WO2018016356A1 - 電動パワーステアリング装置 - Google Patents

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WO2018016356A1
WO2018016356A1 PCT/JP2017/025006 JP2017025006W WO2018016356A1 WO 2018016356 A1 WO2018016356 A1 WO 2018016356A1 JP 2017025006 W JP2017025006 W JP 2017025006W WO 2018016356 A1 WO2018016356 A1 WO 2018016356A1
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WO
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command value
phase
dead time
time compensation
inverter
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PCT/JP2017/025006
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English (en)
French (fr)
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博明 高瀬
亮 皆木
澤田　英樹
孝義 菅原
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日本精工株式会社
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    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple

Definitions

  • the driving of the three-phase brushless motor is vector-controlled by the dq axis rotation coordinate system, and is calculated by the inverter applied voltage sensitive compensation amount calculation unit based on the current command value model obtained by converting the dq axis current command value into the three phases.
  • the dead time compensation amount is processed with a compensation code based on the dq-axis current command value and added to the dq-axis voltage command value or the three-phase voltage command value to compensate for the inverter dead time, and is smooth and free of steering noise
  • the present invention relates to an electric power steering apparatus capable of assist control.
  • An electric power steering device that applies a steering assist force (assist force) to a steering mechanism of a vehicle by a rotational force of a motor transmits a driving force of a motor as an actuator to a transmission mechanism such as a gear or a belt via a reduction gear.
  • a steering assist force is applied to the steering shaft or the rack shaft.
  • Such a conventional electric power steering apparatus performs feedback control of the motor current in order to accurately generate the torque of the steering assist force.
  • the motor applied voltage is adjusted so that the difference between the steering assist command value (current command value) and the motor current detection value is small.
  • the adjustment of the motor applied voltage is generally performed by PWM (pulse width). Modulation) is done by adjusting the duty of control.
  • the general configuration of the electric power steering apparatus will be described with reference to FIG. 6b is further connected to the steering wheels 8L and 8R via hub units 7a and 7b.
  • the column shaft 2 is provided with a steering angle sensor 14 for detecting the steering angle ⁇ of the handle 1 and a torque sensor 10 for detecting the steering torque Th of the handle 1 to assist the steering force of the handle 1.
  • a motor 20 is connected to the column shaft 2 via the reduction gear 3.
  • the control unit (ECU) 30 that controls the electric power steering apparatus is supplied with electric power from the battery 13 and also receives an ignition key signal via the ignition key 11.
  • the control unit 30 calculates the current command value of the assist (steering assistance) command based on the steering torque Th detected by the torque sensor 10 and the vehicle speed Vs detected by the vehicle speed sensor 12, and the calculated current command value
  • the current supplied to the motor 20 is controlled by the voltage control command value Vref for which compensation has been applied.
  • the steering angle sensor 14 is not essential and may not be provided, and the steering angle (motor rotation angle) ⁇ can be obtained from a rotation sensor such as a resolver connected to the motor 20.
  • the control unit 30 is connected to a CAN (Controller Area Network) 40 that exchanges various vehicle information, and the vehicle speed Vs can be received from the CAN 40.
  • the control unit 30 can be connected to a non-CAN 41 that exchanges communications, analog / digital signals, radio waves, and the like other than the CAN 40.
  • control unit 30 is mainly composed of a CPU (Central Processing Unit) (including MPU (Micro Processor Unit), MCU (Micro Controller Unit), etc.).
  • CPU Central Processing Unit
  • MPU Micro Processor Unit
  • MCU Micro Controller Unit
  • FIG. 2 A general function to be executed is shown in FIG. 2, for example.
  • the function and operation of the control unit 30 will be described with reference to FIG. 2.
  • the steering torque Th from the torque sensor 10 and the vehicle speed Vs from the vehicle speed sensor 12 are input to the steering assist command value calculation unit 31 to calculate the steering assist command value.
  • the unit 31 calculates a steering assist command value Iref1 using an assist map or the like based on the steering torque Th and the vehicle speed Vs.
  • the calculated steering assist command value Iref1 is added by the adder 32A and the compensation signal CM from the compensator 34 for improving characteristics, and the added steering assist command value Iref2 limits the maximum value by the current limiter 33.
  • the current command value Irefm whose maximum value is limited is input to the subtraction unit 32B, and is subtracted from the motor current detection value Im.
  • the duty command value is input to the PWM controller 36 together with the CF, and the duty command value is calculated, and the motor 20 is PWM driven via the inverter 37 with the PWM signal from which the duty command value is calculated.
  • the motor current value Im of the motor 20 is detected by the motor current detector 38, and is input to the subtraction unit 32B and fed back.
  • the compensation unit 34 adds the detected or estimated self-aligning torque (SAT) to the inertia compensation value 342 by the addition unit 344, and further adds the convergence control value 341 to the addition result by the addition unit 345, and the addition The result is input to the adder 32A as a compensation signal CM to improve the characteristics.
  • SAT detected or estimated self-aligning torque
  • the current waveform is distorted, and the current control response and steering feel deteriorate.
  • the current control response and steering feel deteriorate.
  • the steering is slowly performed with the steering wheel in the vicinity of the on-center, discontinuous steering feeling due to torque ripple or the like occurs.
  • the back electromotive voltage of the motor during middle / high speed steering and the interference voltage between the windings act as disturbances on the current control, the followability and the steering feeling during turn-back steering are deteriorated. Steering noise also deteriorates during medium and high speed steering.
  • the q axis that controls the torque which is the coordinate axis of the rotor of the three-phase brushless motor, and the d axis that controls the strength of the magnetic field are set independently, and the dq axis is in a 90 ° relationship.
  • a vector control method for controlling current corresponding to an axis (d-axis current command value and q-axis current command value) is known.
  • FIG. 3 shows a configuration example when the three-phase brushless motor 100 is driven and controlled by the vector control method, and is calculated by a steering assist command value calculation unit (not shown) based on the steering torque Th, the vehicle speed Vs, and the like.
  • the two-axis (dq-axis coordinate system) steering assist command value is calculated, and the two-axis d-axis current command value i d * and q-axis current command value i q * whose maximum values are restricted are subtracted by the subtractor 131d and
  • the current deviations ⁇ i d * and ⁇ i q * which are input to 131q and obtained by the subtraction units 131d and 131q are input to the PI control units 120d and 120q, respectively.
  • the voltage command values v d and v q PI-controlled by the PI control units 120d and 120q are input to the subtraction unit 141d and the addition unit 1421q, respectively, and the command voltages ⁇ v d and ⁇ v obtained by the subtraction unit 141d and the addition unit 141q are obtained.
  • q is input to the dq axis / 3-phase AC converter 150.
  • the voltage command values Vu * , Vv * , Vw * converted into three phases by the dq-axis / 3-phase AC converter 150 are input to the PWM controller 160, and the calculated three-phase duty command values (Duty u , Duty u
  • the motor 100 is driven via an inverter (inverter applied voltage VR) 161 having a bridge configuration of upper and lower arms as shown in FIG. 4 by a PWM signal based on v , Duty w ).
  • the upper arm is composed of FETs Q1, Q3, and Q5 as switching elements, and the lower arm is composed of FETs Q2, Q4, and Q6.
  • the three-phase motor currents i u , i v , i w of the motor 100 are detected by the current detector 162, and the detected three-phase motor currents i u , i v , i w are supplied to the three-phase AC / dq axis converter 130. is input, the subtracted input to each of the feedback current i d and i q of the transformed two-phase subtracting unit 131d and 131q at 3-phase AC / dq axis conversion section 130, input to the dq decoupling control unit 140 Is done.
  • a rotation sensor or the like is attached to the motor 100, and the motor rotation angle ⁇ and the motor rotation number (rotation speed) ⁇ are output from the angle detection unit 110 that processes the sensor signal.
  • the motor rotation angle ⁇ is input to the dq axis / three-phase AC conversion unit 150 and the three-phase AC / dq axis conversion unit 130, and the motor rotation speed ⁇ is input to the dq non-interference control unit 140.
  • Two-phase voltages v d1 * and v q * from the dq non-interference control unit 140 are input to the subtraction unit 141 d and the addition unit 141 q, respectively, and the voltage command value ⁇ v d obtained by the subtraction unit 141 d and the addition unit 141 q are obtained.
  • the voltage command value ⁇ v q obtained in step (2) is input to the dq axis / 3-phase AC converter 150.
  • Such a vector control type electric power steering device is a device that assists the driver's steering, and at the same time, the sound, vibration, ripple, etc. of the motor are transmitted to the driver as a sense of force through the steering wheel.
