CN109792223B - 电动助力转向装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种电动助力转向装置，该电动助力转向装置具有“用于对逆变器的死区时间进行补偿”的多个死区时间补偿功能，不需要调节操作，通过根据转向状态并且通过混合来逐渐切换死区时间补偿功能，以便进行补偿，提高转向性能，并且，改善电流波形的失真，提高电流控制的响应性，能够抑制声音、振动和脉动。本发明的基于矢量控制方式的电动助力转向装置至少基于转向扭矩来运算出dq轴的转向辅助指令值，基于转向辅助指令值来运算出dq轴电流指令值，将dq轴电流指令值变换成3相占空比指令值，通过PWM控制的逆变器对三相无刷电动机进行驱动控制，将辅助扭矩赋予给车辆的转向机构，其具有“用于进行逆变器的死区时间补偿”的性能各不相同的多个死区时间补偿功能，通过一边进行混合，一边从多个死区时间补偿功能中的一个死区时间补偿功能逐渐切换到另一个死区时间补偿功能，来实施死区时间补偿。

Description

电动助力转向装置
技术领域
本发明涉及一种电动助力转向装置，该电动助力转向装置通过dq轴旋转坐标系对三相无刷电动机的驱动进行矢量控制，并且，通过一边进行混合，一边逐渐切换性能各不相同的多个死区时间补偿功能(例如，基于电动机端子电压的逆变器的死区时间补偿功能和基于电动机旋转角(电角度)的函数的逆变器的死区时间补偿功能)，来实施与转向状态相对应的死区时间补偿，从而提高了转向性能，实现了平稳并且没有转向音的辅助控制。
背景技术
利用电动机的旋转力对车辆的转向机构施加转向辅助力(辅助力)的电动助力转向装置(EPS)，将作为致动器的电动机的驱动力经由减速装置由诸如齿轮或皮带之类的传送机构，向转向轴或齿条轴施加转向辅助力。为了准确地产生转向辅助力的扭矩，这样的现有的电动助力转向装置进行电动机电流的反馈控制。反馈控制通过调整电动机外加电压，以便使转向辅助指令值(电流指令值)与电动机电流检测值之间的差变小，一般来说，通过调整PWM(脉冲宽度调制)控制的占空比(duty ratio)来进行电动机外加电压的调整。
参照图1对电动助力转向装置的一般结构进行说明。如图1所示，转向盘(方向盘)1的柱轴(转向轴或方向盘轴)2经过减速齿轮3、万向节4a和4b、齿轮齿条机构5、转向横拉杆6a和6b，再通过轮毂单元7a和7b，与转向车轮8L和8R相连接。另外，在柱轴2上设有用于检测出转向盘1的转向角θ的转向角传感器14和用于检测出转向盘1的转向扭矩Th的扭矩传感器10，用于对转向盘1的转向力进行辅助的电动机20通过减速齿轮3与柱轴2相连接。电池13对用于控制电动助力转向装置的控制单元(ECU)30进行供电，并且，经过点火开关11，点火信号被输入到控制单元30中。控制单元30基于由扭矩传感器10检测出的转向扭矩Th和由车速传感器12检测出的车速Vs，进行辅助(转向辅助)指令的电流指令值的运算，由通过对运算出的电流指令值实施补偿等而得到的电压控制指令值Vref来控制供应给电动机20的电流。此外，转向角传感器14并不是必须的，也可以不设置转向角传感器14，还有，也可以从与电动机20相连接的诸如分解器之类的旋转传感器处获得转向角(电动机旋转角)θ。
另外，用于收发车辆的各种信息的CAN(Controller Area Network，控制器局域网络)40被连接到控制单元30，车速Vs也能够从CAN40处获得。此外，用于收发CAN40以外的通信、模拟/数字信号、电波等的非CAN41也可以被连接到控制单元30。
在这样的电动助力转向装置中，尽管控制单元30主要由CPU(Central ProcessingUnit，中央处理单元)(也包含MPU(Micro Processor Unit，微处理器单元)、MCU(MicroController Unit，微控制器单元)等)来构成，但该CPU内部由程序执行的一般功能例如，如图2的结构所示那样。
参照图2对控制单元30的功能以及动作进行说明。如图2所示，来自扭矩传感器10的转向扭矩Th和来自车速传感器12的车速Vs被输入到转向辅助指令值运算单元31中。转向辅助指令值运算单元31基于转向扭矩Th和车速Vs并利用辅助图(assist map)等来运算出转向辅助指令值Iref1。运算出的转向辅助指令值Iref1在加法单元32A与来自用于改善特性的补偿单元34的补偿信号CM相加，相加后得到的转向辅助指令值Iref2在电流限制单元33中被限制了最大值，被限制了最大值的电流指令值Irefm被输入到减法单元32B中以便在减法单元32B中对其和电动机电流检测值Im进行减法运算。
PI控制单元35对作为在减法单元32B中得到的减法结果的偏差ΔI(＝Irefm－Im)进行诸如PI(比例积分)之类的电流控制，经过电流控制后得到的电压控制指令值Vref与调制信号(三角波载波)CF一起被输入到PWM控制单元36中以便运算出占空比指令值，通过已经运算出占空比指令值的PWM信号并且经过逆变器37来对电动机20进行PWM驱动。电动机电流检测器38检测出电动机20的电动机电流值Im，由电动机电流检测器38检测出的电动机电流值Im被反馈输入到减法单元32B中。
另外，补偿单元34先在加法单元344将检测出或估计出的自对准扭矩(SAT)343与惯性补偿值342相加，然后在加法单元345将在加法单元344中得到的加法结果与收敛性控制值341相加，最后将在加法单元345中得到的加法结果作为补偿信号CM输入到加法单元32A以便实施特性改善。
近年来，作为电动助力转向装置的致动器，三相无刷电动机已经成为了主流，并且，因为电动助力转向装置为车载产品，所以其工作温度范围很广，从故障安全的角度来看，与以家用电器产品为代表的一般工业用逆变器相比，用于驱动电动助力转向装置中的电动机的逆变器需要较长的死区时间(即，一般工业用设备用逆变器的死区时间＜EPS用逆变器的死区时间)。一般来说，因为当关断(OFF)开关元件(例如，FET(Field-EffectTransistor，场效应晶体管))的时候，存在延迟时间，所以如果同时进行上下桥臂的开关元件的关断/导通(OFF/ON)切换的话，则会发生直流链路短路的状况，为了防止发生这种状况，设置上下桥臂的双方的开关元件处于关断(OFF)状态的时间(死区时间)。
