WO2005023626A1

WO2005023626A1 - 電動パワーステアリング装置の制御装置

Info

Publication number: WO2005023626A1
Application number: PCT/JP2004/013081
Authority: WO
Inventors: Caominh Ta; Hiroaki Takase; Hideyuki Kobayashi
Original assignee: Nsk Ltd.; Nsk Steering Systems Co., Ltd.
Priority date: 2003-09-02
Filing date: 2004-09-01
Publication date: 2005-03-17
Also published as: EP1661792A1; US7345442B2; KR20060119925A; JPWO2005023626A1; JP4681453B2; US20070029959A1

Abstract

インバータのアーム短絡を防止するデッドバンド補償によって、モータ電圧、電流の歪みやモータのトルクリップルが発生してハンドル操作に違和感を感じるので、電流指令値から作成したモデル電流を基に電圧歪みを推定したデッドバンド補償を用いることによって、モータ電圧、電流の歪みやモータのトルクリップルを改善し、電動パワーステアリング装置のハンドル操作に違和感を与えないようにする。

Description

電動パワーステアリング装置の制御装置技術分野

本発明は、自動車や車明両の操舵系にモータによる操舵補助力を付与するようにした電動パワーステア田リング装置の制御装置に関し、特にモータ駆動用ィンバータのデッドバンド制御を改善した電動パワーステアリング装置の制御装置に関する。背景技術

自動車や車両のステアリング装置をモータの回転力で補助力を付勢する電動パワーステアリング装置は、モータの駆動力を減速機を介してギァ又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に補助力を付勢するようになっている。そして、当該モータが所望のトルクを発生するようにモータに電流を供給するためモータ駆動回路にインパータなどが用いられている。

ここで、日本国特許文献（特開平 8— 142884 号公報）に開示されている電動パワーステアリング装置の基本的な構成を第 1図に示し、さらに、その中のモータ駆動回路の詳細を第 2図に示す。第 1図において、トルクセンサ 103で検出されたトルクが位相捕償器 121に入力されてトルク指令値が算出される。次に、電流指令演算器 122にトルク指令値が入力され、車速センサ 1 12で検出された車速を加味して電流指令演算器 122 で電流指令値 Iref が算出される。この制御ではフィードパック制御が採用されており、制御対象であるモータ 110 の電流 Ime s をモータ電流検出回路 142で検出して、比較器 123にフィードバックされ、電流指令値 Iref と比較して誤差が算出される。その誤差は比例演算器 125 及び積分演算器 126でいわゆる比例積分制御される。過渡応答を良くするための微分捕償器 124には電流指令値が入力され、加算器 127にて微分補償器 124、比例演算器 125及び積分演算器 126のそれぞれの出力が合算されて電流制御値 Eが算出される。モータ駆動回路 141は入力値である電流制御値 Eに基き、モータ駆動回路 141はモータ 110に電流を供給する。なお、パッテリ 114はモータ駆動回路の電源である。

モータ駆動回路 141の詳細を第 2図に示す。モータ駆動回路 141は、スイッチング素子である F E Tからなるインバータ部と F E Tのゲートを制御するゲート制御部とで構成されている。インパータ部は F E T 1 と F E T 3による上下アーム、或いは F E T 2と F E T 4力ら成る上下アームが構成されて Hプリッジを構成している。ゲート制御部は電流制御値 Eが変換部 130に入力され、各 F E Tに対するタイミング信号が作成され、ゲート駆動回路 133a， 134a、 133b, 134b へ入力されて F E T のゲート駆動が可能なゲート信号が作成される。しかし、変換部 130で作成されたタイミング信号が直接グート駆動回路 134a及び 134bに入力されず、それぞれデッドタイム回路 131及ぴデッドタイム回路 132に入力されるのは次のような理由による。

ィンバータ部を構成する各上下アーム、例えば F E T 1 と F E T 3は交互にオン、オフを繰り返し、同じように F E T 2と F E T 4は交互にオン、オフを繰り返す。しかし、 F E Tは理想スィッチではなく、ゲート信号の指示通りに瞬時にオン、オフせず、ターンオンタイムやターンオフタイムを要する。このため、 F E T 1へのオンの指示と F E T 3へのオフの指示が同時になされると、 F E T 1及び F E T 3が同時にオンになって上下アームが短絡する問題がある。そこで、 F E T 1 と F E T 3が同時にオンすることのないように、ゲート駆動回路 133a へオフ信号を与えた場合、ゲート駆動回路 134a に直ちにオン信号を与えずデッドタイム回路 131で、いわゆるデッドタイムという所定時間の間をおいてオン信号をゲート駆動回路 134a に与えることにより、 F E T 1 と F E T 3の上下の短絡を防止している。このことは、 F E T 2 と F E T 4 にも同じように当てはまる。

