｋ＝２、４でパルスが現れる順番が変わる。図２Ｂでは、電流検出器１０６ａに流れる電流をＩｕ、電流検出器１０６ｂに流れる電流をIv、電流検出器１０６ｃに流れる電流をＩｗと記載している。Ｇ１は，１相の電流を取り込むタイミング３を示す。Ｇ２は、２相の電流を取り込むタイミング２を示す。Ｇ３は３相の電流を取り込むタイミング１を示す。
　単位周期に得られる相電流情報は、各相の下アームがＯＮしているかどうかで変化し、三相交流電流のうち３相分取得できる場合は、そのまま３相として使用するか、漏れ電流等が原因で平衡性が取れない場合、絶対値の大きい２相を用いて演算する。三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは平衡交流であるため、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０が常に成り立っている。このため、残り１相分の情報は他の２相から求められる。２相分取得できる場合も同様である。１相分のみ取得、あるいは、取得できない場合は、特許５４０１５３７号などに記載される方法により３相を予測する。
　ここで、各瞬間における三相の電圧指令のうち最大のものを最大相Ｖｈｉｇｈ、例えばＵ相としてＶu*、最小のものを最小相Ｖｌｏｗ、例えばＷ相としてＶｗ*、中間のものを中間相ＶｍｉｄとしてＶｖ*と記号で示し、対応した区間の取得可能有電流として、相電流をそれぞれ、Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと表記する。図２Ａでは、大小関係がＶｕ*＞Ｖｖ*＞Ｖｗ*となっているため、最後の上アームのスイッチングオフから、Ｗ相、Ｖ相、Ｕ相の順に下アームが閉じていき、それに応じて取得可能電流が変化する。
　各単位周期において、リンギングの発生は、前回の単位周期の影響を受けることになる。このため、リンギングを避ける時間として指定した検出規定時間Δｔｒよりも、検出時間Δｔｌｏｗ、Δｔｍｉｄ、Δｔｈｉｇｈが長い場合、該当区間での検出が可能となる。 なお、Ｖｈｉｇｈあるいは追加でＶｍｉｄがＶｍａｘと同値となる条件が発生する場合でも、同様のフローで検出することが可能である。
　図３Ａは、実施例１におけるパターン２を説明する図であり、単位周期（a）、三角波キャリア信号及び電圧指令（b）、スイッチング素子であるＧｕ、Ｇｖ、Ｇｗ、Ｇｘ、Ｇｙ、Ｇｚのスイッチングの時間推移であるスイッチパターン（c）を模式的に表す図である。また、図３Ｂは、同じく実施例１のパターン２を説明する図であり、図３Ａと同じスイッチパターン（c）、３相電流の取得可能電流（d）、Ｕ相電流Ｉｕ（e）、タイミング２（f-2）、タイミング３（f-3）の時間推移を模式的に示す図である。
　パターン２は２相変調の場合を示し、パターン１との違いは、パターン２では電圧指令の下限値ＶｍｉｎにＶｌｏｗが重なっていることである。このため、各相の検出電流には、三角波キャリアの単位周期につき、２回スイッチングオフが発生し、リンギングノイズが各相に影響を及ぼす。取得可能電流は、単位周期における下アームが開いている相であり、図３Ａに示すように、三角波キャリアの単調減少期間ｋ＝１、３と単調増加期間ｋ＝２、４でパルスが現れる順番が変わる。
　図３Ｂでは、電流検出器１０６ａに流れる電流をＩｕ、電流検出器１０６ｂに流れる電流をＩｖと記載しており、電流検出器１０６ｃに流れる電流Ｉｗは、Ｗ相がスイッチングしないため検出できない状態である。Ｇ１は，１相の電流を取り込むタイミング３を示す。Ｇ２は、２相の電流を取り込むタイミング２を示す。