其结果为，电流波形失真，并且，电流控制的响应性和转向感发生恶化。例如，当转向盘处于在中心(on-center)附近的状态并且缓慢地进行转向的时候，会产生起因于扭矩脉动等的不连续的转向感等。还有，因为在中、高速转向时所发生的电动机的反电动势和绕组之间的干扰电压会作为外部干扰而作用于电流控制，所以会使转向追随性和反向转向时的转向感变差。
“独立地设定作为三相无刷电动机的转子的坐标轴的用来控制扭矩的q轴和用来控制磁场强度的d轴，因为各个轴存在90°的关系，所以通过该矢量对相当于各个轴的电流(d轴电流指令值以及q轴电流指令值)进行控制”的矢量控制方式是已知的。
图3示出了“通过矢量控制方式对三相无刷电动机100进行驱动控制的场合”的结构示例。如图3所示，基于转向扭矩Th、车速Vs等来运算出两个轴(dq轴坐标系)的转向辅助指令值(Iref2(idref以及iqref))，被限制了最大值的两个轴的d轴电流指令值id *以及q轴电流指令值iq *分别被输入到减法单元131d以及减法单元131q中，由减法单元131d以及减法单元131q求出的电流偏差Δid *以及电流偏差Δiq *分别被输入到PI(Proportional-Integral，比例积分)控制单元120d以及PI控制单元120q中。在PI控制单元120d以及PI控制单元120q中经过PI控制后得到的电压指令值vd以及电压指令值vq分别被输入到减法单元141d以及加法单元141q中。来自d-q解耦控制(decoupling control)单元140的电压vd1 *被输入到减法单元141d中，在减法单元141d中得到的减法结果就成为指令电压Δvd。还有，来自d-q解耦控制单元140的电压vq1 *被输入到加法单元141q中，在加法单元141q中得到的加法结果就成为指令电压Δvq。指令电压Δvd以及指令电压Δvq被输入到dq轴/3相交流变换单元150中。在dq轴/3相交流变换单元150中被变换成3个相的电压指令值Vu*、Vv*以及Vw*被输入到PWM控制单元160中,通过基于运算出的3个相的占空比指令值(Dutyu、Dutyv、Dutyw)的PWM信号UPWM、VPWM以及WPWM，并且，经由“由如图4所示那样的具有上下桥臂的电桥结构来构成”的逆变器(逆变器外加电压VR)161来对电动机100进行驱动。上侧桥臂由作为开关元件的FETQ1、FETQ3以及FETQ5来构成，还有，下侧桥臂由FETQ2、FETQ4以及FETQ6来构成。
电流检测器162检测出电动机100的3相电动机电流iu、iv以及iw，检测出的3相电动机电流iu、iv以及iw被输入到3相交流/dq轴变换单元130中，在3相/2相变换单元130中被变换成2个相的反馈电流id以及iq分别被减法输入到减法单元131d以及减法单元131q中，并且，还被输入到d-q解耦控制单元140中。还有，旋转传感器等被安装在电动机100上，用来对传感器信号进行处理的角度检测单元110输出电动机旋转角θ以及电动机转速(旋转速度)ω。电动机旋转角θ被输入到dq轴/3相交流变换单元150以及3相交流/dq轴变换单元130中。还有，电动机转速ω被输入到d-q解耦控制单元140中。来自d-q解耦控制单元140的d轴的电压vd1 *被输入到减法单元141d中，减法单元141d计算出作为减法结果的指令电压Δvd。还有，来自d-q解耦控制单元140的q轴的电压vq1 *被输入到加法单元141q中，加法单元141q计算出作为加法结果的指令电压Δvq。
这样的基于矢量控制方式的电动助力转向装置是用来对驾驶员的转向进行辅助的装置，并且，电动机的声音、振动和扭矩脉动等作为一种力的感觉经由转向盘被传递给驾驶员。作为用来驱动逆变器的功率器件，通常使用FET，在三相电动机的情况下，为了对电动机进行通电，如图4所示那样，针对每个相，需要使用上下桥臂中的被串联起来的FET。尽管交替地重复进行上下桥臂的FET的导通/关断(ON/OFF)，但由于FET不是理想的开关，其不可能按照栅极信号的指令来瞬时进行FET的ON/OFF，所以需要导通时间和关断时间。因此，如果向上侧桥臂的FET发出的导通指令(ON指令)和向下侧桥臂的FET发出的关断指令(OFF指令)同时被输入进来的话，则存在“上侧桥臂的FET和下侧桥臂的FET同时处于导通状态(ON状态)，从而上下桥臂发生短路”的问题。因为FET的导通时间和关断时间有所不同，所以在同时向FET发出指令的情况下，在“向上侧桥臂的FET发出了ON指令，并且，导通时间短(例如，导通时间为100ns)”的场合，FET就立刻变成ON状态，但在“即使向下侧桥臂的FET发出了OFF指令，但关断时间长(例如，关断时间为400ns)”的场合，FET却不会立刻变成OFF状态，因此，可能会发生“瞬时上侧桥臂的FET变成ON状态，并且，下侧桥臂的FET也变成ON状态(例如，在400ns－100ns之间，ON－ON)”的现象。
因此，通过在经过了作为死区时间的所规定的时间之后，将ON信号赋予给栅极驱动电路，这样就不会发生“上侧桥臂的FET和下侧桥臂的FET同时处于ON状态”的现象。因为该死区时间为非线性，所以电流波形失真，控制的响应性能发生恶化，发生声音、振动和脉动。在柱轴助力式电动助力转向装置的场合，因为与通过转向盘和钢制的柱轴来进行连接的齿轮箱直接相连接的电动机的配置位置在结构上非常靠近驾驶员，所以与下游助力方式的电动助力转向装置相比，需要特别考虑起因于电动机的声音、振动和脉动等。
作为对逆变器的死区时间进行补偿的方法，在现有技术中，检测出发生死区时间的时刻，添加补偿值，通过电流控制的dq轴上的外部干扰观测器来对死区时间进行补偿。
例如，日本专利第4681453号公报(专利文献1)和日本特开2015-171251号公报(专利文献2)公开了用于对逆变器的死区时间进行补偿的电动助力转向装置。在专利文献1中，具备死区时间补偿电路，该死区时间补偿电路将电流指令值输入到包括电动机和逆变器在内的电流控制环路的参考模型电路中，基于电流指令值来生成模型电流，基于模型电流来对逆变器的死区时间的影响进行补偿。还有，在专利文献2中，具备用于对占空比指令值进行基于死区时间补偿值的补正的死区时间补偿单元，并且，具有基本补偿值运算单元和滤波器单元，其中，该基本补偿值运算单元基于电流指令值来运算出作为死区时间补偿值的基础值的基本补偿值，该滤波器单元对基本补偿值进行与LPF(低通滤波器)相对应的滤波处理。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第4681453号公报