しかし、このデッドタイムの存在は、電動パワーステアリング装置の制御にとってトルク不足やトルクリップルの問題を引起こす原因となつている。以下、この問題について詳しく説明する。

先ず、デッドタイム、ターンオンタイム、ターンオフタイムについて第 3 A〜 3 D図に関係を示す。第 3 A〜 3 D図において、信号 Kが基本的な F E T 1及ぴ F E T 3に対するオン、オフ信号とする。しかし、実際には F E T 1にはゲート信号 K1 が与えられ、 F E T 2にはゲート信号 K2が与えられる。つまり、デッドタイム Tdが確保されている。 F E T 1 と F E T 2から構成される相電圧を Van とする。ゲート信号 K1 によるオン信号が与えられても直ちに F E Tはオンせず、ターンオンタイム Tonの時間を要してターンオンしており、一方、オフ信号を与えても直ちにオフせずターンオフタイム Toff の時間を要している。なお、 Vdc はィンパータの電源電圧である。

よって、全遅れ時間は Ttotは下記（ 1 ) 式のように示される。

Ttot = Td + on— off … ( 1 ) となる。ここで、ターンオンタイム Tonやターンオフタイム Toff は使用する F E Tや I G B Tなどの種類、容量などによって変化する。また、デッドタイム Td は一般的にターンオンタイム Tonやターンオフタイム Toff よりは大きい値である。 1 次に、このデッドタイム Tdによる影響について説明する。

まず、電圧に対する影響では次のような影響がある。第 3 A〜 3 D図に示したように、理想のゲート信号 Kに対して実際のゲート信号 K1 や K2はデッドタイム Tdの影響でゲート信号 Kとは異なったものとなる。そのため電圧に歪みが発生するが、その歪電圧の値 Δ Vをモータ電流の向きが正の場合（電流の向きが電源からモータへ流れる場合）は（ 2 ) 式に示し、また、電流の向きが負の場合（電流の向きがモータから電源へ流れる場合）は（ 3 ) 式に示す。ー厶 V =— (Ttot/Ts) · (Vdc/ 2 ) … （ 2 )

ただし、 Ts はインバータを P WM制御した場合の P WM周波数 fs の逆数 Ts= 1 /fsである。

Δ V = (Ttot/Ts) · (Vdc/ 2 ) ··· ( 3 ) となる。上記（2 ) 式と（ 3 ) 式を 1つの式で表わすと下記（4 ) 式のようになる。

A V =— sign (Is) · (Ttot/Ts) · (vdc/ 2 ) … （4 ) ここで、 sign (Is)はモータ電流の極性を表わす。

( 4 ) 式から導かれることは、歪み電圧 Δ νは周波数 fs が高く、電源電圧 Vdc が小さい時ほどデッドタイム Td の影響が大きく現れること力 Sわ力る。

電圧歪みに対するデッドタイム Td の影響について説明したが、電流或いはトルクに関しても、デッドタイム Td による好ましくない影響が 1 ある。電流歪みについては、電流が正から負へ、或いは負から正へ変化するときに電流が零付近に張り付く現象（零クランビング現象）がデッドタイム Td によって引起こされる。これは負荷（モータ）がインダクタンスのため、デッドタイム Td による電圧の減少が電流を零に維持しようとする傾向があるためである。

また、トルクに対するデッドタイム Td の影響としてはトルクの出力不足やトルクリップルの増加に現れる。つまり、電流歪みが低次の高調波を発生させ、それがトルクリップルの増加につながる。また、トルクの出力不足は理想の電流よりデッドタイム Td の影響を受けた現実の電流が小さくなるために発生する。

このようなデッドタイム Td の好ましくない影響を防止するために種々の対策、いわゆるデッドバンド補償が考えられてきた。その基本的な考えは（4 ) 式に示す歪み電圧 Δ Vを補償することである。よって、 (4 ) 式を補償するためには下記（ 5 ) 式の示す補正電圧 Δ uによって補正することになる。