  • FETs are used as power devices for driving the inverter, and the motor is energized.
  • upper and lower arms are connected in series for each phase as shown in FIG. FET is used.
  • the FETs on the upper and lower arms are alternately turned ON / OFF alternately, but the FET is not an ideal switch, and does not turn ON / OFF instantaneously according to the command of the gate signal, requiring a turn-on time or a turn-off time.
  • the ON command is issued to the upper FET and the turn-on time is short (for example, 100 ns)
  • the FET is immediately turned on and the lower FET If the turn-off time is long even if an OFF command is issued (for example, 400 ns), the FET is not immediately turned OFF, and the upper FET is instantaneously turned ON and the lower FET is ON (for example, ON for 400 ns to 100 ns) -ON) may occur.
  • an ON signal is given to the gate drive circuit after a predetermined time called a dead time so that the upper arm FET and the lower arm FET are not turned ON at the same time. Since this dead time is non-linear, the current waveform is distorted, the response performance of the control is deteriorated, and sound, vibration, and ripple are generated.
  • the arrangement of the motor directly connected to the gear box connected to the steering wheel and the steel column shaft is very close to the driver due to its structure, resulting in the motor. Noise, vibration, ripple, etc. need to be considered especially compared to the downstream assist type electric power steering device.
  • the timing at which the dead time occurs is detected and the compensation value is added, or the dead time is compensated by a disturbance observer on the dq axis in current control.
  • Patent Document 1 An electric power steering device that compensates for the dead time of an inverter is disclosed in, for example, Japanese Patent No. 4681453 (Patent Document 1) and Japanese Patent Application Laid-Open No. 2015-171251 (Patent Document 2).
  • Patent Document 1 a current command value is input to a reference model circuit of a current control loop including a motor and an inverter, a model current is created based on the current command value, and the effect of the inverter dead time is compensated based on the model current.
  • a dead band compensation circuit is provided.
  • Patent Document 2 includes a dead time compensation unit that performs correction based on the dead time compensation value for the duty command value, and calculates a basic compensation value that is a basic value of the dead time compensation value based on the current command value.
  • a basic compensation value calculation unit and a filter unit that performs filtering processing corresponding to the LPF on the basic compensation value.
  • the apparatus of Patent Document 1 is a method for estimating a compensation code by using a calculation of a dead time compensation amount based on the magnitude of a q-axis current command value and a three-phase current reference model.
  • the output value of the compensation circuit When the output value of the compensation circuit is below a predetermined fixed value, it is a change value proportional to the model current.
  • the output value When the output value is above the predetermined fixed value, it is the sum of the fixed value and the change value proportional to the model current.
  • tuning work is required to determine the hysteresis characteristic for outputting a predetermined fixed value.
  • the device of Patent Document 2 when determining the dead time compensation value, performs dead time compensation with the q-axis current command value and the compensation value obtained by LPF processing of the q-axis current command value.
  • the dead time compensation value is not manipulated for a correct voltage command.
  • the present invention has been made under the circumstances as described above, and an object of the present invention is to provide a vector control type electric power steering apparatus that does not require tuning work, compensates for inverter dead time, and improves current waveform distortion.
  • An object of the present invention is to provide an electric power steering device that improves the responsiveness of current control and suppresses sound, vibration, and ripple.
  • the present invention converts a dq-axis current command value calculated based on at least a steering torque into a three-phase duty command value, drives and controls a three-phase brushless motor by a PWM control inverter, and assists the vehicle steering mechanism with an assist torque.
  • the vector control-type electric power steering apparatus that provides the above-mentioned object of the present invention is to estimate a compensation code of a three-phase current model command value obtained by converting the dq-axis current command value into a three-phase current command value model, A dead time compensation amount is calculated based on an inverter applied voltage, and a dead time compensation value obtained by converting the dead time compensation amount by multiplying the compensation code into two phases is added to a dq-axis voltage command value. This is achieved by performing dead time compensation.
  • the present invention also converts a dq-axis current command value calculated based on at least the steering torque into a three-phase voltage command value, calculates a duty command value based on the three-phase voltage command value, and outputs an inverter for PWM control.
  • the present invention relates to a vector control type electric power steering apparatus that drives and controls a three-phase brushless motor by means of, and applies assist torque to a steering mechanism of a vehicle.
  • the dead time compensation value obtained by multiplying the dead time compensation amount by the compensation code is calculated. This is achieved by adding to the phase voltage command value to compensate for the inverter dead time.
  • the dq-axis current command value is converted into a three-phase current model command value, the compensation code is estimated, and the inverter dead time compensation amount calculated from the inverter applied voltage is calculated. Then, based on the dead time compensation amount, the dead time compensation value by the estimated compensation code is converted into two phases and added to the voltage command value on the dq axis (feed forward), or the dead time by the estimated compensation code The compensation value is compensated by adding (feed forward) to the three-phase voltage command value.
  • the inverter dead time can be compensated on the dq axis or on the three phases without any tuning work, and the distortion of the current waveform can be improved and the response of the current control can be improved.
  • the present invention has an advantage that compensation can be performed simply because there is little phase shift even in the high-speed steering region. Since the compensation method does not change even with d-axis control, compensation can be simply performed.
  • the dead time compensation value is set as a three-phase current based on the dq axis current command value
  • the compensation code is estimated, the inverter dead time compensation amount calculated from the inverter applied voltage is calculated, the dead time compensation value by the estimated compensation code is converted into two phases, and the dq axis
  • dead time compensation is performed.
  • the inverter dead time can be compensated on the dq axis or three-phase alternating current without tuning work, and the distortion of the current waveform can be improved and the response of current control can be improved.
  • FIG. 5 shows the overall configuration (first embodiment) of the present invention corresponding to FIG. 3, and a dead time compensation unit 200 for calculating dead time compensation values v d * and v q * on the dq axis is shown.
  • the dead time compensation unit 200 is supplied with a d-axis current command value i d * and a q-axis current command value i q * , as well as a motor rotation angle ⁇ and a motor rotation speed ⁇ .
  • the inverter applied voltage VR applied to the inverter 161 is input to the dead time compensation unit 200.
  • the d-axis current command value i d * and the q-axis current command value i q * which are limited in the maximum value of the steering assist command value calculated by the steering assist command value calculation unit (not shown), are subtracted units 131d and 131q, respectively.
  • the subtracters 131d and 131q calculate current deviations ⁇ i d * and ⁇ i q * from the feedback currents i d and i q .
  • the calculated current deviation ⁇ i d * is input to the PI control unit 120d, and the calculated current deviation ⁇ i q * is input to the PI control unit 120q.
  • the PI-controlled d-axis voltage command value v d and q-axis voltage command value v q are respectively input to addition units 121d and 121q, and dead time compensation values v d * and v q * from a dead time compensation unit 200 described later .
  • each compensated voltage value is input to the subtracting unit 141d and the adding unit 141q.
  • a voltage v d1 * from the dq non-interference control unit 140 is input to the subtraction unit 141d, and a voltage command value v d ** that is a difference between them is obtained, and a dq non-interference control unit is added to the addition unit 141q.
  • a voltage v q1 * from 140 is input, and a voltage command value v q ** is obtained as a result of the addition.
  • Voltage command values v d ** and v q ** compensated for dead time are converted from two phases of the dq axis to three phases of U phase, V phase, and W phase, and a spatial vector that superimposes the third harmonic Input to the modulation unit 300.
  • the three-phase voltage command values Vu * , Vv * , Vw * vector-modulated by the space vector modulation unit 300 are input to the PWM control unit 160, and the motor 100 passes through the PWM control unit 160 and the inverter 161 in the same manner as described above. Drive controlled.
  • the dead time compensation unit 200 includes an addition unit 201, a multiplication unit 202, an inverter applied voltage sensitive compensation amount calculation unit 210, a three-phase current command value model 220, a phase current compensation code estimation unit 221, a phase adjustment unit 230, a three-phase alternating current / The dq axis conversion unit 240 is configured.
  • the multiplication unit 202 and the three-phase AC / dq axis conversion unit 240 constitute a dead time compensation value output unit.
  • the motor rotation angle ⁇ is input to the addition unit 201, and the motor rotation number ⁇ is input to the phase adjustment unit 230.
  • the inverter applied voltage VR is input to the inverter applied voltage sensitive compensation amount calculation unit 210, and the motor rotation angle ⁇ m after phase adjustment calculated by the addition unit 201 is input to the three-phase current command value model 220.