　単位周期に得られる相電流情報は、各相の下アームがＯＮしているかどうかで変化し、三相交流電流のうち２相分取得できる場合は、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０が常に成り立っていることから、残り１相分の情報は他の２相から求められる。１相分のみ取得、あるいは、取得できない場合は、特許５４０１５３７号などに記載される方法により３相を予測する。
　ここで、各瞬間における三相の電圧指令のうち最大のものを最大相Ｖｈｉｇｈ（例えばＵ相としてＶu*）、最小のものを最小相Ｖｌｏｗ（例えばＷ相としてＶｗ*）、中間のものを中間相ＶｍｉｄとしＶｖ*（Ｖ相）の記号で示し、対応した区間の取得可能有電流として、相電流をそれぞれ、Ｉu、Ｉｖ、Ｉｗと表記する。図３Ａでは、大小関係がＶｕ*＞Ｖｖ*＞Ｖｗ*となっているが、Ｖｗ*がＶｍｉｎと同一のため、最後の上アームのスイッチングオフから、Ｖ相、Ｕ相の順に下アームが閉じていき、それに応じて取得可能電流が変化する。
　各単位周期において、リンギングの発生は、前回の単位周期の影響を受けることになる。このため、リンギングを避ける時間として指定した検出規定時間Δｔｒよりも、検出時間Δｔｍｉｄ、Δｔｈｉｇｈが長い場合、該当区間での検出が可能となる。なお、Ｖｈｉｇｈあるいは追加でＶｍｉｄが、電圧指令の上限値Ｖｍａｘと同値となる条件が発生する場合でも、同様のフローで検出することが可能である。
　図４Ａは、実施例１におけるパターン３を説明する図であり、単位周期（a）、三角波キャリア信号及び電圧指令（b）、スイッチング素子であるＧｕ、Ｇｖ、Ｇｗ、Ｇｘ、Ｇｙ、Ｇｚのスイッチングの時間推移であるスイッチパターン（c）を模式的に表す図である。また、図４Ｂは、同じく実施例１のパターン３を説明する図であり、図４Ａと同じスイッチパターン（c）、３相電流の取得可能電流（d）、Ｕ相電流Ｉｕ（e）、タイミング３（f-3）の時間推移を模式的に示す図である。
　ここで、パターン１およびパターン２との違いは、パターン３では電圧指令の下限値ＶｍｉｎにＶｌｏｗとＶｍｉｄが重なっていることである。このため、各相の検出電流には、三角波キャリアの単位周期につき、１回スイッチングオフが発生するか、発生しない状況が考えられるが、２相が最低相となっている場合、３相平衡が取れた指令であれば、残りの相は最高相となっているため、図４Ａではその状況を示している。
　取得可能電流は、単位周期における下アームが開いている相であり、図４Ｂに示すように、常に電流検出器１０６aに流れる電流をＩｕだけが取得できる状態である。Ｇ１は，１相の電流を取り込むタイミング３を示す。
　１相分のみ取得、あるいは、取得できない場合は、特許５４０１５３７号などに記載される方法により３相を予測する。
　ここで、各瞬間における三相の電圧指令のうち最大のものを最大相Ｖｈｉｇｈ、例えばＵ相としてＶu*、最小のものを最小相Ｖｌｏｗ、例えばＷ相としてＶｗ*、中間のものを中間相ＶｍｉｄとしてＶｖ*と記号で示し、対応した区間の取得可能有電流として、相電流をそれぞれ、Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと表記する。
　図４Ａでは、大小関係がＶｕ*＞Ｖｖ*＞Ｖｗ*となっているが、Ｖｖ*およびＶｗ*がＶｍｉｎと同一であり、Ｖｕ*がＶｍａｘと同一のため、スイッチングが発生しない。このため、リンギングを避ける時間として指定した検出規定時間Δｔｒよりも、検出時間Δｔｈｉｇｈが長くなり、いずれのタイミングでも検出は可能である。図４では、単位周期に一回検出するように指定している。
　次に、検出箇所演算部１１３の内容について説明する。図５は、実施例１における検出箇所演算部１１３の処理フロー図である。
