CN105340173B

CN105340173B - 电机控制装置

Info

Publication number: CN105340173B
Application number: CN201380077860.9A
Authority: CN
Inventors: 保月孝志; 山崎尚德
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2013-07-02
Filing date: 2013-07-02
Publication date: 2017-09-29
Anticipated expiration: 2033-07-02
Also published as: JPWO2015001612A1; US9774286B2; WO2015001612A1; US20160111991A1; KR101723333B1; JP6017038B2; KR20160014034A; CN105340173A; BR112015031352A2

Abstract

具备：电力转换部，其基于电压指令值，生成3相电压并供应到电机；感应电压估计部，其基于电压指令值和电流反馈值，估计电动机的感应电压；死时间干扰电压补偿部；以及死时间干扰补偿电压修正部，其用于根据估计出的感应电压的基波成分，补偿在电力转换部中产生的死时间干扰电压。

Description

电机控制装置

技术领域

本发明涉及通过电力转换器驱动电机(旋转机)的电机控制装置，该电力转换器通过由开关元件构成的两个臂的接通动作和断开动作的反复而输出期望的电力，本发明特别涉及使用了电力转换器的电机控制装置，该电力转换器使用脉宽调制(Pulse－WidthModulation，以下简称作PWM)来驱动开关元件。

背景技术

在电机(与旋转机相同。以下同样如此)控制的领域中，如下技术取得了进展：根据电压和电流等电的状态量，估计电机的位置以及速度和转矩等机械状态量。在这些技术领域中，不受干扰影响地准确取得原电压和电流等电的状态量当然是重要的。

特别是，作为对电压的取得产生不良影响的干扰，可列举在电力转换器中产生的死时间干扰电压。以下，说明该死时间干扰电压。

在电力转换器中，构成设置于输出级的电力转换单元的两个臂的动力设备元件根据电压指令，进行开关动作来生成交流电压，并输出到交流负载，但以防止由于两个臂的动力设备元件的同时导通而引起的短路损坏为目的，设置了将两个臂的动力设备元件同时控制为断开工作状态的期间。该期间被称作死时间，由于该死时间，在电力转换单元接收到的电压指令和电力转换单元根据该电压指令而实际输出到负载的电压之间产生误差。

公知有因该死时间而引起的误差电压由死时间期间Td、载波频率fc、直流电压Vdc决定，成为图1的实线所示的波形。

即，具有Td×Vdc的微小面积的脉冲状的电压是与三相输出电流[i](符号[]表示括号内的量是向量。以下同样如此)各自的极性同步地，每隔[i]的半周期上升fc次那样的干扰电压。

根据图1的实线波形可知，如果按照时间平均考虑，则该死时间干扰电压等效于用以下的式(1)表示的三相矩形波状的电压，该三相矩形波状的电压为与来自电力转换单元的三相输出电流[i]各自的极性相反的极性，且振幅是V_Td＝Td×fc×Vdc。

【数式1】

数式1 [v_Td]＝-sgn[i]×V_Td (1)

在对式(1)进行图示时，成为图1的虚线(用符号“Q”表示)那样的波形。根据该波形也可知，死时间干扰电压与三相对应地，在电机电气角的每1个周期具有6次上升或下降，相对于电机所产生的转矩，产生以电机电气角的6倍次数成分(以下称作6f成分)进行振动的干扰(以下称作转矩脉动)。另外以下，将以电机电气角的6倍次数成分进行振动的干扰称作6f转矩脉动。此外，在图1中，用符号“P”表示的正弦波(sin波)状的实线的曲线表示U相电流波形。

通过根据式(1)，将式(2)所示那样的、与式(1)反相的电压(即，具有与相电流相同的极性、且振幅为V_Td那样的三相矩形波状的电压)预先增加到输入电力转换器的电压指令的各相，能够补偿因死时间而引起的干扰电压。