  • the phase adjustment unit 230 is provided for the function of calculating the adjustment angle according to the motor rotation speed ⁇ .
  • the phase adjustment unit 230 has characteristics as shown in FIG. 6 in the case of the advance angle control, and the calculated phase adjustment angle ⁇ is input to the addition unit 201 and added to the detected motor rotation angle ⁇ .
  • the motor rotation angle ⁇ m ( ⁇ + ⁇ ) after phase adjustment, which is the addition result of the adder 201, is input to the three-phase current command value model 220 and also input to the three-phase AC / dq axis converter 240.
  • the dead time compensation amount DTC corresponding to the inverter applied voltage VR is calculated and varied.
  • the inverter applied voltage sensitive compensation amount calculation unit 210 that inputs the inverter applied voltage VR and outputs the dead time compensation amount DTC is configured as shown in FIG. 7, and the inverter applied voltage VR is limited in the maximum value by the input limiting unit 211.
  • the inverter application voltage VR 1 whose maximum value is limited is input to the inverter application voltage / dead time compensation amount conversion table 212.
  • the characteristics of the inverter applied voltage / dead time compensation amount conversion table 212 are, for example, as shown in FIG. That is, the dead time compensation amount DTC1 is constant up to a predetermined inverter applied voltage VR1, increases linearly (or nonlinearly) from the predetermined inverter applied voltage VR1 to the predetermined inverter applied voltage VR2 (> VR1), and exceeds the predetermined inverter applied voltage VR2. This is a characteristic that outputs a constant dead time compensation amount DTC2.
  • the d-axis current command value i d * and the q-axis current command value i q * are input to the three-phase current command value model 220 together with the motor rotation angle ⁇ m .
  • the three-phase current command value model 220 is a sine wave three-phase current whose phase is shifted by 120 [deg] as shown in FIG. 9 from the dq-axis current command values i d * and i q * and the motor rotation angle ⁇ m .
  • the model command value I cm is calculated or calculated by a table (see the following formulas 1 and 2).
  • the three-phase current model command value I cm differs depending on the motor type.
  • the table may be a type stored in an EEPROM (Electrically Erasable and Programmable Read-Only Memory) or a type developed on a RAM (Random Access Memory).
  • EEPROM Electrically Erasable and Programmable Read-Only Memory
  • RAM Random Access Memory
  • the three-phase current model command value I cm is input to the phase current compensation code estimation unit 221.
  • the phase current compensation code estimator 221 has a positive (+1) or negative ( ⁇ 1) compensation code with hysteresis characteristics shown in FIGS. 10 (A) and 10 (B) with respect to the input three-phase current model command value I cm .
  • the compensation code SN is estimated based on the point at which the three-phase current model command value I cm crosses zero, but has hysteresis characteristics to suppress chattering.
  • the estimated compensation code SN is input to the multiplication unit 202. Note that the positive / negative threshold value of the hysteresis characteristic can be changed as appropriate.
  • chattering occurs at low load. For example, torque ripple occurs when the handle is lightly turned left and right at the on-center.
  • a hysteresis is provided in the code determination ( ⁇ 0.25 [A] in FIG. 10), and the current code is maintained and chattering is suppressed unless the code changes beyond the set current value. To do.
  • Dead time compensation value DTCa are input to the three-phase AC / dq axis conversion section 240, three-phase AC / dq axis conversion section 240, the dead time compensation value of two phases in synchronism with the motor rotation angle ⁇ m v d * and v q * is output.
  • Dead time compensation values v d * and v q * are added to voltage command values v d and v q in adders 121 d and 121 q , respectively, and dead time compensation of inverter 161 is performed.
  • the dq-axis current command value is converted into a three-phase current model command value, the compensation code is estimated, and the inverter dead time compensation amount calculated from the inverter applied voltage is calculated and estimated.
  • the dead time compensation value by the compensation code is feedforward compensated to the voltage command value on the dq axis.
  • the three-phase current model command value is used, the dead time compensation amount is calculated from the inverter applied voltage VR, and the magnitude of the current command value (i d * , i q * ) and the inverter applied voltage VR Depending on the magnitude, the compensation value is variable so as to be in the optimum magnitude and direction.
  • the space vector modulation unit 300 converts a two-phase voltage (v d ** , v q ** ) in the dq axis space into a three-phase voltage (Vua, Vva, Vwa) and converts the three-phase voltage ( Vua, Vva, Vwa) may be provided with a function of superimposing the third harmonic on the output (V u * , V v * , V w * ), for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2017-70066, A space vector modulation method proposed in Japanese Patent Application No. 2015-239898 may be used.
  • the space vector modulation is based on the voltage command values v d ** and v q ** in the dq axis space, the motor rotation angle ⁇ , and the sector number n (# 1 to # 6) as shown below.
  • switching patterns S1 to S6 corresponding to sectors # 1 to # 6 for controlling ON / OFF of FETs (upper arms Q1, Q3, Q5, lower arms Q2, Q4, Q6) of the bridge configuration By supplying it to the motor, it has a function of controlling the rotation of the motor.
  • the voltage command values v d ** and v q ** are coordinate-converted into voltage vectors V ⁇ and V ⁇ in the ⁇ - ⁇ coordinate system based on Equation 3. The relationship between the coordinate axes used for this coordinate transformation and the motor rotation angle ⁇ is shown in FIG.
  • Equation 4 there is a relationship as shown in Equation 4 between the target voltage vector in the dq coordinate system and the target voltage vector in the ⁇ - ⁇ coordinate system, and the absolute value of the target voltage vector V is stored.
  • the output voltage of the inverter is changed according to the switching patterns S1 to S6 of the FETs (Q1 to Q6) according to the eight kinds of discrete reference voltage vectors V0 to V7 (shown in the space vector diagram of FIG. This is defined by non-zero voltage vectors V1 to V6 and zero voltage vectors V0 and V7) having phases different by ⁇ / 3 [rad].
  • the selection of the reference output voltage vectors V0 to V7 and the generation time thereof are controlled.
  • the space vector can be divided into six sectors # 1 to # 6 using six regions sandwiched between adjacent reference output voltage vectors, and the target voltage vector V is set to the sector # 1 to # 6. It belongs to any one and can be assigned a sector number.
  • the target voltage vector V which is a combined vector of V ⁇ and V ⁇ , exists in the sector as shown in FIG. 13 divided into regular hexagons in the ⁇ - ⁇ space depends on ⁇ of the target voltage vector V. It can be obtained based on the rotation angle ⁇ in the ⁇ coordinate system.
  • FIG. 14 shows switching pulses in the ON / OFF signals S1 to S6 (switching patterns) for the FET in order to output the target voltage vector V from the inverter in the digital control by the inverter switching patterns S1, S3, and S5 in the space vector control.
  • a basic timing chart for determining the width and its timing is shown. Space vector modulation is performed within the sampling period Ts every prescribed sampling period Ts, and the calculation result is converted into each switching pulse width and timing in the switching patterns S1 to S6 in the next sampling period Ts. And output.
  • Signals S1, S3 and S5 indicate gate signals of the FETs Q1, Q3 and Q5 corresponding to the upper arm.
  • the horizontal axis indicates time, and Ts corresponds to the switching period and is divided into 8 periods, and T0 / 4, T1 / 2, T2 / 2, T0 / 4, T0 / 4, T2 / 2, T1 / 2 And T0 / 4.
  • the periods T1 and T2 are times depending on the sector number n and the rotation angle ⁇ , respectively.
  • the dead time compensation of the present invention is applied on the dq axis, and the dead time compensation value waveform (U phase waveform) obtained by dq axis / 3 phase conversion of only the dead time compensation value is shown by the broken line in FIG.
  • U phase waveform the dead time compensation value waveform obtained by dq axis / 3 phase conversion of only the dead time compensation value
  • Such a third-order component is removed from the waveform.
  • V phase and the W phase By applying space vector modulation instead of dq axis / 3-phase conversion, it is possible to superimpose third-order harmonics on a three-phase signal, and to compensate for third-order components that are lost due to three-phase conversion. It is possible to generate an ideal dead time compensation waveform as shown by the solid line in FIG.
  • FIG. 16 and 17 are simulation results showing the effect of the present invention (first embodiment), and FIG. 16 shows the U-phase current, d-axis current, and q-axis current when there is no dead time compensation.
  • FIG. 16 shows the U-phase current, d-axis current, and q-axis current when there is no dead time compensation.