专利文献2：日本特开2015-171251号公报
发明内容
发明要解决的技术问题
专利文献1的装置为这样一种方式，即，计算出基于q轴电流指令值的大小的死区时间补偿量，使用3相电流参考模型，估计出补偿符号。在等于或小于所规定的固定值的情况下，补偿电路的输出值为与模型电流成比例的变化值；在等于或大于所规定的固定值的情况下，补偿电路的输出值为固定值与“与模型电流成比例的变化值”相加后得到的加法值。尽管基于电流指令来输出电压指令，但需要进行“用来决定用于输出所规定的固定值的滞后特性”的调节操作。
还有，尽管专利文献2的装置在决定死区时间补偿值的时候，通过q轴电流指令值和“对q轴电流指令值进行低通滤波器处理后得到的补偿值”来进行死区时间补偿，但由于“因低通滤波器处理而导致产生延迟”，所以存在“将被输入到电动机中的最终的电压指令并不是用来操作死区时间补偿值的电压指令”的问题。
还有，为了提高转向性能，存在“在特定的区域，切换多个死区时间补偿功能”的情形。在除“例如，在高速转向时，d轴电流指令值为0[A]”的场合以外的情况下，因为死区时间补偿值的特性会发生很大变化，所以在通过单一功能的死区时间补偿对整个区域进行补偿的情况下，有时在特定的区域，补偿精度会变差，并且，会发生扭矩脉动、声音和振动。
在前馈类型的死区时间补偿(角度前馈类型、电流指令值模型类型)中，因为锁定电动机输出轴，通过专用软件使电流在电动机中流动，所以需要通过实际的机器来测定所需要的死区时间补偿量。还有，需要进行“使用电动机试验装置使单个电动机在恒定负载和恒定转速的条件下旋转，通过相位匹配和电流指令值来决定补偿符号”的阈值的调节操作。因为需要多次对逆变器外加电压和电动机转速等进行分配，所以存在“减轻调节操作”的要求。
另外，在前馈类型的死区时间补偿中，如果不通过适当的补偿量并且在适当的时刻来切换符号的话，则在零交叉点附近和在低负载以及低速转向时，会发生触点抖动(chattering)。因为加入“补偿量不合适”的死区时间补偿和/或“时刻不合适”的死区时间补偿，所以就有可能“因控制本身而导致发生触点抖动”。在前馈类型的死区时间补偿中，为了抑制这样的触点抖动，需要进行诸如“找各种窍门”、“严格切换补偿符号”之类的非常细致的调节操作。
本发明是鉴于上述情况而完成的，本发明的目的在于提供一种基于矢量控制方式的电动助力转向装置，该电动助力转向装置具有“用于对逆变器的死区时间进行补偿”的多个死区时间补偿功能，不需要调节操作，通过根据转向状态并且通过混合来逐渐切换死区时间补偿功能，以便进行补偿，提高转向性能，并且，改善电流波形的失真，提高电流控制的响应性，能够抑制声音、振动和脉动。
解决技术问题的技术方案
本发明涉及一种基于矢量控制方式的电动助力转向装置，其至少基于转向扭矩来运算出dq轴的转向辅助指令值，基于所述转向辅助指令值来运算出dq轴电流指令值，将所述dq轴电流指令值变换成3相占空比指令值，通过PWM控制的逆变器对三相无刷电动机进行驱动控制，将辅助扭矩赋予给车辆的转向机构，本发明的上述目的可以通过下述这样来实现，即：具有“用于进行所述逆变器的死区时间补偿”的性能各不相同的多个死区时间补偿功能，通过一边进行混合，一边从所述多个死区时间补偿功能中的一个死区时间补偿功能逐渐切换到另一个死区时间补偿功能，来实施所述死区时间补偿。
还有，本发明涉及一种基于矢量控制方式的电动助力转向装置，其至少基于转向扭矩来运算出dq轴的转向辅助指令值，基于所述转向辅助指令值来运算出dq轴电流指令值，将所述dq轴电流指令值变换成3相占空比指令值，通过PWM控制的逆变器对三相无刷电动机进行驱动控制，将辅助扭矩赋予给车辆的转向机构，本发明的上述目的可以通过下述这样来实现，即：具备死区时间补偿单元A、死区时间补偿单元B和补偿值切换单元，所述死区时间补偿单元A运算出“基于所述三相无刷电动机的3相端子电压，并且，与所述逆变器的所述dq轴相关联”的第一dq轴补偿值，所述死区时间补偿单元B运算出“基于所述三相无刷电动机的电动机旋转角，并且，与所述逆变器的所述dq轴相关联”的第二dq轴补偿值，所述补偿值切换单元通过基于所述q轴的所述转向辅助指令值，一边对所述第一dq轴补偿值和所述第二dq轴补偿值进行混合，一边在彼此之间逐渐进行切换，来运算出dq轴死区时间补偿值并将其输出，所述电动助力转向装置通过使用所述dq轴死区时间补偿值对所述dq轴电流指令值进行补正，来实施所述逆变器的死区时间补偿。
发明的效果
根据本发明的电动助力转向装置，因为通过“改变多个死区时间补偿功能的比率”的混合，来逐渐切换多个死区时间补偿功能(例如，基于电动机端子电压的逆变器的死区时间补偿功能(A)和基于电动机旋转角(电角度)的函数的逆变器的死区时间补偿功能(B))，使得能够在最适当的状态下进行死区时间的补偿，所以能够更进一步提高转向性能。基于电动机端子电压的逆变器的死区时间补偿功能(A)具有“因为自动计算出补偿量以及补偿符号，所以即使在中心(on-center)附近的低负载以及低速转向状态下，也可以进行补偿，并且，不会发生触点抖动”的特征。还有，基于电动机旋转角(电角度)的函数的逆变器的死区时间补偿功能(B)具有“在角度的相位与相电流的相位相匹配的低速转向区域以及中速转向区域，具有高补偿精度，还有，即使在3个相的补偿波形不是矩形波的情况下，也可以进行补偿”的特征。根据本发明，因为按照转向条件，一边对补偿功能A和补偿功能B进行混合，一边逐渐切换补偿功能A和补偿功能B，所以能够实现“充分利用了两者的特征”的最合适的转向以及平稳的补偿值切换。通过这样做，就不需要调节操作，通过对逆变器的死区时间进行补偿，就能够改善电流波形的失真，并且，还能够提高电流控制的响应性。
附图说明
图1是表示一般的电动助力转向装置的概要的结构图。
图2是表示电动助力转向装置的控制系统的结构示例的结构框图。
图3是表示矢量控制方式的结构示例的结构框图。
图4是表示一般的逆变器的结构示例的接线图。
图5是表示本发明的结构示例的结构框图。
图6是表示死区时间补偿单元(A)的结构示例的结构框图。
图7是详细地表示死区时间补偿单元(A)的结构示例的结构框图。
图8是表示中点电压估计单元的结构示例的结构框图。
图9是表示补正时刻判定单元以及补正值保持单元的详细结构示例的结构框图。
图10是表示补偿量限制单元的结构示例的结构框图。