【数式2】

数式2

在对式(2)进行图示时，成为图1的虚线(用符号“R”表示)那样的波形。

以上是与死时间干扰电压的产生及其补偿相关的公知技术(例如参照非专利文献1)。

但是，在电力转换器中的动力设备元件中，存在导通动作和断开动作的响应延迟、以及动力设备元件和二极管的导通电压下降等误差因素，由此在控制器上设定的死时间期间Td与在电力转换器中实际产生的死时间期间之间产生误差。

如果能够准确地测量这些导通动作和断开动作的响应延迟、以及动力设备元件和二极管的导通电压下降这些误差时间，则相应地进行修正即可，但实际上难以准确地测量这些误差时间。因此，作为应对这些在实际的元件中产生的延迟的方法之一，提出了适当估计死时间干扰电压来生成死时间干扰补偿电压的技术(例如参照专利文献1)。

这样的技术能够仅根据电气状态量的观测，估计伴随元件的延迟的死时间干扰电压，基于简易性和便利性的观点，在估计死时间干扰电压方面是有用的技术。

现有技术文献

非专利文献

非专利文献1：杉本、小山、玉井、「ACサーボシステムの理論と設計の実際」、総合電子出版、1990、pp.54－57和pp.72－85

专利文献

专利文献1：日本特开2004-64948号公报

发明内容

发明所要解决的课题

但是，特别是在具备根据上述电气状态量估计机械状态量的处理的控制装置中，追加用于估计这样的电气状态量所包含的干扰的处理时，存在相互干扰而损害适当的动作的问题。

特别是，在以估计转矩作为机械状态量为目的情况下，公知有由于死时间干扰电压而产生6f转矩脉动，另一方面，电机自身也产生6f转矩脉动，两者是相同周期的信号。因此，在相同的频率上，两个独立的物理量的估计运算变得重复，难以对它们进行区分。

本发明是为了解决上述课题而完成的，既能够保持以基于电气状态量的估计运算为基础的死时间干扰电压补偿技术的简易性和便利性，又能够进行机械状态量的估计运算。

用于解决课题的手段

本发明的电机控制装置具备：

旋转位置检测器，其检测电机的旋转位置；

电流检测部，其检测施加到所述电机的3相的电流内的、至少2相的电流；

坐标转换部，其对所述3相的电流在规定坐标上的值、和在所述电机的旋转磁场上的坐标即dq坐标上的值相互进行转换；

电流控制部，其基于作为所述电流的控制输入的电流指令值、与电流反馈值之间的差异，生成作为电压的控制输入的电压指令值，所述电流反馈值是由所述坐标转换部对由所述电流检测部检测到的电流进行dq坐标转换而得到的；

电力转换器，其基于所述电压指令值，生成输入到所述电流检测部的3相电压而向所述电机供应规定的电力；

感应电压估计部，其基于所述电压指令值和所述电流反馈值，估计所述电机的感应电压；

死时间干扰电压补偿部，其生成死时间干扰补偿电压，所述死时间干扰补偿电压是对如下干扰进行补偿的电压：该干扰是由于死时间而对所述电流检测部中产生的输出造成的干扰，所述死时间是防止设置于所述电力转换器的两个开关元件的短路的期间；以及

死时间干扰补偿电压修正部，其根据所述电流指令值，修正所述死时间干扰补偿电压，并且具有所述感应电压估计部和死时间干扰补偿电压存储部，所述死时间干扰补偿电压存储部基于估计出的所述感应电压的基波成分，计算所述死时间干扰补偿电压的误差并进行存储，

该电机控制装置具有如下两个工作模式：

死时间干扰补偿电压调整模式，按照所述电机的用于取得所述死时间干扰补偿电压的运转形态，设定所述电流指令值；以及

转矩脉动抑制控制模式，估计所述电机的转矩，并基于估计出的转矩，抑制转矩脉动，

在所述死时间干扰补偿电压调整模式的工作完成后，转移到所述转矩脉动抑制控制模式。

发明的效果

除了能够基于电气状态量的观测来简易地进行死时间干扰补偿的效果以外，还具有以下效果：能够在互不干扰的情况下，执行基于电气状态量观测的死时间干扰补偿和机械状态量的估计这两个动作。