  • the dead time compensation unit 200A does not include the three-phase AC / dq axis conversion unit 240, and therefore does not include the addition units 121d and 121q on the dq axis.
  • the adder 163U, 163V and 163W are provided in order to add (feed forward) the dead time compensation value based on the estimated compensation code to the three-phase voltage command value.
  • the three-phase dead time compensation values DTC a (DTC au , DTC av , DTC aw ) obtained by multiplying the dead time compensation amount DTC by the compensation code SN in the multiplier 202 are input to the adders 163U, 163V, and 163W, respectively.
  • the voltage command values Vu ** , Vv ** , and Vw ** that have been added and compensated for dead time are input to the PWM controller 160. Subsequent control operations are the same as described above.
  • the inverter applied voltage sensitive compensation amount calculation unit 210, the three-phase current command value model 220, the phase current compensation code estimation unit 221 and the phase adjustment unit 230 have the same characteristics and operations as those in the first embodiment.
  • the effect of is shown in FIG. 19 and FIG. 19 and 20 also show U-phase current as a representative.

Abstract

【課題】ベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置において、チューニング作業もなく、インバータのデッドタイムを補償し、電流波形の歪み改善と電流制御の応答性の向上を図り、音や振動、リップルを抑制した電動パワーステアリング装置を提供する。 【解決手段】演算されたｄｑ軸電流指令値を３相のDuty指令値に変換し、ＰＷＭ制御のインバータにより３相ブラシレスモータを駆動制御し、車両の操舵機構にアシストトルクを付与するベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置において、ｄｑ軸電流指令値を３相電流指令値モデルに変換した３相電流モデル指令値の補償符号を推定すると共に、インバータ印加電圧に基づいてデッドタイム補償量を演算し、デッドタイム補償量に補償符号を乗じて２相に変換したデッドタイム補償値をｄｑ軸電圧指令値に加算して、或いは３相のデッドタイム補償値を３相電圧指令値に加算して、インバータのデッドタイム補償を行う。

Description

電動パワーステアリング装置
　本発明は、３相ブラシレスモータの駆動をｄｑ軸回転座標系でベクトル制御すると共に、ｄｑ軸電流指令値を３相変換した電流指令値モデルに基づいて、インバータ印加電圧感応補償量演算部で演算されたデッドタイム補償量を、ｄｑ軸電流指令値に基づく補償符号で処理し、ｄｑ軸電圧指令値若しくは３相電圧指令値に加算してインバータのデッドタイム補償を行い、滑らかで操舵音のないアシスト制御を可能とした電動パワーステアリング装置に関に関する。
　車両のステアリング機構にモータの回転力で操舵補助力（アシスト力）を付与する電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）は、アクチュエータとしてのモータの駆動力を、減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に操舵補助力を付与するようになっている。かかる従来の電動パワーステアリング装置は、操舵補助力のトルクを正確に発生させるため、モータ電流のフィードバック制御を行っている。フィードバック制御は、操舵補助指令値（電流指令値）とモータ電流検出値との差が小さくなるようにモータ印加電圧を調整するものであり、モータ印加電圧の調整は、一般的にＰＷＭ（パルス幅変調）制御のDutyの調整で行っている。
　電動パワーステアリング装置の一般的な構成を図１に示して説明すると、ハンドル１のコラム軸（ステアリングシャフト、ハンドル軸）２は減速ギア３、ユニバーサルジョイント４ａ及び４ｂ、ピニオンラック機構５、タイロッド６ａ，６ｂを経て、更にハブユニット７ａ，７ｂを介して操向車輪８Ｌ，８Ｒに連結されている。また、コラム軸２には、ハンドル１の舵角θを検出する舵角センサ１４と、ハンドル１の操舵トルクＴｈを検出するトルクセンサ１０とが設けられており、ハンドル１の操舵力を補助するモータ２０が減速ギア３を介してコラム軸２に連結されている。電動パワーステアリング装置を制御するコントロールユニット（ＥＣＵ）３０には、バッテリ１３から電力が供給されると共に、イグニションキー１１を経てイグニションキー信号が入力される。コントロールユニット３０は、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴｈと車速センサ１２で検出された車速Ｖｓとに基づいてアシスト（操舵補助）指令の電流指令値の演算を行い、演算された電流指令値に補償等を施した電圧制御指令値Ｖｒｅｆによってモータ２０に供給する電流を制御する。舵角センサ１４は必須のものではなく、配設されていなくても良く、モータ２０に連結されたレゾルバ等の回転センサから舵角（モータ回転角）θを得ることもできる。
　コントロールユニット３０には、車両の各種情報を授受するＣＡＮ（Controller　Area　Network）４０が接続されており、車速ＶｓはＣＡＮ４０から受信することも可能である。また、コントロールユニット３０には、ＣＡＮ４０以外の通信、アナログ／ディジタル信号、電波等を授受する非ＣＡＮ４１も接続可能である。
　このような電動パワーステアリング装置において、コントロールユニット３０は主としてＣＰＵ(Central　Processing　Unit)（ＭＰＵ(Micro　Processor　Unit)やＭＣＵ(Micro　Controller　Unit)等を含む）で構成されるが、そのＣＰＵ内部においてプログラムで実行される一般的な機能を示すと、例えば図２に示されるような構成となっている。
　図２を参照してコントロールユニット３０の機能及び動作を説明すると、トルクセンサ１０からの操舵トルクＴｈ及び車速センサ１２からの車速Ｖｓは操舵補助指令値演算部３１に入力され、操舵補助指令値演算部３１は操舵トルクＴｈ及び車速Ｖｓに基づいてアシストマップ等を用いて操舵補助指令値Ｉｒｅｆ１を演算する。演算された操舵補助指令値Ｉｒｅｆ１は加算部３２Ａで、特性を改善するための補償部３４からの補償信号ＣＭと加算され、加算された操舵補助指令値Ｉｒｅｆ２が電流制限部３３で最大値を制限され、最大値を制限された電流指令値Ｉｒｅｆｍが減算部３２Ｂに入力され、モータ電流検出値Ｉｍと減算される。
　減算部３２Ｂでの減算結果である偏差ΔＩ（＝Ｉｒｅｆｍ－Ｉｍ）はＰＩ制御部３５でＰＩ（比例積分）等の電流制御をされ、電流制御された電圧制御指令値Ｖｒｅｆが変調信号（三角波キャリア）ＣＦと共にＰＷＭ制御部３６に入力されてDuty指令値を演算され、Duty指令値を演算されたＰＷＭ信号でインバータ３７を介してモータ２０をＰＷＭ駆動する。モータ２０のモータ電流値Ｉｍはモータ電流検出器３８で検出され、減算部３２Ｂに入力されてフィードバックされる。
　補償部３４は、検出若しくは推定されたセルフアライニングトルク（ＳＡＴ）を加算部３４４で慣性補償値３４２と加算し、その加算結果に更に加算部３４５で収れん性制御値３４１を加算し、その加算結果を補償信号ＣＭとして加算部３２Ａに入力し、特性改善を実施する。