图11是表示补偿量上限值的一个示例的特性图。
图12是表示死区时间补偿单元(B)的结构示例的结构框图。
图13是详细地表示死区时间补偿单元(B)的结构示例的结构框图。
图14是表示电流指令值感应增益单元的结构示例的结构框图。
图15是电流指令值感应增益单元内的增益单元的特性图。
图16是表示电流指令值感应增益单元的特性示例的特性图。
图17是表示补偿符号估计单元的动作示例的波形图。
图18是表示逆变器外加电压感应增益单元的结构示例的结构框图。
图19是表示逆变器外加电压感应增益单元的特性示例的特性图。
图20是表示相位调整单元的特性示例的特性图。
图21是表示3相角度－死区时间补偿值函数单元的动作示例的图。
图22是表示混合比率运算单元的结构示例的结构框图。
图23是表示混合比率的特性示例的特性图。
图24是用于说明混合动作的图。
图25是表示空间矢量调制单元的结构示例的结构框图。
图26是表示空间矢量调制单元的动作示例的图。
图27是表示空间矢量调制单元的动作示例的图。
图28是表示空间矢量调制单元的动作示例的时间图。
图29是表示空间矢量调制的效果的波形图。
图30是表示本发明的效果的波形图。
图31是表示死区时间补偿单元(A)的其他的结构示例的结构框图。
图32是表示死区时间补偿单元(A)的其他的结构示例的结构框图。
图33是表示死区时间补偿单元(B)的其他的结构示例的结构框图。
具体实施方式
本发明为了解决“因ECU的逆变器的死区时间的影响，从而导致产生电流失真、发生扭矩脉动、使转向音恶化等”的问题，通过一边对基于电动机端子电压的死区时间补偿功能(A)和基于与电动机旋转角(电角度)相对应的函数的死区时间补偿功能(B)进行混合，一边逐渐切换该死区时间补偿功能(A)和该死区时间补偿功能(B)，以便使逆变器的死区时间补偿值加在dq轴上，从而进行前馈补偿。
在单一功能的单一算法的死区时间补偿功能中，尽管在低速转向时，能够高精度地进行补偿，但在高速转向时，有时补偿精度会变差，或者，尽管在高负载时，能够高精度地进行补偿，但在低负载时，有时补偿精度也会变差。因此，在单一功能的单一算法的死区时间补偿功能中，难以高精度地对整个转向区域进行补偿。然而，在本发明中，通过准备多个“在转向条件下具有高补偿精度”的死区时间补偿功能，并且，根据转向状态，通过混合逐渐切换到最合适的死区时间补偿功能，这样就能够针对整个转向区域，实施具有高补偿精度的死区时间补偿。
在本发明中，针对dq轴矢量控制方式的d轴电压指令值以及q轴电压指令值，分别进行基于多个补偿功能的死区时间补偿，并且，基于q轴的转向辅助指令值来切换死区时间补偿功能，而且，通过改变多个补偿功能的比率来逐渐进行切换，这样就能够针对低速转向区域、中速转向区域以及高速转向区域的所有的区域，进行最合适的死区时间补偿。本发明的实施方式具有这样的结构，即，具有死区时间补偿功能A和死区时间补偿功能B，通过q轴的转向辅助指令值来进行补偿值切换的判定，当切换判定标记被输出的时候，运算出混合比率，按照运算出的混合比率来逐渐进行切换，切换死区时间补偿功能。
当切换特性各不相同的死区时间补偿的时候，因为特性各不相同的死区时间补偿在补偿量以及相位方面均存在差异，所以在简单地进行了切换的情况下，如图24(A)所示那样，在补偿值中会出现呈阶梯形的偏差，从而导致产生扭矩脉动。例如，在将切换时的死区时间补偿功能B的补偿量设定为1.00的情况下，则死区时间补偿功能A的补偿量的范围为0.92～0.95，这样就存在差异。尤其在“电动机中流动的电流量较少”的低负载以及低速区域的转向状态下，因为死区时间补偿量的影响较大(因为死区时间补偿电压大于PI控制等的指令电压)，所以即使稍微有一点呈阶梯形的偏差，也会导致产生扭矩脉动。因此，在本发明中，通过对两个补偿值进行混合，并且，通过设置变换期间(变换时间段)来获得呈扫描形的偏差(sweep-like deviation)，这样就防止了扭矩脉动的发生，从而驾驶员就不会知道补偿功能是何时被切换的。
此外，尽管低速转向区域、中速转向区域以及高速转向区域的电动机转速的范围随电动机的种类和EPS的减速齿轮3的减速比的不同而不同，但在本发明中，例如，低速转向区域的电动机转速的范围为0[rpm]～300[rpm]；中速转向区域的电动机转速的范围为300[rpm]～1800[rpm]；高速转向区域的电动机转速的范围为1800[rpm]～4000[rpm]，高速转向区域的电动机转速为等于或大于电动机的额定转速的转速(即，高速转向区域的电动机转速范围为“需要进行弱磁控制”的转速范围)。
下面，参照附图对本发明的实施方式进行说明。
与图3相对应的图5示出了本发明的整体结构。如图5所示，设有“用于运算出dq轴上的补偿值vdA以及vqA”的死区时间补偿功能(A)单元200、“用于运算出dq轴上的补偿值vdB以及vqB”的死区时间补偿功能(B)单元400和“用于通过混合来逐渐切换补偿值vdA以及vqA和补偿值vdB以及vqB，输出死区时间补偿值vd *以及vq *”的补偿值切换单元500。还有，死区时间补偿功能(B)单元400具有“在低速转向区域以及中速转向区域，具有高补偿精度”的特性；死区时间补偿功能(A)单元200具有“在低负载以及低速转向状态下，具有高补偿精度”的特性。
例如，死区时间补偿功能(A)为端子电压反馈型的死区时间补偿功能，在这种情况下，因为死区时间补偿功能(A)在“难以进行补偿符号的估计和补偿量的调整”的低负载以及低速转向状态下(例如，在中心附近缓慢地向左或向右转动转向盘的转向状态)，自动计算出最合适的补偿符号和补偿量，所以能够进行高精度的补偿。另一方面，死区时间补偿功能(B)为角度前馈型的死区时间补偿功能，在这种情况下，因为死区时间补偿功能(B)在从“不需要d轴电流”的低速转向转换到中速转向的状态下(例如，按照固定的速度转动转向盘的转向状态、使转向逐渐增加的转向状态等)，可以按照所规定的角度并且以不会发生延迟的方式来输入理想的死区时间补偿值，所以能够进行高精度的补偿。还有，因为计算出与角度相对应的死区时间补偿值，所以在低负载转向区域(例如，电流指令值范围为0[A]～4[A]等)以外的转向负载区域，即使在噪声和小的脉动混入到检测电流中的情况下，也不会受到补偿值的运算的影响，从而能够进行稳定的补偿。