附图说明

图1是说明死时间干扰电压的概要的图。

图2是示出本发明的电机控制装置的第1工作模式的结构的一例的框图。

图3是示出本发明的电机控制装置的第1工作模式的结构的另一例的框图。

图4是示出本发明的电机控制装置的第2工作模式的结构的框图。

图5是示出本发明的电机控制装置的第1工作模式中的存储单元所存储的死时间干扰补偿电压映射图的一例的图。

图6是说明本发明的电机控制装置的第1工作模式中的存储单元的工作原理的图。

图7是示出作为电机常数的电感L相对于指令电流振幅值的特性的一例的图。

图8是示出作为电机常数的转矩常数Kt相对于指令电流振幅值的特性的一例的图。

具体实施方式

实施方式1.

图2、图3和图4是示出本发明中的第1实施方式的一例的框图。本实施方式具备如下两个工作模式：由图2、图3表示的作为第一工作模式的死时间干扰补偿电压调整模式、和由图4表示的作为第二工作模式的机械状态量估计模式。并且，具备以下序列：在首先进行了作为死时间干扰补偿电压调整模式的动作后，转移到机械状态量估计模式。

以具备转矩脉动抑制控制模式来作为机械状态量估计模式的装置为例进行说明，在转矩脉动抑制控制模式中，估计电机的转矩，并根据估计出的转矩，抑制转矩脉动。

在图2和图3中，电机控制装置具有电流控制部1、dq－三相转换器2、三相－dq转换器3、电力转换器4、电流检测部5、减法器6和7、旋转位置检测器8、死时间干扰补偿电压修正部100。并且，经由电力转换器4控制作为交流旋转机的PM电机(以下简称作电机)9。

此外，向死时间干扰电压补偿部11输入由电流检测部5检测出的三相输出电流[i]，基于三相输出电流[i]，生成并输出由式(2)表示的三相矩形波的死时间干扰补偿电压[v^＊ _Td]，并输入到加法器12。

在本实施方式中，通过电流控制部1、dq－三相转换器2、三相－dq转换器3、电力转换器4、电流检测部5、减法器6和7、旋转位置检测器8、电机9以及死时间干扰电压补偿部11、加法器12，形成电机的转矩控制装置(在本实施方式中，能够将其改称为电流控制装置)的结构，由这些部件进行转矩控制(在本实施方式中，能够将其改称为电流控制)来驱动电机9，使得基于q轴电流指令值iq^＊和d轴电流指令值id^＊与q轴电流检测值iq和d轴电流检测值id各自的差分，流过与iq＊和id＊相等的电流，并产生与转矩指令值τ^＊相等的转矩(关于转矩控制动作(或电流控制动作)的详细情况，例如参照非专利文献1)。

此外，转矩指令值τ^＊与q轴电流指令值iq^＊之间的关系如以下的式(3)那样表示。

【数式3】

数式3

其中，Kt表示电机的转矩常数，Pm表示极对数，φf表示磁通。

首先，对作为第1工作模式的死时间干扰补偿电压调整模式的动作进行说明。

在本电机控制装置中，设定了具有以下的(a)、(b)、(c)这3个特征的死时间干扰补偿电压取得用运转形态。

(a)电机9被赋予不是0的规定的旋转速度ω_td以上的速度来进行了旋转。

(b)设q轴电流指令值iq^＊为0。

(c)设定多个值作为d轴电流指令值id^＊，在各个id^＊下反复进行本工作模式的动作。

在本工作模式中，设为按照该死时间干扰电压取得用运转形态，设定各指令值，并驱动电机9。对此时的死时间干扰补偿电压修正部100的动作进行说明。

在感应电压估计部10中，基于电机常数、由d轴电流检测值id和q轴电流检测值iq构成的向量[i_dq]、由对电机9的电压指令值vd^＊，vq^＊构成的向量[v*_dq]、和由编码器等的旋转位置检测器8检测到的电机的电气角θ_re，通过以下的式(4)的运算，估计作为电机的估计感应电压的感应电压估计值向量[e_dq]。