　近年、電動パワーステアリング装置のアクチュエータは３相ブラシレスモータが主流となっていると共に、電動パワーステアリング装置は車載製品であるため、稼動温度範囲が広く、フェールセーフの観点からモータを駆動するインバータは家電製品を代表とする一般産業用と比較して、デッドタイムを大きく（産業用機器＜ＥＰＳ）する必要がある。一般にスイッチング素子（例えばＦＥＴ）にはＯＦＦの際に遅れ時間があるため、上下アームのスイッチング素子のＯＦＦ／ＯＮ切り換えを同時に行うと、直流リンクを短絡する状況になり、これを防ぐため、上下アーム両方のスイッチング素子がＯＦＦになる時間（デッドタイム）を設けている。
　その結果、電流波形が歪み、電流制御の応答性や操舵感が悪化する。例えばハンドルがオンセンター付近にある状態でゆっくり操舵すると、トルクリップル等による不連続な操舵感などが生じる。また、中・高速操舵時におけるモータの逆起電圧や、巻線間の干渉電圧が電流制御に対して外乱として作用するため、転追性や切り返し操舵時の操舵感を悪化させている。中・高速操舵時には、操舵音も悪化する。
　３相ブラシレスモータのロータの座標軸であるトルクを制御するｑ軸と、磁界の強さを制御するｄ軸とを独立に設定し、ｄｑ軸が９０°の関係にあることから、そのベクトルで各軸に相当する電流（ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値）を制御するベクトル制御方式が知られている。
　図３は、ベクトル制御方式で３相ブラシレスモータ１００を駆動制御する場合の構成例を示しており、操舵トルクＴｈ、車速Ｖｓ等に基づいて操舵補助指令値演算部（図示せず）で演算された２軸（ｄｑ軸座標系）の操舵補助指令値が演算され、最大値を制限された２軸のｄ軸電流指令値id *及びｑ軸電流指令値iq *はそれぞれ減算部１３１ｄ及び１３１ｑに入力され、減算部１３１ｄ及び１３１ｑで求められた電流偏差Δid *及びΔiq *はそれぞれＰＩ制御部１２０ｄ及び１２０ｑに入力される。ＰＩ制御部１２０ｄ及び１２０ｑでＰＩ制御された電圧指令値vd及びvqは、それぞれ減算部１４１ｄ及び加算部１４２１ｑに入力され、減算部１４１ｄ及び加算部１４１ｑで求められた指令電圧Δvd及びΔvqはｄｑ軸／３相交流変換部１５０に入力される。ｄｑ軸／３相交流変換部１５０で３相に変換された電圧指令値Vu*，Vv*，Vw*はＰＷＭ制御部１６０に入力され、演算された３相のDuty指令値（Dutyu，Dutyv，Dutyw）に基づくＰＷＭ信号により、図４に示すような上下アームのブリッジ構成で成るインバータ（インバータ印加電圧ＶＲ）１６１を介してモータ１００が駆動される。上側アームはスイッチング素子としてのＦＥＴＱ１，Ｑ３，Ｑ５で構成され、下側アームはＦＥＴＱ２，Ｑ４，Ｑ６で構成されている。
　モータ１００の３相モータ電流iu，iv，iwは電流検出器１６２で検出され、検出された３相モータ電流iu，iv，iwは３相交流／ｄｑ軸変換部１３０に入力され、３相交流／ｄｑ軸変換部１３０で変換された２相のフィードバック電流id及びiqはそれぞれ減算部１３１ｄ及び１３１ｑに減算入力されると共に、ｄ－ｑ非干渉制御部１４０に入力される。また、モータ１００には回転センサ等が取り付けられており、センサ信号を処理する角度検出部１１０からモータ回転角θ及びモータ回転数（回転速度）ωが出力される。モータ回転角θはｄｑ軸／３相交流換部１５０及び３相交流／ｄｑ軸変換部１３０に入力され、モータ回転数ωはｄ－ｑ非干渉制御部１４０に入力される。ｄ－ｑ非干渉制御部１４０からの２相の電圧vd1 *及びvq *はそれぞれ減算部１４１ｄ及び加算部１４１ｑに入力され、減算部１４１ｄで求められた電圧指令値Δvd及び加算部１４１ｑで求められた電圧指令値Δvqがｄｑ軸／３相交流変換部１５０に入力される。
　このようなベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置は、運転者の操舵をアシストする装置であると同時に、モータの音や振動、リップル等はハンドルを介して運転者へ力の感覚として伝達される。インバータを駆動するパワーデバイスは一般的にＦＥＴが用いられており、モータへ通電を行うが、３相モータの場合には、図４に示されるように各相毎に上下アームの直列接続されたＦＥＴが用いられている。上下アームのＦＥＴは交互にＯＮ／ＯＦＦを繰り返すが、ＦＥＴは理想スイッチではなく、ゲート信号の指令通りに瞬時にＯＮ／ＯＦＦせず、ターンオン時間やターンオフ時間を要する。このため、上側アームＦＥＴへのＯＮ指令と下側アームのＯＦＦ指令が同時になされると、上側アームＦＥＴと下側アームＦＥＴが同時にＯＮになって、上下アームが短絡する問題がある。ＦＥＴのターンオン時間とターンオフ時間には差があり、同時にＦＥＴに指令を出した場合、上側ＦＥＴにＯＮ指令を出してターンオン時間が短い場合（例えば１００ｎｓ）、直ぐにＦＥＴがＯＮになり、下側ＦＥＴにＯＦＦ指令を出してもターンオフ時間が長い場合（例えば４００ｎｓ）、直ぐにＦＥＴがＯＦＦにならず、瞬間的に上側ＦＥＴがＯＮ、下側ＦＥＴがＯＮになる状態（例えば、４００ｎｓ－１００ｎｓ間、ＯＮ－ＯＮ）が発生することがある。
　そこで、上側アームＦＥＴと下側アームＦＥＴが同時にＯＮすることの無い様に、ゲート駆動回路にデッドタイムという所定時間をおいてＯＮ信号を与えることが行われる。このデッドタイムは非線形であるため電流波形は歪み、制御の応答性能が悪化し、音や振動、リップルが発生する。コラム式電動パワーステアリング装置の場合、ハンドルと鋼製のコラム軸で接続されるギアボックスに直結されるモータの配置が、その構造上運転者に極めて近い位置となっているため、モータに起因する音、振動、リップル等には、下流アシスト方式の電動パワーステアリング装置に比べて、特に配慮する必要がある。
　インバータのデッドタイムを補償する手法として、従来はデッドタイムが発生するタイミングを検出して補償値を足し込んだり、電流制御におけるｄｑ軸上の外乱オブザーバによってデッドタイムを補償している。
　インバータのデッドタイムを補償する電動パワーステアリング装置は、例えば特許第４６８１４５３号公報（特許文献１）、特開２０１５－１７１２５１号公報（特許文献２）に開示されている。特許文献１では、モータ、インバータを含む電流制御ループのリファレンスモデル回路に電流指令値を入力して電流指令値を基にモデル電流を作成し、モデル電流を基にインバータのデッドタイムの影響を補償するデッドバンド補償回路を備えている。また、特許文献２では、Duty指令値に対してデッドタイム補償値に基づく補正を行うデッドタイム補償部を備え、電流指令値に基づいてデッドタイム補償値の基礎値である基本補償値を演算する基本補償値演算部と、基本補償値に対してＬＰＦに対応するフィルタリング処理を施すフィルタ部とを有している。
特許第４６８１４５３号公報 特開２０１５－１７１２５１号公報
　特許文献１の装置は、ｑ軸電流指令値の大きさによるデッドタイム補償量の計算と３相電流リファレンスモデルとを使用して、補償符号を推定する方式である。補償回路の出力値が、所定の固定値以下ではモデル電流に比例する変化値であり、所定の固定値以上では、固定値とモデル電流に比例する変化値の加算値であり、電流指令から電圧指令へと出力されるが、所定の固定値を出力するヒステリシス特性を決めるためのチューニング作業が必要である。
　また、特許文献２の装置は、デッドタイム補償値を決定する際、ｑ軸電流指令値とそれをＬＰＦ処理した補償値とでデッドタイム補償を行っており、遅れが生じ、モータへの最終的な電圧指令に対して、デッドタイム補償値を操作するものではないという問題がある。
　本発明は上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、ベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置において、チューニング作業もなく、インバータのデッドタイムを補償し、電流波形の歪み改善と電流制御の応答性の向上を図り、音や振動、リップルを抑制した電動パワーステアリング装置を提供することにある。
　本発明は、少なくとも操舵トルクに基づいて演算されたｄｑ軸電流指令値を３相のDuty指令値に変換し、ＰＷＭ制御のインバータにより３相ブラシレスモータを駆動制御し、車両の操舵機構にアシストトルクを付与するベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置に関し、本発明の上記目的は、前記ｄｑ軸電流指令値を３相電流指令値モデルに変換した３相電流モデル指令値の補償符号を推定すると共に、インバータ印加電圧に基づいてデッドタイム補償量を演算し、前記デッドタイム補償量に前記補償符号を乗じた値を２相に変換したデッドタイム補償値をｄｑ軸電圧指令値に加算して前記インバータのデッドタイム補償を行うことにより達成される。