电动机端子电压Vu、Vv以及Vw分别经由用于消除噪声的LPF(低通滤波器)163U、163V以及163W后被输入到死区时间补偿单元200(其细节将在后面描述)中，并且，来自PWM控制单元160内的占空比指令值运算单元160A的占空比指令值Dutyu、Dutyv以及Dutyw也被输入到死区时间补偿单元200中。还有，电动机旋转角θ、电动机转速ω以及被施加在逆变器161上的逆变器外加电压VR也被输入到死区时间补偿单元200中。还有，相当于图2的转向辅助指令值Iref2的q轴的转向辅助指令值iqref被输入到死区时间补偿单元400(其细节将在后面描述)中，并且，逆变器外加电压VR、电动机旋转角θ以及电动机转速ω也被输入到死区时间补偿单元400中。
补偿值切换单元500(其细节将在后面描述)由补偿值切换判定单元510、混合比率运算单元520、乘法单元531、乘法单元532、乘法单元533、乘法单元534、加法单元535和加法单元536来构成，其中，补偿值切换判定单元510基于转向辅助指令值iqref来判定补偿值的切换，并且，输出切换判定标记SF；混合比率运算单元520根据来自补偿值切换判定单元510的切换判定标记SF，来运算出死区时间补偿功能(A)单元200的混合比率RtA(例如，0％～100％)和死区时间补偿功能(B)单元400的混合比率RtB(例如，100％～0％)；加法单元535和加法单元536分别输出dq轴的死区时间补偿值vd *以及vq *。死区时间补偿值vd *以及vq *被输入到dq轴控制系统的加法单元121d以及加法单元121q中。
此外，乘法单元531、乘法单元532、乘法单元533、乘法单元534、加法单元535以及加法单元536构成了混合单元530。
矢量控制的d轴电流指令值id *以及q轴电流指令值iq *分别被输入到减法单元131d以及减法单元131q中，减法单元131d以及减法单元131q分别运算出d轴电流指令值id *以及q轴电流指令值iq *与反馈电流id以及反馈电流iq之间的电流偏差Δid *以及电流偏差Δiq *。运算出的电流偏差Δid *被输入到PI控制单元120d中，还有，运算出的电流偏差Δiq *被输入到PI控制单元120q中。经过PI控制后得到的d轴电压指令值vd以及q轴电压指令值vq分别被输入到加法单元121d以及加法单元121q中，然后，在加法单元121d以及加法单元121q中分别与来自如后所述的补偿值切换单元500的死区时间补偿值vd *以及vq *相加，以便进行死区时间补偿。经死区时间补偿后得到的各个电压值分别被输入到减法单元141d以及加法单元141q中。来自d-q解耦控制单元140的电压vd1 *被输入到减法单元141d中，在减法单元141d中得到的减法结果就成为电压指令值vd **，还有，来自d-q解耦控制单元140的电压vq1 *被输入到加法单元141q中，在加法单元141q中得到的加法结果就成为电压指令值vq **。对死区时间进行了补偿的电压指令值vd **以及vq **从dq轴的2个相被变换成U相、V相以及W相的3个相，然后，被输入到“用于叠加三次谐波”的空间矢量调制单元300(其细节将在后面描述)中。在空间矢量调制单元300中经过矢量调制后得到的3个相的电压指令值Vur *、Vvr *以及Vwr *被输入到PWM控制单元160内的占空比指令值运算单元160A中。占空比指令值运算单元160A运算出3个相的占空比指令值Dutyu、Dutyv以及Dutyw。占空比指令值Dutyu、Dutyv以及Dutyw被输入到死区时间补偿单元(A)200中，并且，还被输入到PWM控制电路160B中。与上述相同，通过来自PWM控制电路160B的PWM信号(UPWM、VPWM以及WPWM)，并且，经由逆变器161，来对电动机100进行驱动控制。
接下来，对死区时间补偿单元(A)200进行说明。
如图6所示，死区时间补偿单元(A)200由减法单元201(201U、201V、201W)以及减法单元202、中点电压估计单元210、3相指令电压运算单元220、电压检测延迟模型230、增益单元240、补偿量限制单元250以及“用于输出d轴补偿值CdA以及q轴补偿值CqA”的3相交流/dq轴变换单元260来构成。
图7示出了死区时间补偿单元(A)200的详细结构。如图7所示，电动机旋转角θ被输入到中点电压估计单元210以及3相交流/dq轴变换单元260中，还有，电动机转速ω被输入到中点电压估计单元210中。电动机端子电压Vu、Vv以及Vw分别经由LPF163U、LPF163V以及LPF163W后，被输入到中点电压估计单元210以及减法单元201(201U、201V、201W)中。还有，来自PWM控制单元160内的占空比指令值运算单元160A的占空比指令值Dutyu、Dutyv以及Dutyw被输入到3相指令电压运算单元220中，另外，逆变器外加电压VR被输入到中点电压估计单元210、3相指令电压运算单元220以及补偿量限制单元250中。
中点电压估计单元210基于逆变器外加电压VR来计算出中点电压的基准电压。图8示出了中点电压估计单元210的详细结构。如图8所示，由于因硬件的结构、检测误差等的影响而导致中点电压发生偏移，所以基于逆变器外加电压VR与3相电动机端子电压Vu、Vv以及Vw之间的差分来进行补正。还有，按照特定的电动机旋转角θ以及特定的电动机转速ω的条件，来调整用来进行补正的时刻。
也就是说，逆变器外加电压VR在减半单元211中被减少了一半(VR/2)，减半值(VR/2)被加法输入到减法单元217以及减法单元218中。端子电压Vu、Vv以及Vw被输入到加法单元216中以便对它们进行加法运算，在加法单元216中得到的加法结果(Vu+Vv+Vw)在除法单元(1/3)212中与1/3相乘，相乘后得到的电压“(Vu+Vv+Vw)/3”被减法输入到减法单元217中。减法单元217从减半值VR/2中减去电压“(Vu+Vv+Vw)/3”，并且，将减法结果VRna输入到补正值保持单元214中。补正时刻判定单元213基于电动机旋转角θ以及电动机转速ω来判定补正时刻，并且，将补正信号CT输入到补正值保持单元214中。补正量限制单元215基于由补正值保持单元214保持的电压VRnb来计算出补正量ΔVm。
图9示出了补正时刻判定单元213以及补正值保持单元214的详细结构。如图9所示，补正时刻判定单元213由角度判定单元213－1、有效转速判定单元213－2以及AND电路213－3来构成，还有，补正值保持单元214由切换单元214－1以及保持单元(Z-1)214－2来构成。