　検出箇所演算部１１３は、電圧指令演算部１１１の出力した電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を入力し、電圧指令の大小から最大相Ｖｈｉｇｈ、中間相Ｖｍｉｄ、最小相Ｖｌｏｗに相当する相の順序を判定する（Ｓ５０１）。検出箇所演算部１１３は、記憶しておいた、前回の単位周期において最小相（Ｖｌｏｗ-ｋｅｐｔとする）のデータ（過去に検出した電圧指令のうち最新の最小相の電圧指令）を読み出す（Ｓ５０２）。検出箇所演算部１１３は、以下の式１、式２、式３からΔｔｌｏｗ、Δｔｍｉｄ、Δｔｈｉｇｈを算出しておく（Ｓ５０３）。
　ここで、Δｔｌｏｗは、電圧指令値の大きさが最小の相の上アームのスイッチングオフから、電圧指令値の大きさが最小の相の下アームスイッチがスイッチングオフするまでの時間をいう。
　Δｔｍｉｄは、電圧指令値の大きさが最小の相の下アームスイッチのスイッチングオフから電圧指令値の大きさが中間の相の下アームスイッチがスイッチングオフするまでの時間をいう。
　また、Δｔｈｉｇｈは、電圧指令値の大きさが中間の相の下アームスイッチのスイッチングオフから電圧指令値の大きさが最大の相の下アームスイッチがスイッチングオフするまでの時間をいう。
Δｔｌｏｗ＝（Ｖｌｏｗ－Ｖｍｉｎ）+（Ｖｌｏｗ-ｋｅｐｔ－Ｖｍｉｎ）　 （式１）
Δｔｍｉｄ＝Ｖｍｉｄ－Ｖｌｏｗ　　　　　　　　　　　　　　　　（式２）
Δｔｈｉｇｈ＝Ｖｈｉｇｈ－Ｖｍｉｄ　　　　　　　　　　　　　　 （式３）
検出箇所演算部１１３は、スイッチングが発生するかどうかを判断するために、Ｖｍｉｎと各相の電圧指令の比較を行う（Ｓ５０４、Ｓ５０６、Ｓ５０８）。
　検出箇所演算部１１３は、Ｖｍｉｎ＝Ｖｈｉｇｈの場合、最大相が最低値と同値なので、３相が全て最低値となっている状態である。この場合、下アームがオンすることが無いので、検出不可となり、過去に検出した電流値のうち最新の検出電流から３相を予測することとなる（Ｓ５０５）。
　検出箇所演算部１１３は、Ｖｍｉｎ＝Ｖｍｉｄの場合、中間相が最低値と同値なので、２相が最低値となっている状態である。この場合、下アームが１相オンする状態であり、その動作は図８で詳しく説明する（Ｓ５０７）。
　検出箇所演算部１１３は、Ｖｍｉｎ＝Ｖｌｏｗの場合、最小相が最低値と同値なので、１相が最低値となっている状態である。この場合、下アームが２相オンする状態であり、その動作は図７で詳しく説明する（Ｓ５０９）。
　検出箇所演算部１１３は、Ｖｍｉｎといずれの電圧指令も一致していない場合、下アームが３相オンする状態であり、その動作は図６で詳しく説明する（Ｓ５１０）。
　図６は、実施例１における検出箇所演算部１１３の処理フロー図であり、図２の状況を説明している。
　検出箇所演算部１１３は、演算したがリンギングを回避するために予め指定した時間Δｔｒ以上かどうかを比較する（Ｓ６０１）。検出箇所演算部１１３は、Δｔｌｏｗが予め指定した時間Δｔｒ以上の場合、ＤＰとしてタイミング１を設定し、Δｔｐとしてリンギングを回避するために予め指定した時間Δｔｒを設定し、３相の電流値を検出するように電流検出部１１２にＤＰとΔｔｐとを出力する（Ｓ６０２）。
　検出箇所演算部１１３は、演算したΔｔｌｏｗがリンギングを回避するために予め指定した時間Δｔｒ未満の場合、演算したΔｔｍｉｄがリンギングを回避するために予め指定した時間Δｔｒ以上かどうかを比較する（Ｓ６０３）。検出箇所演算部１１３は、Δｔｍｉｄが予め指定した時間Δｔｒ以上の場合、ＤＰとしてタイミング２を設定し、Δｔｐとしてリンギングを回避するために予め指定した時間Δｔｒを設定し、２相の電流値を検出するように電流検出部１１２にＤＰとΔｔｐとを出力し、１相の電流値は予測されるべきであると判断をする（Ｓ６０４）。