　また、本発明は、少なくとも操舵トルクに基づいて演算されたｄｑ軸電流指令値を３相電圧指令値に変換し、前記３相電圧指令値に基づいてDuty指令値を演算し、ＰＷＭ制御のインバータにより３相ブラシレスモータを駆動制御し、車両の操舵機構にアシストトルクを付与するベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置に関し、本発明の上記目的は、前記ｄｑ軸電流指令値を３相電流指令値モデルに変換した３相電流モデル指令値の補償符号を推定すると共に、インバータ印加電圧に基づいてデッドタイム補償量を演算し、前記デッドタイム補償量に前記補償符号を乗じたデッドタイム補償値を前記３相電圧指令値に加算して前記インバータのデッドタイム補償を行うことにより達成される。
　本発明の電動パワーステアリング装置によれば、ｄｑ軸電流指令値を３相の電流モデル指令値に変換すると共に、補償符号を推定し、インバータ印加電圧から演算されたインバータのデッドタイム補償量を演算し、デッドタイム補償量に基づき、推定された補償符号によるデッドタイム補償値を２相に変換してｄｑ軸上の電圧指令値に加算（フィードフォワード）で、或いは推定された補償符号によるデッドタイム補償値を３相の電圧指令値に加算（フィードフォワード）で補償している。これにより、チューニング作業もなく、インバータのデッドタイムをｄｑ軸或いは３相上で補償し、電流波形の歪み改善と電流制御の応答性の向上を図ることができる。
　ｄｑ軸電流指令値に基づくデッドタイムのフィードフォワード補償により制御が滑らかになるので、モータの音や振動、リップルを抑制することができる。また、本発明は、高速操舵の領域においても位相ズレが少なく、単純に補償を行うことができる利点がある。ｄ軸制御になっても補償方法が変わらないため、単純に補償を行うことができる。
　ｄ軸制御が入った場合、ｄ軸電流指令値の有り無しの条件でロジックを切り換えてｄ軸専用のロジックで別途補償する場合もあるが、本発明では、電流指令値モデルの演算がｄ軸電流指令値を含むため、ｄ軸電流指令値が無い場合、ｄ軸電流指令値＝０で演算した３相電流モデル指令値が出力される。ｄ軸電流指令値≠０の場合、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値に応じた３相電流モデル指令値が出力されるので、別途ｄ軸専用のロジックを必要としない。ｄ軸電流指令値の有無で特に演算方法が変わらないので、切り換えや追加ロジックを必要とせずに補償が可能である。
一般的な電動パワーステアリング装置の概要を示す構成図である。 電動パワーステアリング装置の制御系の構成例を示すブロック図である。 ベクトル制御方式の構成例を示すブロック図である。 一般的なインバータの構成例を示す結線図である。 本発明の構成例（第１実施形態）を示すブロック図である。 位相調整部の特性の一例を示す特性図である。 インバータ印加電圧感応補償量演算部の構成例を示すブロック図である。 インバータ印加電圧感応補償量演算部の特性例を示す特性図である。 ３相電流指令値モデルの出力波形の一例を示す波形図である。 相電流補償符号推定部の動作例を示す波形図である。 空間ベクトル変調部の構成例を示すブロック図である。 空間ベクトル変調部の動作例を示す線図である。 空間ベクトル変調部の動作例を示す線図である。 空間ベクトル変調部の動作例を示すタイミングチャートである。 空間ベクトル変調の効果を示す波形図である。 本発明（第１実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明（第１実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明の構成例（第２実施形態）を示すブロック図である。 本発明（第２実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明（第２実施形態）の効果を示す波形図である。
　本発明は、ＥＣＵのデッドタイムの影響により電流歪みが発生し、トルクリップルの発生や操舵音の悪化などの問題を解消するために、デッドタイム補償値をｄｑ軸電流指令値に基づく３相電流モデル指令値に変換すると共に、補償符号を推定し、インバータ印加電圧から演算されたインバータのデッドタイム補償量を演算し、推定された補償符号によるデッドタイム補償値を２相に変換してｄｑ軸上の電圧指令値に加算（フィードフォワード）することにより（第１実施形態）、或いは推定された補償符号によるデッドタイム補償値を３相の電圧指令値に加算（フィードフォワード）することにより（第２実施形態）、デッドタイム補償している。これにより、チューニング作業もなく、インバータのデッドタイムをｄｑ軸若しくは３相交流上で補償し、電流波形の歪み改善と電流制御の応答性の向上を図ることができる。
　以下に、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
　図５は、本発明の全体構成（第１実施形態）を図３に対応させて示しており、ｄｑ軸上のデッドタイム補償値vd *及びvq *を演算するデッドタイム補償部２００が設けられている。デッドタイム補償部２００には、ｄ軸電流指令値id *及びｑ軸電流指令値iq *が入力されると共に、モータ回転角θ及びモータ回転数ωが入力されている。また、インバータ１６１に印加されているインバータ印加電圧ＶＲが、デッドタイム補償部２００に入力されている。
　操舵補助指令値演算部（図示せず）で演算された操舵補助指令値の最大値を制限されたｄ軸電流指令値id *及びｑ軸電流指令値iq *はそれぞれ減算部１３１ｄ及び１３１ｑに入力され、減算部１３１ｄ及び１３１ｑでフィードバック電流id及びiqとの電流偏差Δid *及びΔiｑ *が演算される。演算された電流偏差Δid *はＰＩ制御部１２０ｄに入力され、演算された電流偏差Δiｑ *はＰＩ制御部１２０ｑに入力される。ＰＩ制御されたｄ軸電圧指令値vd及びｑ軸電圧指令値vqはそれぞれ加算部１２１ｄ及び１２１ｑに入力され、後述するデッドタイム補償部２００からのデッドタイム補償値vd *及びvq *を加算されて補償され、その各補償された電圧値が減算部１４１ｄ及び加算部１４１ｑに入力される。減算部１４１ｄにはｄ－ｑ非干渉制御部１４０からの電圧vd1 *が入力され、その差である電圧指令値vd **が得られ、加算部１４１ｑにはｄ－ｑ非干渉制御部１４０からの電圧vq1 *が入力され、その加算結果で電圧指令値vq **が得られる。デッドタイムを補償された電圧指令値vd **及びvq **は、ｄｑ軸の２相からＵ相，Ｖ相，Ｗ相の３相  に変換し、３次高調波を重畳する空間ベクトル変調部３００に入力される。空間ベクトル変調部３００でベクトル変調された３相の電圧指令値Vu*，Vv*，Vw*はＰＷＭ制御部１６０に入力され、モータ１００は前述と同様にＰＷＭ制御部１６０及びインバータ１６１を介して駆動制御される。
　次に、デッドタイム補償部２００について説明する。
　デッドタイム補償部２００は、加算部２０１、乗算部２０２、インバータ印加電圧感応補償量演算部２１０、３相電流指令値モデル２２０、相電流補償符号推定部２２１、位相調整部２３０、３相交流／ｄｑ軸変換部２４０で構成されている。なお、乗算部２０２及び３相交流／ｄｑ軸変換部２４０でデッドタイム補償値出力部を構成している。モータ回転角θは加算部２０１に入力され、モータ回転数ωは位相調整部２３０に入力されている。また、インバータ印加電圧ＶＲはインバータ印加電圧感応補償量演算部２１０に入力され、加算部２０１で算出された位相調整後のモータ回転角θｍが３相電流指令値モデル２２０に入力されている。
　モータ回転数ωによりデッドタイム補償タイミングを早めたり、遅くしたい場合、モータ回転数ωに応じて調整角度を算出する機能のために位相調整部２３０を有している。位相調整部２３０は、進角制御の場合は図６に示すような特性であり、算出された位相調整角Δθは加算部２０１に入力され、検出されたモータ回転角θと加算される。加算部２０１の加算結果である位相調整後のモータ回転角θｍ（＝θ＋Δθ）は、３相電流指令値モデル２２０に入力されると共に、３相交流／ｄｑ軸変換部２４０に入力される。
　モータ電気角を検出してDuty指令値を演算してから、実際にＰＷＭ信号に反映されるまで数十～百［μｓ］の時間遅れがある。この間、モータが回転しているので、演算時のモータ電気角と反映時のモータ電気角とで位相ずれが発生する。この位相ずれを補償するため、モータ回転数ωに応じて進角を行い、位相を調整している。