也就是说，电动机旋转角θ被输入到角度判定单元213－1中，角度判定单元213－1进行下述式1的判定。当式1成立的时候，角度判定单元213－1输出判定信号JD1。
式1
179[deg]＜θ＜180[deg]
在中点补正值的运算中，在将上述式1的时刻设定为补正条件的情况下，就能够准确地对零交叉点的电压值进行采样。在该零交叉点以外的场合，因为三次谐波被叠加在电动机端子电压上，所以检测不出更加准确的值。例如，在“将按照式1的条件检测出的各个端子电压设定为Vu＝6.83[V]、Vv＝7.55[V]以及Vw＝5.94[V]，并且，将逆变器外加电压设定为13.52[V]”的时候，则(Vu+Vv+Vw)/3＝6.77[V]和VR/2＝6.76[V]成立，从而VR/2≒(Vu+Vv+Vw)/3成立，这样就成为接近中点电压的值。还有，在电动机转速ω大的情况下，因为反电动势的影响变大，所以采样精度下降，从而变得无法进行准确的补正运算。因此，有效转速判定单元213－2判定“电动机转速ω是否等于或小于能够进行补正运算的有效转速ω0”，当电动机转速ω等于或小于能够进行补正运算的有效转速ω0的时候，输出判定信号JD2。
式2
ω≦ω0
判定信号JD1以及判定信号JD2被输入到AND电路213－3中，AND电路213－3按照判定信号JD1以及判定信号JD2已经被输入的AND条件来输出补正信号CT。补正信号CT作为切换信号被输入到补正值保持单元214内的切换单元214－1中，以便切换接点a和接点b。减法结果VRna被输入到接点a，还有，输出电压VRnb经由保持单元(Z-1)214－2后被输入到接点b。补正值保持单元214为了到下一个时刻为止能够输出稳定的补正值，保持值。还有，补正量限制单元215在“因噪声、反电动势、有关补正时刻的错误的判定等而导致补正量明显比一般情况下的补正量大”的情况下，就判断为“该补正量不正确”，从而将其限制在最大补正量。被限制在最大补正量的电压补正值ΔVm被输入到减法单元218中，减法单元218输出“按照下述式3运算出的”中点电压估计值Vm。中点电压估计值Vm被减法输入到减法单元201U、201V以及201W中。
式3
Figure BDA0001972299410000151
还有，3相占空比指令值Dutyu、Dutyv以及Dutyw和逆变器外加电压VR被输入到3相指令电压运算单元220中，3相指令电压运算单元220基于3相占空比指令值Dutyu、Dutyv以及Dutyw和逆变器外加电压VR，并且，使用下述式4，来计算出3相指令电压Vin。3相外加电压Vin被输入到电压检测延迟模型230中。此外，式4中的Dutyref表示Dutyu、Dutyv以及Dutyw。
式4
Figure BDA0001972299410000152
中点电压估计值Vm被减法输入到减法单元201(201U、201V以及201W)中，还有，经由LPF163U、LPF163V以及LPF163W之后的端子电压Vu、Vv以及Vw被减法输入到减法单元201(201U、201V以及201W)中。减法单元201U、201V以及201W按照下述式5，从3相端子电压Vu、Vv以及Vw中减去中点电压估计值Vm。通过这样做，就运算出了3相检测电压Vdn(Vdu、Vdv以及Vdw)。3相检测电压Vdn(Vdu、Vdv以及Vdw)被输入到作为3相损耗电压运算单元的减法单元202中。
式5
Vdu＝Vu-Vm
Vdv＝Vv-Vm
Vdw＝Vw-Vm
在进行3相端子电压Vu、Vv以及Vw的检测的时候，会发生起因于ECU的噪声滤波器等的延迟。因此，在通过直接获得3相指令电压Vin与3相检测电压Vdn之间的差分来计算出损耗电压的情况下，会产生因相位差而造成的误差。为了解决这个问题，在本发明中，通过将诸如滤波器电路之类的硬件的检测延迟近似为一阶滤波器模型，以便改善相位差。本实施方式的电压检测延迟模型230为“将T作为滤波器时间常数并且由下述式6来表示”的一阶滤波器。还有，电压检测延迟模型230也可以为二阶或更高阶的滤波器的模型。
式6
Figure BDA0001972299410000161
3相指令电压Vin被加法输入到减法单元202中，还有，3相检测电压Vdn被减法输入到减法单元202中。减法单元202通过从3相指令电压Vin中减去3相检测电压Vdn，来计算出3相损耗电压PLA(Vloss_n)。也就是说，减法单元202按照下述式7来进行运算。
式7
Vloss_u＝Vinu-Vdu
Vloss_v＝Vinv-Vdv
Vloss_w＝Vinw-Vdw
3相损耗电压PLA(Vloss_n)在增益单元240中与增益PG(例如，增益PG为0.8)相乘，3相损耗电压PLA(Vloss_n)与增益PG相乘后得到的3相损耗电压PLB被输入到补偿量限制单元250中。尽管基本上来说，没有必要对增益PG进行调整，但在诸如“与其他补偿器的一致性”、“实际车辆的调节”、“当ECU的零部件发生变化的时侯”之类的需要进行输出调整的场合，变更增益PG。
补偿量限制单元250感应逆变器外加电压VR，图10示出了补偿量限制单元250的详细结构。也就是说，如图10所示，逆变器外加电压VR被输入到补偿量限制单元250内的补偿量上下限值运算单元251中，补偿量上下限值运算单元251按照如图11所示的特性来运算出补偿量限制值DTCa。补偿量限制值DTCa具有这样的特性，即，当逆变器外加电压VR小于或等于所规定的电压VR1的时候，补偿量限制值DTCa为固定的限制值DTCa1；当逆变器外加电压VR大于所规定的电压VR1并且小于所规定的电压VR2(＞VR1)的时候，补偿量限制值DTCa线性(或非线性)地增加；在逆变器外加电压VR等于或大于所规定的电压VR2的时候，补偿量限制值DTCa为固定的限制值DTCa2并且保持不变。补偿量限制值DTCa被输入到切换单元252的接点a1以及比较单元255中，并且，还被输入到反转单元254中。还有，3相损耗电压PLB(Vloss_u、Vloss_v以及Vloss_w)被输入到比较单元255以及比较单元256中，并且，还被输入到切换单元252的接点b1。还有，反转单元254的输出－DTCa被输入到切换单元253的接点a2中。基于比较单元255的比较结果CP1来切换切换单元252的接点a1以及接点b1，还有，基于比较单元256的比较结果CP2来切换切换单元253的接点a2以及接点b2。