　検出箇所演算部１１３は、演算したΔｔｍｉｄがリンギングを回避するために予め指定した時間Δｔｒ未満の場合、演算したΔｔｈｉｇｈがリンギングを回避するために予め指定した時間Δｔｒ以上かどうかを比較する（Ｓ６０５）。
　検出箇所演算部１１３は、Δｔｈｉｇｈが予め指定した時間Δｔｒ以上の場合、ＤＰとしてタイミング３を設定し、Δｔｐとしてリンギングを回避するために予め指定した時間Δｔｒを設定し、１相の電流値を検出するように電流検出部１１２にＤＰとΔｔｐとを出力し、２相の電流値は予測されるべきであると判断をする（Ｓ６０６）。
　検出箇所演算部１１３は、演算したΔｔｈｉｇｈがリンギングを回避するために予め指定した時間Δｔｒ未満の場合、下アームがオンすることが無いので、検出不可となり、過去に検出した電流値のうち最新の検出電流から３相を予測することとなる（Ｓ６０７）。
　図７は、実施例１における検出箇所演算部１１３の処理フロー図であり、図３の状況を説明している。
　検出箇所演算部１１３は、演算したΔｔｍｉｄがリンギングを回避するために予め指定した時間Δｔｒ以上かどうかを比較する（Ｓ７０１）。検出箇所演算部１１３は、Δｔｍｉｄが予め指定した時間Δｔｒ以上の場合、ＤＰとしてタイミング２を設定し、Δｔｐとしてリンギングを回避するために予め指定した時間Δｔｒを設定し、２相の電流値を検出するように電流検出部１１２にＤＰとΔｔｐとを出力し、１相の電流値は予測されるべきであると判断をする（Ｓ７０２）。
　検出箇所演算部１１３は、演算したΔｔｍｉｄがリンギングを回避するために予め指定した時間Δｔｒ未満の場合、演算したΔｔｈｉｇｈがリンギングを回避するために予め指定した時間Δｔｒ以上かどうかを比較する（Ｓ７０３）。検出箇所演算部１１３は、Δｔｈｉｇｈが予め指定した時間Δｔｒ以上の場合、ＤＰとしてタイミング３を設定し、Δｔｐとしてリンギングを回避するために予め指定した時間Δｔｒを設定し、１相の電流値を検出するように電流検出部１１２にＤＰとΔｔｐとを出力し、２相の電流値は予測されるべきであると判断をする（Ｓ７０４）。
　検出箇所演算部１１３は、演算したΔｔｈｉｇｈがリンギングを回避するために予め指定した時間Δｔｒ未満の場合、下アームがオンすることが無いので、検出不可となり、過去に検出した電流値のうち最新の検出電流から３相を予測することとなる（Ｓ７０５）。
　図８は、実施例１における検出箇所演算部１１３の処理フロー図であり、図４の状況を説明している。
　検出箇所演算部１１３は、演算したΔｔｈｉｇｈがリンギングを回避するために予め指定した時間Δｔｒ以上かどうかを比較する（Ｓ８０１）。検出箇所演算部１１３は、Δｔｈｉｇｈが予め指定した時間Δｔｒ以上の場合、ＤＰとしてタイミング３を設定し、Δｔｐとしてリンギングを回避するために予め指定した時間Δｔｒを設定し、１相の電流値を検出するように電流検出部１１２にＤＰとΔｔｐとを出力し、２相の電流値は予測されるべきであると判断をする（Ｓ８０２）。
　検出箇所演算部１１３は、演算したΔｔｈｉｇｈがリンギングを回避するために予め指定した時間Δｔｒ未満の場合、下アームがオンすることが無いので、検出不可となり、過去に検出した電流値のうち最新の検出電流から３相を予測することとなる（Ｓ８０３）。
　上記の方法により、３相の電流検出を適切に行うことが可能である。
　実施例２は実施例１の変形例であって、図１の電力変換装置のうち、検出箇所演算部の動作に処理を追加することで実現する。その他の構成は、既に説明した図１に示された同一の符号を付された構成と、同一の機能を有するので、それらの説明は省略する。検出箇所演算部１１３の内容について説明する。