【数式4】

数式4

这里，R表示电机的绕组电阻，L表示自电感，Pm表示极对数，s表示微分运算符，I表示单位矩阵，J表示替代矩阵，ω_rm表示机械角速度，ω_re表示电气角速度。

并且，将感应电压估计值向量[e_dq]输入到死时间干扰补偿电压存储部101。接着，说明死时间干扰补偿电压存储部101的动作。对于感应电压估计值向量[e_dq]中的d轴感应电压估计值e_d的基波成分e_d_bar，通过以下的式(5)的运算，求出死时间干扰补偿电压振幅误差ΔV_Td。

【数式5】

数式5

在多个id^＊中的各id^＊的情况下，分别重复以上的动作。并且，例如使用线性插值等任意的近似方法，生成图5所示那样的ΔV_Td相对于由id^＊、iq^＊构成的电机的电流振幅指令值i*(参照下述式(6)参照)的映射图，并存储到死时间干扰补偿电压存储部101中。

【数式6】

数式6

在后述的第二工作模式中分别设定id^＊、iq^＊的值来进行电机控制的情况下，通过式(6)计算上述i*，并根据映射图调用与其对应的值。并且，如图3所示，将该存储部所存储的映射图的值输入到死时间干扰电压补偿部11，并以确定针对i*的新的电压指令值[v*_Td]的方式进行设定，由此本工作模式的动作结束，并转移到第二工作模式。

以下，说明式(5)的原理。

当前，在死时间干扰电压补偿部11中进行了基于式(2)的死时间干扰电压补偿，但如已述那样，式(2)所使用的死时间干扰补偿电压振幅V_Td具有由于电力转换器的开关元件等的延迟而造成的误差ΔV_Td，因此需要以该值对V_Td进行修正。

这里，式(4)中的[i_dq]包含基于电压指令值的驱动电流[i*_M]和由于死时间干扰电压而产生的干扰电流[i*_Td]，因此感应电压估计值向量[e_dq]包含基于[i*_Td]的误差电压。

另外，如果仅着眼于感应电压的基波成分，则d轴上的感应电压为0，因此如果从d轴感应电压估计值e_d的基波成分e_d_bar减去d轴上的感应电压的基波成分0，则能够求出基于[i*_Td]的感应电压估计值的基波成分的估计误差。

另一方面，在本实施方式1中，设d轴电流指令值id^＊为任意的某个固定值、设q轴电流指令值iq^＊为0来进行电流控制。此时，考虑在dq轴上表示的死时间干扰电压的影响。可知由于式(1)中的[v_Td]的三相―dq转换，如图6所示，该影响在通电的轴上，表现为半波状的干扰(参照图中的用符号“S”示出的曲线)，在未通电的轴上，表现为锯齿波状的干扰(参照图中的用符号“T”示出的线)。

这里，图6是在ΔV_Td＝V_Td的情况下，示出在dq轴观察到的ΔV_Td的影响的图表，纵轴表示作为归一化的功率的用p.u.单位示出的ΔV_Td/V_Td的值，横轴表示用弧度(rad)单位示出的电气角相位。图中的用符号“S”示出的曲线表示通电轴的误差电压(半波状)，用符号“Sa”示出的虚线表示该误差电压的平均值(单位：p.u.)。此外，用符号“T”示出的线表示非通电时的误差电压，是锯齿波状的。

因此，根据图6可知，如果仅观察基波成分的误差(参照图中的箭头A)，其影响仅表现在通电的轴上。

如果简单计算图6中的半波状的误差电压的直流值，则图6中的半波的波峰的值用以下所示的式(7)给出，波谷的值用式(8)给出。

【数式7】

数式7

【数式8】

数式8

因此，在电气角相位中在π/2与π/3之间取值(取相加平均)时，(π/2+π/3)/2＝5π/12，因此所求出的电流值成为下式(9)(参照图中的作为误差电压平均值的直线Sa)。