　最適なデッドタイム補償量はインバータ印加電圧ＶＲに応じて変化するので、本発明ではインバータ印加電圧ＶＲに応じたデッドタイム補償量DTCを演算し、可変するようにしている。インバータ印加電圧ＶＲを入力してデッドタイム補償量DTCを出力するインバータ印加電圧感応補償量演算部２１０は図７に示す構成であり、インバータ印加電圧ＶＲは入力制限部２１１で正負最大値を制限され、最大値を制限されたインバータ印加電圧VRｌはインバータ印加電圧／デッドタイム補償量変換テーブル２１２に入力される。
　インバータ印加電圧／デッドタイム補償量変換テーブル２１２の特性は、例えば図８のようになっている。即ち、所定インバータ印加電圧VR1まで一定のデッドタイム補償量DTC1であり、所定インバータ印加電圧VR1から所定インバータ印加電圧VR2（＞VR1）まで線形（若しくは非線形）に増加し、所定インバータ印加電圧VR2以上で一定のデッドタイム補償量DTC2を出力する特性である。
　ｄ軸電流指令値id *及びｑ軸電流指令値iq *はモータ回転角θｍと共に、３相電流指令値モデル２２０に入力される。３相電流指令値モデル２２０は、ｄｑ軸電流指令値id *及びiq *、モータ回転角θｍから、図９に示すような１２０［deg］ずつ位相のずれた正弦波の３相電流モデル指令値Icmを演算若しくはテーブルにより算出する（下記数１～数２参照）。３相電流モデル指令値Icmは、モータタイプによって相違している。d軸電流指令値iref_dとq軸電流指令値iref_qをモータ電気角θｅから３相の電流指令値(U・V・W相)に変換すると、下記数１となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
  
上記数１から各相電流指令値を求めると、Ｕ相電流指令値モデルiref_u、Ｖ相電流指令値モデルiref_v及びＷ相電流指令値モデルiref_wは、それぞれ下記数２で表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
  
　テーブルは、ＥＥＰＲＯＭ（Electrically　Erasable　and　Programmable　Read-Only　Memory）に格納されているタイプでも、ＲＡＭ(Random　Access　Memory)上に展開されているタイプでも良い。数２の使用において、sinθのみをテーブル化しておき、入力θを９０°オフセットさせて使用することによりcosθを演算したり、１２０°オフセットさせるなどして、その他のsin関数項を演算しても良い。ＲＯＭ容量に問題がなかったり、複雑な指令値モデル（例えば擬似矩形波モータなど）の場合は、数式全体をテーブル化しておく。
　３相電流モデル指令値Icmは相電流補償符号推定部２２１に入力される。相電流補償符号推定部２２１は入力される３相電流モデル指令値Icmに対して、図１０（Ａ）及び（Ｂ）に示すヒステリシス特性で正（＋１）又は負（－１）の補償符号SNを出力する。３相電流モデル指令値Icmがゼロクロスするポイントを基準として補償符号SNを推定するが、チャタリング抑制のためにヒステリシス特性となっている。推定された補償符号SNは乗算部２０２に入力される。なお、ヒステリシス特性の正負閾値は適宜変更可能である。
　単純に相電流指令値モデルの電流符号からデッドタイム補償値の符号を決めた場合、低負荷においてチャタリングが発生する。例えば、オンセンターで軽く左右にハンドルを切った時に、トルクリップルが発生する。この問題を改善するために符号判定にヒステリシスを設け（図１０では±０．２５[Ａ]）、設定した電流値を超えて符号が変化した場合以外、現在の符号を保持してチャタリングを抑制する。
　インバータ印加電圧感応補償量演算部２１０からのデッドタイム補償量DTCは乗算部２０２に入力され、乗算部２０２は補償符号SNを乗算したデッドタイム補償値DTCa（=DTC×SN）を出力する。デッドタイム補償値DTCaは３相交流／ｄｑ軸変換部２４０に入力され、３相交流／ｄｑ軸変換部２４０は、モータ回転角θｍに同期して２相のデッドタイム補償値vd *及びvq *を出力する。デッドタイム補償値vd *及びvq *は、それぞれ加算部１２１ｄ及び１２１ｑにおいて電圧指令値vd及びvqと加算され、インバータ１６１のデッドタイム補償が実施される。
　このように本発明では、ｄｑ軸電流指令値を３相の電流モデル指令値に変換すると共に、補償符号を推定し、インバータ印加電圧から演算されたインバータのデッドタイム補償量を演算し、推定された補償符号によるデッドタイム補償値をｄｑ軸上の電圧指令値にフィードフォワード補償している。デッドタイムの補償符号については３相電流モデル指令値を使用し、デッドタイム補償量はインバータ印加電圧ＶＲから算出し、電流指令値（id *，iq *）の大きさやインバータ印加電圧ＶＲの大きさによって、補償値が最適な大きさと方向になるように可変となっている。
　次に、空間ベクトル変調について説明する。空間ベクトル変調部３００は図１１に示すように、ｄｑ軸空間の２相電圧（vd **、vq **）を３相電圧（Vua，Vva，Vwa）に変換し、３相電圧（Vua，Vva，Vwa）に３次高調波を重畳して出力(Vu *，Vv *，Vw *)する機能を有していれば良く、例えば本出願人による特開２０１７－７００６６、特願２０１５－２３９８９８等で提案している空間ベクトル変調の手法を用いても良い。
　即ち、空間ベクトル変調は、ｄｑ軸空間の電圧指令値vd **及びvq **、モータ回転角θ及びセクター番号ｎ（＃１～＃６）に基づいて、以下に示すような座標変換を行い、ブリッジ構成のインバータのＦＥＴ（上側アームＱ１、Ｑ３、Ｑ５、下側アームＱ２、Ｑ４、Ｑ６）のＯＮ／ＯＦＦを制御する、セクター＃１～＃６に対応したスイッチングパターンＳ１～Ｓ６をモータに供給することによって、モータの回転を制御する機能を有する。座標変換については、空間ベクトル変調において、電圧指令値vd **及びvq **は、数３に基づいて、α－β座標系における電圧ベクトルＶα及びＶβに座標変換が行われる。この座標変換に用いる座標軸及びモータ回転角θの関係については、図１２に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
  
そして、ｄ－ｑ座標系における目標電圧ベクトルとα－β座標系における目標電圧ベクトルとの間には、数４のような関係が存在し、目標電圧ベクトルＶの絶対値は保存される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
  
　空間ベクトル制御におけるスイッチングパターンでは、インバータの出力電圧をＦＥＴ（Ｑ１～Ｑ６）のスイッチングパターンＳ１～Ｓ６に応じて、図１３の空間ベクトル図に示す８種類の離散的な基準電圧ベクトルＶ０～Ｖ７（π／３［ｒａｄ］ずつ位相の異なる非零電圧ベクトルＶ１～Ｖ６と零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７）で定義する。そして、それら基準出力電圧ベクトルＶ０～Ｖ７の選択とその発生時間を制御するようにしている。また、隣接する基準出力電圧ベクトルによって挟まれた６つの領域を用いて、空間ベクトルを６つのセクター＃１～＃６に分割することができ、目標電圧ベクトルＶは、セクター＃１～＃６のいずれか１つに属し、セクター番号を割り当てることができる。Ｖα及びＶβの合成ベクトルである目標電圧ベクトルＶが、α－β空間において正６角形に区切られた図１３に示されたようなセクター内のいずれに存在するかは、目標電圧ベクトルＶのα－β座標系における回転角γに基づいて求めることができる。また、回転角γはモータの回転角θとｄ－ｑ座標系における電圧指令値vd **及びvq **の関係から得られる位相δの和として、γ＝θ＋δで決定される。
　図１４は、空間ベクトル制御におけるインバータのスイッチングパターンＳ１、Ｓ３，Ｓ５によるディジタル制御で、インバータから目標電圧ベクトルＶを出力させるために、ＦＥＴに対するＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ１～Ｓ６（スイッチングパターン）におけるスイッチングパルス幅とそのタイミングを決定する基本的なタイミングチャートを示す。空間ベクトル変調は、規定されたサンプリング期間Ｔｓ毎に演算などをサンプリング期間Ｔｓ内で行い、その演算結果を次のサンプリング期間Ｔｓにて、スイッチングパターンＳ１～Ｓ６における各スイッチングパルス幅とそのタイミングに変換して出力する。
　空間ベクトル変調は、目標電圧ベクトルＶに基づいて求められたセクター番号に応じたスイッチングパターンＳ１～Ｓ６を生成する。図１４には、セクター番号＃１（ｎ＝１）の場合における、インバータのＦＥＴのスイッチングパターンＳ１～Ｓ６の一例が示されている。信号Ｓ１、Ｓ３及びＳ５は、上側アームに対応するＦＥＴＱ１、Ｑ３、Ｑ５のゲート信号を示している。横軸は時間を示しており、Ｔｓはスイッチング周期に対応し、８期間に分割され、Ｔ０／４、Ｔ１／２、Ｔ２／２、Ｔ０／４、Ｔ０／４、Ｔ２／２、Ｔ１／２及びＴ０／４で構成される期間である。また、期間Ｔ１及びＴ２は、それぞれセクター番号ｎ及び回転角γに依存する時間である。