　図９は、実施例２における検出箇所演算部１１３の処理フロー図であって、実施例１の図６の変形例である。図９の処理は、図５におけるＳ５１０の処理を具体化した処理フローであり、最大相Ｖｈｉｇｈ、中間相Ｖｍｉｄ、最小相Ｖｌｏｗのいずれも下限値Ｖminと一致しない場合における検出箇所演算部１１３の処理フロー図である。
　検出箇所演算部１１３は、演算したΔｔｌｏｗが、リンギングが残っていても、誤差の範囲で取得可能として予め指定した時間Δｔｒ２以上かどうかを比較する（Ｓ９０１）。検出箇所演算部１１３は、Δｔｌｏｗが予め指定した時間Δｔｒ２以上の場合、ＤＰとしてタイミング１を設定し、Δｔｐとしてリンギングを回避するために予め指定した時間Δｔ、つまり最も遅い時間であるｔｌｏｗを設定する。そのためリンギングの影響をできるだけ小さくするようできる。検出箇所演算部１１３は３相の電流値を検出するように電流検出部１１２にＤＰとΔｔｐとを出力する（Ｓ９０２）。
　検出箇所演算部１１３は、演算したΔｔｌｏｗがリンギングを回避するために予め指定した時間Δｔｒ２未満の場合、演算したΔｔｍｉｄがリンギングを回避するために予め指定した時間Δｔｒ２以上かどうかを比較する（Ｓ９０３）。検出箇所演算部１１３は、Δｔｍｉｄが予め指定した時間Δｔｒ２以上の場合、ＤＰとしてタイミング２を設定し、Δｔｐとしてリンギングを回避するために予め指定した時間Δｔ、つまり最も遅い時間であるΔｔｍｉｄを設定する。そのためリンギングの影響をできるだけ小さくするようできる。検出箇所演算部１１３は２相の電流値を検出するように電流検出部１１２にＤＰとΔｔｐとを出力し、１相の電流値は予測されるべきであると判断をする（Ｓ９０４）。
　検出箇所演算部１１３は、演算したΔｔｍｉｄがリンギングを回避するために予め指定した時間Δｔｒ２未満の場合、演算したΔｔｈｉｇｈがリンギングを回避するために予め指定した時間Δｔｒ２以上かどうかを比較する（Ｓ９０５）。検出箇所演算部１１３は、Δｔｈｉｇｈが予め指定した時間Δｔｒ２以上の場合、ＤＰとしてタイミング３を設定し、Δｔｐとしてリンギングを回避するために予め指定した時間Δｔ、つまり最も遅い時間であるΔｔｈｉｇｈを設定する。そのためリンギングの影響をできるだけ小さくするようにできる。検出箇所演算部１１３は１相の電流値を検出するように電流検出部１１２にＤＰとΔｔｐとを出力し、２相の電流値は予測されるべきであると判断をする（Ｓ９０６）。
　検出箇所演算部１１３は、演算したΔｔｈｉｇｈがリンギングを回避するために予め指定した時間Δｔｒ２未満の場合、下アームがオンすることが無いので、検出不可となり、過去に検出した電流値のうち最新の検出電流から３相を予測することとなる（Ｓ９０７）。
　図１０は、実施例２における検出箇所演算部１１３が指定する検出ポイント（検出幅）Δｔｐを示した図である。Δｔは、図９のＳ９０２、Ｓ９０４、Ｓ９０６においてそれぞれ、Δｔ＝Δｔｌｏｗ、Δｔ＝Δｔｍｉｄ、Δｔ＝Δｔｈｉｇｈとなる。
　図１１を用いて、検出箇所演算部１１３がΔｔｐを決定する処理を説明する。検出箇所演算部１１３は、ΔｔとΔｔｒを比較し（Ｓ１１０１）、ΔｔがΔｔｒ以上であれば、ΔｔｐにΔｔｒを設定する（Ｓ１１０２）。検出箇所演算部１１３は、ΔｔがΔｔｒ未満であればΔｔｐにΔｔを設定する（Ｓ１１０３）。
　上記の方法により、リンギングが長い場合でも、誤差を許容して３相の電流検出を適切に行うことが可能である。
　実施例２によれば、実施例１で設定したリンギングを回避する検出規定時間Δｔｒより検出時間Δｔｌｏｗ、Δｔｍｉｄ、もしくはΔｔｈｉｇｈが短い時間であっても、これらの検出時間が、誤差の範囲で取得可能として予め指定した第２の指定時間Δｔｒ２より長いのであれば、電流を検出する。よって電流値を予測する場合に比べて、各相の電流値を正しく取得でき、電力変換装置の制御の精度を高めることができる。