【数式9】

数式9

因此，在仅着眼于估计感应电压的基波成分的误差电压、与作为三相矩形波的死时间干扰补偿电压振幅误差ΔV_Td之间，以下的式(10)成立。

【数式10】

数式10

由该式(10)导出式(5)。

接着，说明作为第2工作模式的转矩脉动抑制控制模式的动作。

这是估计机械状态量的技术的应用例之一，能够基于电机的转矩的估计值，抑制转矩脉动。

在图4中，电机控制装置与第一工作模式相比，新具备加法器13和转矩脉动补偿部200，转矩脉动补偿部200具备感应电压估计部10和转矩脉动补偿指令生成部201。

在本工作模式中，向死时间干扰补偿电压存储部101输入dq轴电流指令值id^＊、iq^＊，并将与其对应的ΔV_Td输入到死时间干扰电压补偿部11。

并且，在死时间干扰电压补偿部11中，替代式(2)，而使用以下的式(11)，生成对死时间干扰补偿电压振幅V_Td进行修正后的死时间干扰补偿电压v^＊ _Td，并输出到加法器12，进行死时间干扰补偿。

【数式11】

数式11

接着，说明本工作模式中的转矩脉动抑制控制的动作、即转矩脉动补偿部200的动作。

在感应电压估计部10中，与第一工作模式同样地，计算感应电压估计值向量[e_dq]，并输入到转矩脉动补偿指令生成部201。在转矩脉动补偿指令生成部201中，基于感应电压估计值向量[e_dq]和dq轴检测电流[i_dq]，通过以下的式(12)，估计电机的转矩τ。

【数式12】

数式12

这里，[i^T _dq]表示向量[i_dq]的倒置。

并且，提取转矩估计值τ所包含的振动成分，计算使得抵消该振动的转矩脉动补偿信号iq^* _rip，并输入到加法器13。另外，关于基于该转矩估计值τ的转矩脉动补偿信号τ^* _rip的生成方法，存在多个公知技术，但在本发明中能够使用任意的公知技术。

加法器13将转矩脉动补偿信号iq^* _rip与q轴电流指令值iq^*相加，并将其值作为新的q轴电流指令值输入到减法器6。由此，在电机9中，除了基于q轴电流指令值iq^*(即，转矩指令τ^*)的转矩以外，还与转矩脉动相反相位地产生基于转矩脉动补偿信号iq^* _rip的脉动转矩，该脉动转矩和转矩脉动相互抵消，从而抑制了转矩脉动。

感应电压估计值向量[e_dq]和基于其而由式(4)计算的估计转矩包含与转矩脉动同步的振动成分，作为其主要成分的6f成分成为基于死时间干扰电压的成分和电机自身所产生的成分的重合，从而难以仅提取电机自身所产生的成分。

但是，在本实施方式中，使用了在第一工作模式下的动作时所存储的死时间干扰电压补偿值的死时间干扰补偿起作用，由此基于死时间干扰电压的6f成分被抵消，因此能够仅提取电机自身所产生的6f成分。

此外，在取得第一工作模式下的死时间干扰补偿电压振幅误差ΔV_Td时，仅d轴通电，因此能够在不使电机9产生转矩的情况下进行动作。

此外，在第二工作模式下，感应电压估计部10不干预死时间干扰电压补偿动作，因此死时间干扰补偿动作不会干扰到转矩脉动抑制控制。

此外，例如图7所示，在已知晓作为电机常数的L相对于电流的依存特性(参照图中的用符号“Lv”示出的实线。虚线“Lc”表示L不依存于电流的情况下的特性)的情况下，通过结合在死时间干扰补偿电压取得用运转形态下设定id^＊、iq^＊，在感应电压估计部10中，还能够通过将针对由id^＊、iq^＊构成的电流振幅指令值i*的L的值设定为Lv，排除由于电机的参数变动而引起的干扰的影响，从而能够使性能提高。

如上所述，在本实施方式中，通过依次执行从第一工作模式至第二工作模式的各序列，除了能够基于电气状态量的观测来简易地进行死时间干扰补偿的效果以外，还具有以下效果：能够在互不干扰的情况下，执行基于电气状态量观测的死时间干扰补偿和机械状态量的估计。

实施方式2.