Δ u = sign (Is) · (Ttot/Ts) · (vdc/ 2 ) … （ 5 ) ここで、問題となるのは電流 Is の極性 sign (Is)を正しく検出できないことである。電流 Is の極性を測定するとき、 PWM制御のノイズや前述した電流の零クランビング現象が電流 Is の極性を正しく測定することを困難にしている。

多くの従来のデッドパンド捕償（例えば文献 1 (ベンブラヒム「 3 相 P WMィンバータのデッドタイム補償解析」学会誌 I E E E—IEC0N98、 2卷、 792頁力ら 797頁 (Ben— Brahinu The analysis and compensation of dead ― time effects in the three phase P WM inverters、 Proceedings of the I E E E— IEC0N98、 Vo lume 2 , pages792 - 792) に開示されている。）は、方法が複雑で、ハードウエアの追加が必要で、さらにモータ電流などの負荷電流の変化を考慮に入れた対策を施していないものである。

そのため、インバータの上下アーム短絡を防止するためのデッドバンド捕償がモータ電圧、電流の歪み或いはトルクの出力不足やトルクリツプルの増加を招き、従来そのデッドバンド補償の改善策が複雑で、かつハードウエアの追加を招き、またモータ負荷電流の影響を考慮しない不完全なデッドパンド補償であった。

本発明は上述のような事情から成されたものであり、本発明の目的は、構成が簡単でモータ負荷電流の影響も考慮にいれたデッドバンド補償を用いることにより、モータ電圧、電流の歪みやトルクリップルの少ない電動パワーステアリング装置の制御装置を提供することにある。発明の開示

本発明は、少なくともステアリングシャフトに発生する操舵トルク信 '号に基いて演算された電流指令値と、少なくとも前記電流指令値を入力とする電流制御回路の出力である電圧指令値とに基いて、ステアリング機構に操舵補助力を与えるモータの電流をィンパータを用いて制御する電動パワーステアリング装置の制御装置に関するものであり、本発明の上記目的は、前記電流指令値を基にモデル電流を作成し、前記モデル電流を基に前記ィンバータのデッドバンド補償をするデッドバンド補償回路を備えたことによって達成される。また、本発明の上記目的は、前記デッドバンド補償回路の出力値が、固定値と前記モデル電流に比例する変化値との加算値であることによって達成される。

また、本発明の上記目的は、前記デッドパンド補償回路の出力値が、固定値以下では前記モデル電流に比例する第 2の変化値であり、前記固定値以上では前記固定値と前記モデル電流に比例する変化値との加算値であることによって達成される。また、本発明の上記目的は前記固定値が前記ィンパータを構成するスィツチング素子の特性から決定される値であることによって達成される。本発明の上記目的は、前記モデル電流が前記電流指令値を入力値とし、 1次遅れ関数で構成されるリファレンスモデル回路の出力値であることによって達成される。本発明の上記目的は、前記デッドバンド補償回路の入力にヒステリシス特性回路を設置したことによって達成される。また、本発明の上記目的は、前記ヒステリシス特性回路のヒステリシス幅が、前記モータの回転速度又は前記電流指令値に基いて算出されることによって達成される。図面の簡単な説明

第 1図は、電動パワーステアリング装置の制御構成を示す図である。第 2図は、電動パワーステアリング装置のインバータのデッドタイムを考慮したゲート回路構成を示す図である。