　空間ベクトル変調がない場合、本発明のデッドタイム補償をｄｑ軸上に適用し、デッドタイム補償値のみｄｑ軸／３相変換したデッドタイム補償値波形（Ｕ相波形）は、図１５の破線のような３次成分が除去された波形となってしまう。Ｖ相及びＷ相についても同様である。ｄｑ軸／３相変換の代わりに空間ベクトル変調を適用することにより、３相信号に３次高調波を重畳させることが可能となり、３相変換によって欠損してしまう３次成分を補うことができ、図１５の実線のような理想的なデッドタイム補償波形を生成することが可能となる。
　図１６及び図１７は本発明（第１実施形態）の効果を示すシミュレーション結果であり、図１６はデッドタイムの補償がない場合のＵ相電流、ｄ軸電流及びｑ軸電流を示している。本発明のデッドタイム補償を適用することにより、高速操舵でのステアリング操舵状態において、図１７のように相電流及びｄｑ軸電流の波形歪みの改善（ｄｑ軸電流波形にリップルが少な、正弦波に近い相電流波形）が確認でき、操舵時のトルクリップルの改善と操舵音の改善がみられた。
　なお、図１６及び図１７では、代表してＵ相電流を示している。
　次に、推定された補償符号によるデッドタイム補償値を、３相の電圧指令値に加算（フィードフォワード）することにより補償する第２実施形態を、図５に対応させた図１８に示して説明する。
　図１８に示す第２実施形態では、デッドタイム補償部２００Ａは３相交流／ｄｑ軸変換部２４０を具備しておらず、従ってｄｑ軸上の加算部１２１ｄ及び１２１ｑを具備していない。第２実施形態では、推定された補償符号によるデッドタイム補償値を３相の電圧指令値に加算（フィードフォワード）するために、空間ベクトル変調部３００とＰＷＭ制御部１６０の間に加算部１６３Ｕ，１６３Ｖ，１６３Ｗを設けている。そして、乗算部２０２でデッドタイム補償量ＤＴＣに補償符号ＳＮを乗算された３相のデッドタイム補償値DTCa（DTCau，DTCav，DTCaw）は、それぞれ加算部１６３Ｕ，１６３Ｖ，１６３Ｗに入力され、加算されデッドタイム補償された電圧指令値Vu**，Vv**，Vw**がＰＷＭ制御部１６０に入力される。以降の制御動作は上述と同様である。
　また、インバータ印加電圧感応補償量演算部２１０、３相電流指令値モデル２２０、相電流補償符号推定部２２１、位相調整部２３０は第１実施形態と同様な特性、動作であり、第２実施形態の効果は図１９及び図２０に示される。なお、図１９及び図２０でも、代表してＵ相電流を示している。
１　　　　　　　　　ハンドル
２　　　　　　　　　コラム軸（ステアリングシャフト、ハンドル軸）
１０　　　　　　　　トルクセンサ
１２　　　　　　　　車速センサ
１３　　　　　　　　バッテリ
２０、１００　　　　モータ
３０　　　　　　　　コントロールユニット（ＥＣＵ）
３１　　　　　　　　電流指令値演算部
３５、２０３、２０４　　　ＰＩ制御部
３６、１６０　　　　ＰＷＭ制御部
３７，１６１　　　　インバータ
１１０　　　　　　　角度検出部
１３０　　　　　　　３相／２相変換部
１４０　　　　　　　ｄ－ｑ非干渉制御部
２００、２００Ａ　　デッドタイム補償部
２１０　　　　　　　インバータ印加電圧感応補償量演算部
２２０　　　　　　　３相電流指令値モデル
２２１　　　　　　　相電流補償符号推定部
２３０　　　　　　　位相調整部
２４０　　　　　　　３相交流／ｄｑ軸変換部
３００　　　　　　　空間ベクトル変調部
３０１　　　　　　　２相／３相変換部
３０２　　　　　　　３次高調波重畳部

Claims (9)

  1. 少なくとも操舵トルクに基づいて演算されたｄｑ軸電流指令値を３相のDuty指令値に変換し、ＰＷＭ制御のインバータにより３相ブラシレスモータを駆動制御し、車両の操舵機構にアシストトルクを付与するベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置において、
    前記ｄｑ軸電流指令値を３相電流指令値モデルに変換した３相電流モデル指令値の補償符号を推定すると共に、インバータ印加電圧に基づいてデッドタイム補償量を演算し、前記デッドタイム補償量に前記補償符号を乗じた値を２相に変換したデッドタイム補償値をｄｑ軸電圧指令値に加算して前記インバータのデッドタイム補償を行うことを特徴とする電動パワーステアリング装置。
  2. 少なくとも操舵トルクに基づいて演算されたｄｑ軸電流指令値を３相電圧指令値に変換し、前記３相電圧指令値に基づいてDuty指令値を演算し、ＰＷＭ制御のインバータにより３相ブラシレスモータを駆動制御し、車両の操舵機構にアシストトルクを付与するベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置において、
    前記ｄｑ軸電流指令値を３相電流指令値モデルに変換した３相電流モデル指令値の補償符号を推定すると共に、インバータ印加電圧に基づいてデッドタイム補償量を演算し、前記デッドタイム補償量に前記補償符号を乗じたデッドタイム補償値を前記３相電圧指令値に加算して前記インバータのデッドタイム補償を行うことを特徴とする電動パワーステアリング装置。
  3. 前記３相電流モデル指令値及び前記デッドタイム補償値の変換にモータ回転角を用いている請求項１又は２に記載の電動パワーステアリング装置。
  4. 前記モータ回転角の位相をモータ回転数に応じて可変して位相調整するようになっている請求項３に記載の電動パワーステアリング装置。
  5. 前記３相電流モデル指令値を、前記ｄｑ軸電流指令値及び演算若しくはテーブル等により算出するようになっている請求項４に記載の電動パワーステアリング装置。
  6. 前記インバータ印加電圧と前記デッドタイム補償量の関係が、
    前記インバータ印加電圧が所定電圧１までは一定のデッドタイム補償量１であり、前記インバータ印加電圧が前記所定電圧ＶＲ１より大きく所定電圧ＶＲ２（＞ＶＲ１）までは増加するデッドタイム補償量２であり、前記インバータ印加電圧が前記所定電圧ＶＲ２より大きい領域で一定のデッドタイム補償量３である請求項１乃至５のいずれかに記載の電動パワーステアリング装置。
  7. 少なくとも操舵トルクに基づいて演算されたｄｑ軸電流指令値を３相のDuty指令値に変換し、ＰＷＭ制御のインバータにより３相ブラシレスモータを駆動制御し、車両の操舵機構にアシストトルクを付与するベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置において、
    インバータ印加電圧に基づいて各相デッドタイム補償量を演算するインバータ印加電圧感応補償量演算部と、
    前記ｄｑ軸電流指令値に基づいて３相電流モデル指令値を演算する３相電流指令値モデルと、
    前記３相電流モデル指令値の補償符号を推定する相電流補償符号推定部と、
    前記各相デッドタイム補償量に前記補償符号を乗算してｄｑ軸に変換し、デッドタイム補償値を出力するデッドタイム補償値出力部と、
    を具備し、前記デッドタイム補償値をｄｑ軸電圧指令値に加算して前記インバータのデッドタイム補償を行うことを特徴とする電動パワーステアリング装置。
  8. 前記デッドタイム補償値出力部が、
    前記デッドタイム補償量に前記補償符号を乗算する乗算部と、
    前記乗算部の３相出力をｄｑ軸の前記デッドタイム補償値に変換する３相交流／ｄｑ軸変換部とで構成されている請求項７に記載の電動パワーステアリング装置。
  9. 少なくとも操舵トルクに基づいて演算されたｄｑ軸電流指令値を３相電圧指令値に変換し、前記３相電圧指令値に基づいてDuty指令値を演算し、ＰＷＭ制御のインバータにより３相ブラシレスモータを駆動制御し、車両の操舵機構にアシストトルクを付与するベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置において、
    インバータ印加電圧に基づいて各相デッドタイム補償量を演算するインバータ印加電圧感応補償量演算部と、
    前記ｄｑ軸電流指令値に基づいて３相電流モデル指令値を演算する３相電流指令値モデルと、
    前記３相電流モデル指令値の補償符号を推定する相電流補償符号推定部と、
    前記各相デッドタイム補償量に前記補償符号を乗算した３相デッドタイム補償値を出力するデッドタイム補償値出力部と、
    を具備し、前記デッドタイム補償値を前記３相電圧指令値に加算して前記インバータのデッドタイム補償を行うことを特徴とする電動パワーステアリング装置。
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