比较单元255对补偿量限制值DTCa和3相损耗电压PLB进行比较，并且，按照下述式8来切换切换单元252的接点a1以及接点b1。还有，比较单元256对补偿量限制值－DTCa和3相损耗电压PLB进行比较，并且，按照下述式9来切换切换单元253的接点a2以及接点b2。
式8
当3相损耗电压PLB≧补偿量上限值(DTCa)的时候，切换单元252的接点a1就处于ON状态(切换单元253的接点b2＝DTCa)
当3相损耗电压PLB＜补偿量上限值(DTCa)的时候，切换单元252的接点b1就处于ON状态(切换单元253的接点b2＝3相损耗电压PLB)
式9
当3相损耗电压PLB≦补偿量下限值(－DTCa)的时候，切换单元253的接点a2就处于ON状态(死区时间补偿值DTC＝－DTCa)
当3相损耗电压PLB＞补偿量下限值(－DTCa)的时候，切换单元253的接点b2就处于ON状态(死区时间补偿值DTC＝切换单元252的输出)
3个相的死区时间补偿值DTC与电动机旋转角θ一起被输入到3相交流/dq轴变换单元260中。3相交流/dq轴变换单元260输出被变换成2个相的d轴补偿值CdA以及q轴补偿值CqA。d轴补偿值CdA以及q轴补偿值CqA被输入到补偿值切换单元500中。
接下来，对死区时间补偿单元(B)400进行说明。
如图12所示，死区时间补偿单元(B)400由电流控制延迟模型401、补偿符号估计单元402、乘法单元403、乘法单元404d、乘法单元404q、加法单元421、相位调整单元410、逆变器外加电压感应增益单元420、角度－死区时间补偿值函数单元430U、角度－死区时间补偿值函数单元430V、角度－死区时间补偿值函数单元430W、乘法单元431U、乘法单元431V、乘法单元431W、3相交流/dq轴变换单元440以及电流指令值感应增益单元450来构成。还有，乘法单元404d以及乘法单元404q分别输出d轴补偿值CdB以及q轴补偿值CqB。
此外，通过乘法单元431U、乘法单元431V、乘法单元431W以及3相交流/dq轴变换单元440来构成了补偿值输出单元。还有，通过电流控制延迟模型401、补偿符号估计单元402、电流指令值感应增益单元450以及乘法单元403来构成了电流指令值感应增益运算单元。
图13示出了死区时间补偿单元400的详细结构。下面，参照图13对死区时间补偿单元400进行说明。
如图13所示，q轴转向辅助指令值iqref被输入到电流控制延迟模型401中。因ECU的噪声滤波器等，从而导致发生延迟，直到dq轴的电流指令值id *以及iq *被反映在实际电流上。因此，如果直接基于电流指令值iq *来判定符号的话，则有时会发生时间偏差。为了解决这个问题，通过将整个电流控制的延迟近似为一阶滤波器模型，以便改善相位差。电流控制延迟模型401为“将T作为滤波器时间常数，并且，由上述式6来表示”的一阶滤波器。还有，电流控制延迟模型401也可以为二阶或更高阶的滤波器的模型。
从电流控制延迟模型401输出的电流指令值Icm被输入到电流指令值感应增益单元450以及补偿符号估计单元402中。在低电流区域，有时死区时间补偿量会发生过度补偿，电流指令值感应增益单元450具有计算出“用于根据电流指令值Icm(转向辅助指令值iqref)的大小来减少补偿量”的增益的功能。还有，通过使用加权平均滤波器来进行降低噪声的处理，以便不会因来自电流指令值Icm(转向辅助指令值iqref)的噪声等，而导致“用于减少补偿量”的增益发生振动。
电流指令值感应增益单元450具有如图14所示的结构。如图14所示，绝对值单元451计算出电流指令值Icm的绝对值，来自绝对值单元451的绝对值在输入限制单元452中被限制了最大值，被限制了最大值的绝对值的电流指令值经由比例变换单元453后被输入到加权平均滤波器454中。在加权平均滤波器454中被降低了噪声的电流指令值Iam被加法输入到减法单元455中。减法单元455从电流指令值Iam中减去所规定的偏移OS。“从电流指令值Iam中减去偏移OS”的理由是为了防止起因于微小电流指令值的触点抖动，将等于或小于偏移OS的输入值固定在最小的增益。偏移OS为固定值。“在减法单元455中从电流指令值Iam中减去偏移OS后得到的”电流指令值Ias被输入到增益单元456中。增益单元456按照如图15所示那样的增益特性，来输出电流指令值感应增益Gc。
从电流指令值感应增益单元450输出的电流指令值感应增益Gc例如具有如图16所示那样的针对被输入进来的电流指令值Icm的特性。也就是说，电流指令值感应增益Gc具有这样一种特性，即，当电流指令值Icm等于或小于所规定的电流Icm1的时候，电流指令值感应增益Gc为固定的增益Gcc1；当电流指令值Icm大于所规定的电流Icm1并且小于所规定的电流Icm2(＞所规定的电流Icm1)的时候，电流指令值感应增益Gc随着电流指令值Icm增加而线性(或非线性)地增加；当电流指令值Icm等于或大于所规定的电流Icm2的时候，电流指令值感应增益Gc为固定的增益Gcc2并且保持不变。此外，所规定的电流Icm1也可以为0。
补偿符号估计单元402针对被输入进来的电流指令值Icm，按照如图17的(A)以及图17的(B)所示的滞后特性，来输出正(+1)或负(－1)的补偿符号SN。尽管以“电流指令值Icm的零交叉点”为基准来估计出补偿符号SN，但为了抑制触点抖动，补偿符号SN具有滞后特性。估计出的补偿符号SN被输入到乘法单元403中。此外，可以适当地变更滞后特性的正/负阈值。
来自电流指令值感应增益单元450的电流指令值感应增益Gc被输入到乘法单元403中。乘法单元403输出“电流指令值感应增益Gc与补偿符号SN相乘后得到的”电流指令值感应增益Gcs(＝Gc×SN)。电流指令值感应增益Gcs被输入到乘法单元404d以及乘法单元404q中。
还有，因为最适当的死区时间补偿量随逆变器外加电压VR而发生变化，所以运算出并改变“与逆变器外加电压VR相对应”的死区时间补偿量。还有，“用于输入逆变器外加电压VR，并且，输出电压感应增益Gv”的逆变器外加电压感应增益单元420具有如图18所示的结构。如图18所示，逆变器外加电压VR在输入限制单元421中被限制了正/负最大值，被限制了最大值的逆变器外加电压VR1被输入到逆变器外加电压/死区时间补偿增益变换表422中。逆变器外加电压/死区时间补偿增益变换表422的特性，例如为如图19所示的特性。拐点的逆变器外加电压9.0V以及15.0V和电压感应增益“0.7”以及“1.2”仅仅是一个示例而已，可以对它们进行适当的变更。电压感应增益Gv被输入到乘法单元431U、乘法单元431V以及乘法单元431W中。