第 3 A〜 3 D図は、インバータのスィツチングにおけるデッドタイム、ターンオンタイム、ターンオフタイムの関係を示す図である。

第 4図は、本発明のデッドバンド補償を備えた電動パワーステアリング装置の基本制御方式を示す図である。

第 5図は、実施例 1のデッドパンド補償の中の詳細な構成を示す図である。

第 6図は、電流指令値 Iref と実際のモータ電流 Imesの関係を示す図である。

第 7図は、実施例 1のデッドパンド補償の補償値の特性を示す図である。第 8図は、実施例 1の変形例であるデッドバンド補償の中の詳細な構成を示す図である。

第 9図は、実施例 1の変形例のデッドバンド補償の補償値の特性を示す図である。

第 10 図は、実施例 2のデッドバンド捕償の中の詳細な構成を示す図である

第 11 図は、実施例 2のデッドパンド補償の補償値の特性を示す図である。

第 12 図は、本発明を正弦波モータに適用してシミュレーション結果を示す図である。

第 13 図は、本発明を矩形波モータに適用してシミュレーション結果を示す図である。

第 14 図は、モータの回転速度及び電流指令値とヒステリシス幅との関係を示す図である。

第 15 図は、実施例 3のデッドバンド補償の補償値の特性を示す図である。発明を実施するための最良の形態

本発明は、電流指令値からモデル電流 Imod を作成し、そのモデル電流を基に電流の極性 s i gn (Imod)及ぴ歪み電圧 Δ Vの量を推定して、その歪み電圧 Δ Vの量に極性を付けた補償値を算出してデッドバンド補償することにある。モデル電流を利用することにより、上述した極性を正しく測定することが困難な実測のモータ電流を利用していないところが本発明の重要なところである。

[実施例 1 ] 以下、図面に基づいて本発明の好適な実施例 1について詳細に説明する。

第 4図は、電動パワーステアリング装置の制御装置の基本構成である。ステアリングシャフトに発生する操舵トルク信号 Tref に基いて電流指令値算出回路 4で電流指令値 Iref が演算される。一方、モータ 1の電流 Imes を電流検出器 6で検出し、減算回路 7にフィードバックし、先ほど電流指令値 Iref とモータ電流 I との誤差を算出し、電流制御回路 3に入力して電圧指令値 uを算出する。そして、インパータ 2は電圧指令値 uに基いて P WM制御される。インパータ 2の構成は第 2図に示すような上下アームが 2本の単相インパータでも良いし、上下アームが 3 本から構成される 3相ィンバータであっても良い。

以上の基本制御構成に、本発明であるデッドパンド補償回路 5が追加される。つまり、デッドバンド補償回路 5では電流指令値 Iref を入力とし、補償値 Δ ιιが算出され、電流制御回路 3の出力である電圧指令値 uに加算回路 8で加算される。

次に、デッドパンド補償回路 5の詳細を第 5図に示す。先ずデッドパンド補償回路 5の構成について説明し、その後でその作用について説明する。

デッドパンド補償回路 5の入力としての電流指令値 Iref がリファレンスモデル回路 51に入力され、モデル電流 Imodが出力される。モータの実測電流ではなく、このモデル電流 Imod によってデッドバンド補償されることが本発明の第 1の特徴である。

捕償値 Δ ιιは、補償値 Δ uの極性と補償値 Δ uの量（以下、補償値量 △ u2 と記す。）から構成される。

先ず補償値 Δ uの極性を求める。リファレンスモデル回路 51 の出力であるモデル電流 Imodは極性判定回路 53に入力され、その極性が判定 4013081 される。極性判定回路 53の出力である sign(Imod)は、（+ 1 ) 又は（一 1 ) の形で出力される。

次に、補償値 Δ ιιの量、即ち補償値量 Δυ2 を算出する。リファレンスモデル回路 51 で出力されたモデル電流 Imod は補償値量 Au² を算出するためにも使用される。先ずモデル電流 Imodは絶対値回路 55に入力され、絶対値回路 55の出力である I Imod Iは変化値算出回路 56に入力され、変化値 Aul が算出される。この変化値 Aul を考慮したデッドパンド補償、即ちモータ負荷変動によるモータ電流の変化を考慮したデッドパンド捕償をすることが本発明の第 2の特徴である。

そして、固定値設定回路 54で設定された固定値 AuOと変化値 Aulが加算回路 58 で加算され、その出力（AuO+ Aul) は補償値量 Au2 に相当する。補償値量算出回路は第 5図の点線 Aによって囲まれる部分に相当し、絶対値回路 55、変化値算出回路 56、固定値設定回路 54及ぴ加算回路 58によって構成されている。モデル電流 Imodは補償値量算出回路に入力されて、その出力として補償値量が出力される。

最後に、極性判定回路 53 の出力である sign (Imod)と補償値量 Au2 = (厶 u0+ Διιΐ)とが極性付与回路の一例である乗算回路 57に入力され、その出力として極性をもった補償値 Δ uが算出される。以上がデッドバンド捕償回路 5の基本構成である。以下、各回路の作用について詳しく説明する。

先ずリファレンスモデル回路 51は、電流指令値 Iref を入力してモデル電流 Imodを算出する。ここで、リファレンスモデル回路 51の伝達関数は下記（ 6 ) 式のようになる。 MR(s) = 1 / ( 1 +Tc - s ) ··· ( 6 )