　上記した実施例では、電流検出器１０６a、１０６ｂ、１０６ｃを、交流変換部１０４の下アームスイッチング素子のエミッタあるいはソースと直流母線（負側）１２１との間に挿入された場合について説明した。電流検出器１０６a、１０６ｂ、１０６ｃを、交流変換部１０４の上アームスイッチング素子のエミッタあるいはソースと直流母線（正側）１２０との間に挿入された場合にも本実施例は適用できる。
　上記の実施例における電力変換装置、もしくはその電流検出方法は、汎用インバータ、サーボアンプ、ＤＣＢＬコントローラなどの電力変換装置に適用できる。また、上記したような電力変換装置を組み込んだ回転機システムへ適用できるとともに、風力発電システム、ハイブリッド自動車、電気自動車、燃料電池車、鉄道車両などにも上記の実施例は適用可能である。
　上記の各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現してもよい。また、上記の各構成、機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイル等の情報は、メモリや、ハードディスク、ＳＳＤ（Solid State Drive）等の記録装置、または、ＩＣカード、ＳＤカード、ＤＶＤ等の記録媒体に置くことができる。
　また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。
１１１・・・電圧指令演算部、１１２・・・電流検出部、１１３・・・検出箇所演算部、１１４・・・ＰＷＭ出力部

Claims (13)

  1. ３相電圧指令と３角波キャリア信号とを比較することで前記３相電圧指令をＰＷＭパルスに変換するＰＷＭ出力部と、
    前記ＰＷＭパルスに基づき駆動されるスイッチング素子を有する電力変換器と、
    前記電力変換器の各スイッチング素子と直流母線との間に挿入され、前記電力変換器に流れる各相の電流を検出する電流検出器と、
    前記３相電圧指令から、検出タイミングと検出幅を出力する検出箇所演算部とを備え、
    前記検出箇所演算部は、
    前記３相電圧指令の大きさの順に最大相、中間相、最小相の順序を判定し、
    前記最大相、前記中間相、前記最小相とから検出時間を求め、
    前記最大相、前記中間相、もしくは前記最小相と、前記３相電圧指令の下限値とを比較し、その比較結果に基づいて、前記検出タイミングと検出幅を出力する電力変換装置。
  2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
    前記検出箇所演算部は、
    前記最大相、前記中間相、前記最小相のいずれも前記下限値と一致しない場合には、
    リンギングを回避する指定時間と、前記検出時間とを比較し、比較した結果に基づいて、前記検出タイミングと前記検出幅を出力する電力変換装置。
  3. 請求項２に記載の電力変換装置において、
    前記検出箇所演算部は、
    ３相の電流を取り込む第１の検出時間と前記指定時間とを比較し、
    前記第１の検出時間が、前記指定時間以上の場合には、
    前記検出タイミングを第１のタイミングとし、前記検出幅を前記指定時間とする電力変換装置。
  4. 請求項３に記載の電力変換装置において、
    前記検出箇所演算部は、
    前記第１の検出時間が、前記指定時間未満の場合には、
    ２相の電流を取り込む第２の検出時間と前記指定時間とを比較し、
    前記第２の検出時間が、前記指定時間以上の場合には、
    前記検出タイミングを第２のタイミングとし、前記検出幅を前記指定時間とする電力変換装置。
  5. 請求項４に記載の電力変換装置において、
    前記検出箇所演算部は、