本实施方式与第一实施方式同样，具备如下两个工作模式：由图2、图3表示的作为第一工作模式的死时间干扰补偿电压调整模式；和由图4表示的作为第二工作模式的机械状态量估计模式。并且，具备以下序列：在首先进行了作为死时间干扰补偿量存储模式的动作后，转移到机械状态量估计模式。

在本实施方式2中，在死时间干扰补偿电压调整模式中，设定了具有与第一实施方式不同的以下的(d)、(e)、(f)这3个特征的死时间干扰补偿电压取得用运转形态。

(d)电机9被赋予不是0的某个旋转速度ω_td以上的速度来进行旋转。

(e)设d轴电流指令值id^＊为0。

(f)设定多个值作为q轴电流指令值iq^＊，在各个iq^＊下反复进行本工作模式的动作。

如上所述，主要进行基于q轴的通电的动作。在感应电压估计部10中，计算基于式(4)的感应电压估计值向量[e_dq]，并输入到死时间干扰补偿电压存储部101。

这里，在死时间干扰补偿电压存储部101中，针对[e_dq]中的q轴感应电压估计值e_q的基波成分e_q_bar，替代式(5)，进行以下的式(13)的运算。

【数式13】

数式13

在多个iq^＊中的各iq^＊的情况下，分别重复以上的动作，在所有情况下，计算基于式(13)的死时间干扰补偿电压振幅误差ΔV_Td。并且，使用线性插值等任意的近似方法，生成ΔV_Td相对于由id^＊、iq^＊构成的电流振幅指令值i*的映射图，并存储到存储部中，由此本工作模式的动作结束，并转移到第二工作模式。

这里，对于式(13)的原理，基本上与式(5)的情况相同。即，设q轴电流指令值iq^＊为任意的某个固定的值、d轴电流指令值id^＊为0来进行了电流控制，因此感应电压估计值的基波成分的估计误差仅在[e_dq]中的q轴成分中表现出。

另一方面，如果仅着眼于感应电压的基波成分，则q轴上的感应电压根据磁石磁束φ_f和电气角旋转速度ω_re而被表示为ω_reφ_f，因此如果从q轴感应电压估计值e_d的基波成分e_q_bar减去q轴上的感应电压的基波成分ω_reφ_f，则能够求出感应电压估计值的基波成分的估计误差。

因此，在本实施方式中，在仅着眼于估计感应电压的基波成分的误差电压、与作为三相矩形波的死时间干扰电压振幅误差ΔV_Td之间，以下的等式成立。

【数式14】

数式14

由式(14)导出式(13)。

此外，关于作为第二工作模式的转矩脉动抑制控制模式，进行与第一实施方式相同的动作。

此外，例如图7所示，在已知晓作为电机常数的L相对于电流的依存特性(参照图中的用符号“Lv”示出的实线)的情况下，通过结合在死时间干扰补偿电压取得用运转形态下设定id^＊、iq^＊，在感应电压估计部10和死时间干扰补偿电压存储部101中，还能够通过将针对由id^＊、iq^＊构成的电流振幅指令值i*的L的值设定为Lv，排除由于电机的参数变动而引起的干扰的影响，从而能够使性能提高。

或者，在针对具有转矩相对于由id^＊、iq^＊构成的电流振幅指令值i*是饱和的性质的电机，已知晓转矩相对于该电流的饱和特性(参照图中的用符号“Ktv”示出的实线。虚线“Ktc”表示Kt不依存于电流的情况下的特性)的情况下，能够以图8所示那样的形式，将其表现为转矩常数Kt相对于i*的饱和曲线Ktv。如式(3)所示，由于φf＝Kt/Pm，因此通过对式(13)中的φf，使用基于图8所示的Kt的饱和曲线Ktv而作为φf＝Kt/Pm求出的、针对各电流振幅指令值i*的φf，能够排除由于电机的参数变动而引起的干扰的影响，从而能够使性能提高。