ここで、 Tc= 1 / ( 2 π · f c) で fc は電流制御ループのカットォフ周波数であるである。

この 1次遅れ関数は、第 4図のモータ 1 を示す関数である 1 / (R + s · L) を電流制御回路 3、ィンバータ 2、電流検出回路 6を基に導かれた電流制御ループのモデル関数である。

ここで、電流指令値 Iref と実際のモータ電流 Imesの関係の一例を第 6図に示す。実際のモータ電流 Imes はノイズを多く含んでおり、これが零電流付近での極性判定を困難なものにしている。そこで、実際の電流 Imesを使用しないで、ノイズの無い電流指令値 Iref を基に 1次遅れ回路を介してモータ電流を作成している。

次に、モデル電流 Imodの極性は極性判定回路 53に入力され、モデル電流 Imodの極性である sign(Imod)が算出される。 sign(Imod)は（7 ) 式に示すように（+ 1 ) 又は（一 1 ) のどちらかの値をとる。実際のモータ電流やインバータ電流を測定して極性を正しく判定することは、上述したようにノイズ等で非常に困難であるが、本発明のようにモデル電流を用いて判定すれば、そのような心配はない。

Sign(Imod) = (+ 1 ) 又は（一 1 ) … （ 7 ) 次に、捕償値算出回路について、即ち、モデル電流 Imod から補償値厶 uの量である補償値量 Au2 を算出する部分について説明する。先ずモデル電流 Imodが絶対値回路 55に入力され、 I Imod | が出力される。絶対値を求める理由は、補償値の量を算出するので先ず極性を統一する。次に、絶対値回路 55の出力 I Imod | は変化値算出回路 56に入力されて、変化値 Aul が算出される。ここで変化値算出回路 56 の入力と出力の関係は下記（ 8) 式のように表わされる

Δ ul= Req · | (Imod— Ic) | … ( 8 ) である。ここで Req は等価抵抗を示す。ただし、 Imod>Ic である。 Ic >lmod> 0では、 Aul= 0である。つまり、モデル電流 Imod が小さい値では変化値 Aul の補償は実行しない。なお、実際の現象では電流の増加に対して変化値は頭打ちとなる。

ここで重要なことは、（ 8 ) 式で示す変化値 Aul がモデル電流 Imod に比例して変化していることである。つまり、モータ負荷の変動によるモータ電流の変動を考慮した変化値 Aul を、補償値 Δ ιιに組み込んでいる点にある。従来のデッドバンド捕償では考慮されていない点である。一方、固定値設定回路 54 で固定値 ΔιιΟが設定される。その固定値 Δ u0は下記（ 9) 式の値を示す。

Δ u0= (Ttot/Ts) · (Vdc/ 2 ) … （ 9 ) ここで、全遅れ時間 Ttotは（ 1 )式に示すように Ttot = Td + Ton— Toff である。デッドタイム Tdやターンオンタイム Tonやターンオフタイム Toff は、インバータに使用するスイッチング素子の種類などで決定される値である。例えば F E Tの場合でも、定格電圧や定格電流が大きいほどターンオンタイム Tonやターンオフタイム Toff が大きくなる特性がある。つまり、大容量のインパータに使用する F E Tの素子はターンオンタイム Tonやターンオフタイム Toff が大きくなる傾向にある。また、ターンオンタイム Tonやターンオフタイム Toff が大きくなると上下アームの短絡が発生しないようにデッドタイム Tdも大きくなる。 Vdc はパッテリ電圧によって決定される。

以上に説明したように、固定値 AuO は電動パワーステアリング装置に使用されるィンパータによって決定される値である。

次に、加算回路 58で変化値 Aul と固定値 AuO力 S (10) 式に示すように加算され、補償値量である Au2が算出される。

Δ u2= ( Δ u0+厶 ul) … （10)

(10) 式の意味するところは、インバータの種類によって決定される固定値 AuO を基準にして、その固定値 AuO にモータ電流の影響を加味した変化値 Aulで補償値量 Δυ2を調整している。

最後に、捕償値量 Au2 に極性を付与して補償値 Δ uを算出する。具体的には極性付与回路の一例である乗算回路 57 にて（11) 式に示すように、極性判定回路 53 の出力である sign(Imod)と捕償値量を示す（厶 u0+ Aul) が乗算される。