    前記第２の検出時間が、前記指定時間未満の場合には、
    １相の電流を取り込む第３の検出時間と前記指定時間とを比較し、
    前記第３の検出時間が、前記指定時間以上の場合には、
    前記検出タイミングを第３のタイミングとし、前記検出幅を前記指定時間とする電力変換装置。
  6. 請求項１に記載の電力変換装置において、
    前記中間相と前記下限値とが一致する場合には、
    前記検出箇所演算部は、
    リンギングを回避する指定時間と、前記検出時間とを比較し、比較した結果に基づいて、前記検出タイミングと前記検出幅を出力する電力変換装置。
  7. 請求項６に記載の電力変換装置において、
    前記検出箇所演算部は、
    １相の電流を取り込む第３の検出時間と指定時間を比較し、
    前記第３の検出時間が、前記指定時間以上の場合には、
    前記検出タイミングを第３のタイミングとし、前記検出幅を前記指定時間とする電力変換装置。
  8. 請求項１に記載の電力変換装置において、
    前記最小相と前記下限値が一致する場合には、
    前記検出箇所演算部は、
    リンギングを回避する指定時間と前記検出時間を比較し、比較した結果に基づいて、前記検出タイミングと前記検出幅を出力する電力変換装置。
  9. 請求項８に記載の電力変換装置において、
    前記検出箇所演算部は、
    ２相の電流を取り込む第２の検出時間と指定時間とを比較し、
    前記第２の検出時間が、前記指定時間以上の場合には、
    前記検出タイミングを第２のタイミングとし、前記検出幅を前記指定時間とする電力変換装置。
  10. 請求項９に記載の電力変換装置において、
    前記検出箇所演算部は、
    前記第２の検出時間が、前記指定時間未満の場合には、
    １相の電流を取り込む第３の検出時間と前記指定時間とを比較し、
    前記第３の検出時間が、前記指定時間以上の場合には、
    前記検出タイミングを第３のタイミングとし、前記検出幅を前記指定時間とする電力変換装置。
  11. 請求項１に記載の電力変換装置において、
    前記最大相と前記下限値とが一致する場合には、
    前記検出箇所演算部は、
    電流値は予測されるべきであると判断する電力変換装置。
  12. 請求項１に記載の電力変換装置において、
    前記検出箇所演算部は、
    前記最大相、前記中間相、前記最小相のいずれも前記下限値と一致しない場合には、
    第２の指定時間と前記検出時間とを比較し、
    前記検出時間が、前記第２の指定時間より長い場合には、
    前記検出時間において最も遅い時間を前記検出幅とする電力変換装置。
  13. ３相電圧指令と３角波キャリア信号とを比較することで前記３相電圧指令をＰＷＭパルスに変換するＰＷＭ出力部と、
    前記ＰＷＭパルスに基づき駆動されるスイッチング素子を有する電力変換器と、
    前記電力変換器の各スイッチング素子と直流母線との間に挿入され、前記電力変換器に流れる各相の電流を検出する電流検出器とを備えた電力変換装置の電流検出方法であって、
    前記電力変換装置は、
    前記３相電圧指令の大きさの順に最大相、中間相、最小相を求め、
    前記最大相、前記中間相、前記最小相とから検出時間を演算し、
    前記最大相、前記中間相、もしくは前記最小相と、前記３相電圧指令の下限値とを比較し、その比較結果に基づいて、検出タイミングと検出幅を出力し、前記検出タイミングと前記検出幅に基づいて電流を検出する電力変換装置の電流検出方法。
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