如上所述，在本实施方式中，通过与第一实施方式同样，依次执行从第一工作模式至第二工作模式的各序列，除了能够基于电气状态量的观测来简易地进行死时间干扰补偿的效果以外，还具有以下效果：能够在互不干扰的情况下，执行基于电气状态量观测的死时间干扰补偿和机械状态量的估计。另外，本发明在其发明的范围内，可以自由组合各实施方式，或对各实施方式适当地进行变形、省略。

标号说明

1：电流控制部；2：dq-3相转换器；3：3相-dq转换器；4：电力转换器；5：电流检测部；6、7：减法器；8：旋转位置检测器；9：PM电机(电机)；10：感应电压估计部；11：死时间干扰电压补偿部；12、13：加法器；100：死时间干扰补偿电压修正部；101：死时间干扰补偿电压存储部；200：转矩脉动补偿部；201：转矩脉动补偿指令生成部。

Claims

1.一种电机控制装置，其特征在于，具备：

旋转位置检测器，其检测电机的旋转位置；

该电机控制装置具有如下两个工作模式：

2.根据权利要求1所述的电机控制装置，其特征在于，具备转矩脉动补偿部，所述转矩脉动补偿部包含：

所述感应电压估计部；以及

转矩脉动补偿指令生成部，其根据由该感应电压估计部估计出的感应电压，抑制所述电机产生的转矩脉动。

3.根据权利要求2所述的电机控制装置，其特征在于，

在所述死时间干扰补偿电压调整模式中，所述转矩脉动补偿指令生成部处于休止状态，所述死时间干扰补偿电压修正部在被输入所述电机的运转形态，并且所述电机按照该运转形态进行驱动的状态下进行动作，在所述死时间干扰补偿电压存储部中，基于计算出的死时间干扰补偿电压的误差，生成与所述电流指令值对应的死时间干扰补偿电压修正映射图并进行存储，

在所述转矩脉动抑制控制模式中，从所述死时间干扰补偿电压存储部输出与在所述死时间干扰补偿电压调整模式中存储的所述电流指令值对应的死时间干扰补偿电压修正值，并输入到所述死时间干扰电压补偿部，在通过修正后的死时间干扰补偿电压补偿了死时间干扰电压的状态下，所述转矩脉动补偿指令生成部执行动作而进行转矩脉动抑制控制。

4.根据权利要求1～3中的任意一项所述的电机控制装置，其特征在于，

在所述电机的运转形态中，对所述电机赋予不是零的某个固定值以上的速度，把q轴电流指令值设为零而不进行通电，并设定多个电流指令值作为d轴电流指令值。

5.根据权利要求1～3中的任意一项所述的电机控制装置，其特征在于，

在所述电机的运转形态中，对所述电机赋予不是零的某个固定值以上的速度，把d轴电流指令值设为零而不进行通电，并设定多个电流指令值作为q轴电流指令值。

6.根据权利要求1～3中的任意一项所述的电机控制装置，其特征在于，

所述死时间干扰补偿电压的运算单元计算死时间干扰电压补偿值，作为3相电压的振幅值。

7.根据权利要求1～3中的任意一项所述的电机控制装置，其特征在于，

在所述死时间干扰补偿电压调整模式中，在仅通以d轴电流的情况下，通过式(5)计算死时间干扰补偿电压修正值ΔV_Td，并且在仅通以q轴电流的情况下，通过式(13)计算死时间干扰补偿电压修正值ΔV_Td，

【数式5】

数式5

【数式13】

数式13

其中，e_{d_bar}是指由所述感应电压估计部估计的所述感应电压的感应电压估计值向量中的d轴感应电压估计值的基波成分，

e_{q_bar}是指由所述感应电压估计部估计的所述感应电压的感应电压估计值向量中的q轴感应电压估计值的基波成分，

ω_re是指电气角旋转速度，

φ_f是指磁石磁束。

8.根据权利要求1～3中的任意一项所述的电机控制装置，其特征在于，

所述感应电压估计部使所述电机的电感或转矩常数依存于所述电流指令值而改变。