Δ u = sign ( Imod) · Δ u2

= sign(Imod) · ( Δ uO + Δ ul) … l) である。ここで、 sign (Imod)は値として（+ 1 ) 又は（一 1 ) であるから、補償値 Δ ιιは（AuO+ Aul) 又は一（AuO+ Aul) の値をとる。この補償値 Δ uを図示すると第 7図のようになる。

このようにして算出された補償値 Δ uは、第 4図で示した電流制御回路 3の出力である電圧指令値 uに加算回路 8で加算される。電圧指令値 uに対し補償値 Δ uが加算される意味は、電圧指令値 uの示す基本制御に、上下アーム短絡を防止するためのデッドタイムによる電圧、電流歪みやトルクリップルを改善させる補償値 Δ uを加味して制御することである。

本実施例を用いればモデル電流を用いるので、ノィズが多く誤判定の多い実測の電流の極性判定を用いることなく、簡単な制御回路構成で、モータ電圧、電流の歪みを発生させることを防止し、トルクリップルが多ぐなることを防止するデッドバンド補償を実現することができる。第 8図に実施例 1の変形例を示す。本変形例は、リファレンスモデル回路 51 の出力にヒステリシス回路 52を追加した実施例である。負荷電流が零点を通過するときに極性が不安定になること（補償値のチヤタリング）を防止して、安定した制御を可能にする点で改善されている変形例である。ヒステリシス回路 52 を加味した補償値 Δ uを図示すると第 9図のようになる。モデル電流にはノイズが少ないので、実際のモータ電流を用いた場合よりヒステリシス幅を小さくできるので、より正確なデッドバンド補償が可能になる。

なお、本実施例では補償値 Δ uを求める手順として、極性 sign (Imod) と補償値の量 A u2 とを分離して算出したが、分離しないで補償値 Δ χι を算出しても同じ効果が得られることは言うまでもないことである。

[実施例 2 ]

以上説明した実施例 1では、ヒステリシス回路 52 がある場合でもない場合でも、モデル電流 Imodが 0 [Α ]付近では、固定値一 A uOから固定値 A uO へ急激に変化する部分、或いは固定値 A uO から固定値ー厶 u0 へ急激に変化する部分がある。固定値 A uO の値が小さい場合は、この急激な変化はハンドル操作のフィ一リングに違和感を与えないが、固定値 A uO の値が大きい場合は、この急激な変化によって、ハンドル操作のフィーリングが悪化する問題がある。なお、固定値 A uO の値が大きくなるのは、主に大型車などのために大容量の F E Tなどを使用した場合が考えられる。

そこで、この問題を解決するためには、固定値 A uO の代わりに、モデル電流 Imod が小さい領域（固定値 A uO 以下）でもモデル電流 Imod に比例する第 2の変化値の特性を持たせ、固定値 A uO に達したら実施例 1 と同じようにモデル電流 imodに比例した変化値 A ul と固定値厶 u0 とを加算した補償値 Δ uである（A uO + A ul) に基いて、実施例 1 と同じょうなデッドパンド補償を実施する。

この考えに基づいたデッドパンド補償回路 5の詳細を第 10図に示す。また、そのデッドパンド捕償の補償値の特性を第 11図に示す。第 10図において、実施例 1のデッドパンド補償回路と異なるところは固定値設定回路 54の部分である。実施例 2では、固定値設定回路 54の代わりに第 2の変化値 A u3 を算出する第 2変化値算出回路 60 を配置している。第 2変化値算出回路 60は、モデル電流 Imodに比例する第 2の変化値 Δ u3 を算出すると共にモデル電流 Imodが 0 [A ]付近では不感帯をもつている。第 2の変化値の A u3 変化の傾きゃ不感帯の大きさは、 F E Tの種類やハンドル操作のフィーリングなどによって具体的装置毎に決定される。デッドバンド補償回路 5のその他の部分の構成及ぴ作用は実施例 1 と同じである。

実施例 2のデッドパンド補償回路 5によって作られるデッドパンド補償特性を第 11図に示す。その特性の特徴は、第 2変化値算出回路 60の不感帯によってチャタリングを防止し、第 2の変化値 A u3 によって、固定値 A uO から固定値一 A uO までの急激な変化を防止することができる。その結果、実施例 2は実施例 1で問題であったハンドル操作のフィ一リングの悪化を防止できる効果がある。

次に、本発明のデッドパンド補償を用いてシミュレーションした結果を第 12A， 12B図及ぴ第 13A, 13B図に示す。

第 12A図は 3相正弦波モータに本発明のデッドバンド補償を適用しない場合であり、第 12B図はデッドパンド補償を適用した場合の 1相分のモータ電流の結果について示している。第 12A図に示すようにデッドパンド補償を用いないと、モータ電流のピーク値付近や零点付近に歪みが発生している。一方、第 12B図に示すように、本発明のデッドパンド補償をした場合は、第 12A図に比較して電流の歪みはほとんど見られない。

第 13A図は 3相矩形波モータにデッドパンド補償を適用しない場合であり、第 13B図はデッドパンド捕償を適用した場合のモータ電流の結果について示している。第 13A図のデッドパンド補償をしない場合は、電流指令値 Iref に対して実際の電流 Imesが相当歪んでいることが見てとれる。これを詳しく見ると、ある相の零電流付近の歪みの影響が他の相の最大電流付近の歪みに影響を与えている。第 12A図の正弦波電流モータのシミュレーションにおいて、電流波形が零付近と最大電流付近で歪みが発生しているが、その発生理由と同じ理由である。モータ電流の最大電流が歪むと、モータのトルクリップルが大きく発生することになる。一方、第 13B 図のデッドパンド捕償をした場合は、実際の電流 Imes は電流指令値 Iref により近い値を発生しており、電流歪みも明らかに少ない。つまり、本発明のデッドパンド補償を用いると、正弦波電流モータでも矩形波電流モータでも電流の歪みが少なくなり、トルクリップルも抑えることができる。

[実施例 3 ]

次に、ヒステリシス特性回路のヒステリシス幅の改善に関する実施例について説明する。それは、モデル電流 Imodは実際のモータ電流 Imes を完全にモデル化できず、モデル電流 Imodと実際のモータ電流 Imes との間には誤差が存在するという問題があり、その問題について第 11 図を参照して説明する。

第 14A図は、電流指令値 Iref が大きく、また、モータの回転速度 ω も速い場合のモデル電流 Imodと実際のモータ電流 Imes との関係を示したものである。一方、第 14B 図は、電流指令値 Iref が小さく、また、モータの回転速度 ωが遅い場合のモデル電流 Imod と実際のモータ電流 Imes との関係を示したものである。

第 14A図の t = tAにおいて、モデル電流 Imodの正負で極性を判定した場合、モデル電流 Imod が既に正から負に極性が変わっているにも拘わらず、実際のモータ電流 Imes は未だ正の極性にあり、誤った極性のデッドバンド補償が行われる。これを防止するためにヒステリシスを設置しているわけであるが、第 14A 図のモデル電流 Imod と実際のモータ電流 Imes の関係と第 14B 図のそれらの関係を比較すると、電流指令値 Iref が大きく、モータの回転速度 Q)が速いほど誤差が大きくなる。つまり、ヒステリシス幅を電流指令値 Iref、又はモータの回転速度 ωを考慮したヒステリシス幅を決定する必要がある。

このような問題を改善した実施例を、第 15 図を参照して説明する。第 15図の実施例は、モデル電流 Imodを極性判定にのみ使用した実施例であり、また、この実施例は、電流指令値 Iref とモータ回転速度 ωの両方を考慮してヒステリシス幅を算出する実施例である。その構成はモータの回転速度 ωをヒステリシス幅算出回路 61 に入力して、先ず基準となるヒステリシス幅 W 1を決定する。一方、電流指令値 Iref を絶対値回路 55に入力して、電流指令値の大きさ i Iref | を算出する。そして、乗算器 62で電流指令値 Iref の大きさ | Iref | も考慮したヒステリシス幅 W2 を、 W2 = I Iref | X W 1 として算出する。そして、算出されたヒステリシス幅 W2 が入力されたヒステリシス付極性判定回路 63 で極性 s i gn dmod)を算出して出力する。

ここで、ヒステリシス付極性判定回路 63 の動作について説明する。モデル電流 Imod がヒステリシス幅 W2 より大きい場合は、極性 s ign (Imod)として " + 1 " を算出する。逆に、モデル電流 Imod がヒステリシス幅一 W2 より小さい場合は、極性 s i gn (Imod)として "ー 1 " を算出する。また、モデル電流 Imodがステリシス幅一 W2 より大きくステリシス幅 + W2より小さい場合は、前回の極性 s ign (Iniod)を使用する。このようにして極性判定を電流指令値 Iref 及ぴモータの回転速度 ω に基いてヒステリシス幅 W2を決定することにより、モデル電流 Imodと実際のモータ電流 Imes とのモデル化誤差による極性判定の誤検出を防止することができる。この実施例では、電流指令値 Iref とモータの回転速度 ωの両方を用いてヒステリシス幅 W2 を算出したが、どちらか一方に基いてヒステリシス幅 W2 を算出しても良い。また、モータの回転速度 ωからヒステリシス幅 W1を決定する場合や、電流指令値 Iref から絶対値 I Iref I を算出するのみ、テーブルを用いても良い。この実施例では、絶対値の算出は計算量削減のため、テーブルを通過させず、そのまま使用した。

以上説明したように、極性判定のためのヒステリシス幅を電流指令値又はモータの回転速度に基いて決定することにより、モデル化誤差による極性判定の誤検出を防止でき、効果のあるデッドバンド補償が実行できる。

以上説明したように、本発明を用いれば、モデル電流を用いるので極性判別の困難なモータ電流を実測する必要が無く、また、モータ電流の変化も考慮したデッドバンド補償するので、確実にィンパータの上下ァーム短絡を防止しつつ、モータ電圧、電流の歪みが少なくトルクリップルも少ない電動パワーステアリング装置を提供できる。また、本発明を実施するために新たにハードウエアを追加する必要がないことも本発明の有利な効果である。

本発明の電動パワーステアリング装置の制御装置によれば、電流指令値からモデル電流を基にデッドパンド補償するので、従来のノイズを含んだ実測電流を基にしたデッドパンド補償と異なり、モータ電圧、電流の歪みの少ない、或いはトルクリップルの少ないデッドバンド補償のできる電動パワーステアリング装置の制御装置を提供できる。

また、モデル電流を用いてモータ負荷の変動によるモータ電流の変化も考慮したデッドパンド補償するので、従来のような固定値のみによるデッドバンド補償と異なり、モータ電圧、電流の歪み少ない、或いはトルクリップルの少ないデッドパンド捕償のできる電動パワーステアリング装置の制御装置を提供できる。産業上の利用可能性

. 本発明の電動パワーステアリング装置の制御装置は、電流指令値からモデル電流を基にデッドパンド捕償するので、従来のノイズを含んだ実測電流を基にしたデッドバンド補償と異なり、モータ電圧、電流の歪みの少ない、或いはトルクリップルの少ないデッドパンド補償ができる。

Claims

請の

1 . 少なくともステアリングシャフトに発生する操舵トルク信号に基いて演算された電流指令値と、少なくとも前記電流指令値を入力とする電囲

流制御回路の出力である電圧指令値とに基いて、ステアリング機構に操舵補助力を与えるモータの電流をィンパータを用いて制御する電動パヮーステアリング装置の制御装置において、前記電流指令値を基にモデル電流を作成し、前記モデル電流を基に前記ィンパータのデッドパンド補償をするデッドパンド補償回路を備えたことを特徴とする電動パワーステアリング装置の制御装置。

2 . 前記デッドパンド補償回路の出力値が、固定値と前記モデル電流に比例する変化値との加算値である請求の範囲第 1項に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。

3 . 前記デッドパンド捕償回路の出力値が、固定値以下では前記モデル電流に比例する第 2の変化値であり、前記固定値以上では前記固定値と前記モデル電流に比例する変化値との加算値である請求の範囲第 1項に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。

4 . 前記固定値が前記ィンパータを構成するスィツチング素子の特性から決定される値である請求の範囲第 2項又は第 3項に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。

5 . 前記モデル電流が前記電流指令値を入力値とし、 1次遅れ関数で構成されるリファレンスモデル回路の出力値である請求の範囲第 1項乃至第 4項のいずれかに記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。

6 . 前記デッドパンド補償回路の入力にヒステリシス特性回路を設置した請求の範囲第 2項に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。

7 . 前記ヒステリシス特性回路のヒステリシス幅が、前記モータの回転速度又は前記電流指令値に基いて算出される請求の範囲第 6項に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。