另外，在想根据电动机转速ω来提前或者推迟死区时间补偿时刻的情况下，使相位调整单元410具有“根据电动机转速ω来计算出调整角度”的功能。相位调整单元410在超前角控制的情况下，具有如图20所示的特性。由相位调整单元410计算出的相位调整角Δθ被输入到加法单元421中，加法单元421使相位调整角Δθ与检测出的电动机旋转角θ相加。作为加法单元421的加法结果的电动机旋转角θm(＝θ+Δθ)被输入到角度－死区时间补偿值函数单元430U、角度－死区时间补偿值函数单元430V以及角度－死区时间补偿值函数单元430W中，并且，还被输入到3相交流/dq轴变换单元440中。
如图21详细所示那样，角度－死区时间补偿值函数单元430U、角度－死区时间补偿值函数单元430V以及角度－死区时间补偿值函数单元430W针对相位调整后的电动机旋转角θm，在电角度0[deg]～359[deg]的范围内，输出相位彼此相差120[deg]的矩形波的3相死区时间基准补偿值Udt、Vdt以及Wdt。死区时间补偿值角度函数单元430U、死区时间补偿值角度函数单元430V以及死区时间补偿值角度函数单元430W将3个相都需要的死区时间补偿值设定为基于角度的函数，在ECU中进行实时计算，输出死区时间基准补偿值Udt、Vdt以及Wdt。死区时间基准补偿值的角度函数随ECU的死区时间的特性不同而不同。
死区时间基准补偿值Udt、Vdt以及Wdt分别被输入到乘法单元431U、乘法单元431V以及乘法单元431W中以便使其与电压感应增益Gv相乘。与电压感应增益Gv相乘后得到的3个相的补偿值Udtc(＝Gv·Udt)、Vdtc(＝Gv·Vdt)以及Wdtc(＝Gv·Wdt)被输入到3相交流/dq轴变换单元440中。3相交流/dq轴变换单元440以与电动机旋转角θm同步的方式，将3个相的补偿值Udtc、Vdtc以及Wdtc变换成2个相的dq轴的补偿值vda *以及vqa *。补偿值vda *以及vqa *分别被输入到乘法单元404d以及乘法单元404q中以便使其与电流指令值感应增益Gcs相乘。在乘法单元404d以及乘法单元404q中得到的乘法结果分别为dq轴的补偿值CdB以及补偿值CqB。补偿值CdB以及补偿值CqB被输入到补偿值切换单元500中。
来自死区时间补偿单元(A)200的dq轴的补偿值CdA以及补偿值CqA分别被输入到补偿值切换单元500内的乘法单元531以及乘法单元533中，还有，来自死区时间补偿单元(B)400的dq轴的补偿值CdB以及补偿值CqB分别被输入到补偿值切换单元500内的乘法单元532以及乘法单元534中。
补偿值切换单元500内的补偿值切换判定单元510针对转向辅助指令值iqref的输入，具有死区，当变成了等于或大于所规定的阈值的时候，输出切换判定标记SF(例如，“H”)，并且，具有滞后特性。切换判定标记SF被输入到混合比率运算单元520中。混合比率运算单元520运算出补偿单元(A)200的比率RtA(％)和补偿单元(B)400的比率RtB(％)。
混合比率运算单元520例如具有如图22所示的结构。如图22所示，混合比率运算单元520具备“具有接点a和接点b，并且，根据切换判定标记SF来切换接点a和接点b”的开关523，递增计数值521被输入到接点a，还有，递减计数值522被输入到接点b。例如，当切换判定标记SF没有被输入进来的时候，与接点a相连接，开关523输出递增计数值521；当切换判定标记SF被输入进来的话，则被切换到接点b，开关523输出递减计数值522。开关523的输出被输入到加法单元524中，在加法单元524中得到的加法值在计数值限制单元(0％～100％)525中被限制了最大值之后，被作为比率RtB(％)输出，同时，被减法输入到减法单元527中，并且还经由保持单元(Z-1)526后被输入到加法单元524中。比率RtB被输入到减法单元527中，减法单元527将从固定的100％中减去比率RtB(％)后获得的值作为比率RtA(％)输出。其结果为，比率RtA从100％线形地变化到0％，比率RtB从0％线形地变化到100％，这样就能够获得如图23的实线所示那样的特性的比率RtA以及比率RtB。此外，在比率RtA与比率RtB之间总是存在下述式10的关系。
式10
RtA(％)+RtB(％)＝100％
尽管图23的时刻t0～时刻t1为基于混合的切换时间，但也可以通过改变计数值的大小来改变切换时间。还有，通过增加递增计数值521或减少递减计数值522，就能够调整切换的速度。
此外，如图23的虚线所示那样，也可以非线形地改变比率RtA以及比率RtB。
如上所述那样运算出的比率RtA被输入到乘法单元531以及乘法单元533中，还有，如上所述那样运算出的比率RtB被输入到乘法单元532以及乘法单元534中。来自死区时间补偿单元(A)200的d轴补偿值CdA被输入到乘法单元531中；来自死区时间补偿单元(A)200的q轴补偿值CqA被输入到乘法单元533中。还有，来自死区时间补偿单元(B)400的d轴补偿值CdB被输入到乘法单元532中；来自死区时间补偿单元(B)400的q轴补偿值CqB被输入到乘法单元534中。其结果为，RtA·CdA从乘法单元531中被输出，然后被输入到加法单元535中；RtA·CqA从乘法单元533中被输出，然后被输入到加法单元536中。同样地，RtB·CdB从乘法单元532中被输出，然后被输入到加法单元535中；RtB·CqB从乘法单元534中被输出，然后被输入到加法单元536中。因此，通过下述式11来表示的死区时间补偿值vd *以及vq *分别从加法单元535以及加法单元536中被输出，然后分别被输入到dq轴控制系统的加法单元121d以及加法单元121q中以便实施死区时间补偿。
式11
vd *＝RtA·CdA+RtB·CdB
vq *＝RtA·CqA+RtB·CqB
因为比率RtA以及比率RtB具有式10的关系(图23)，所以如图24的(B)所示那样，能够按照比率RtA以及比率RtB的变化，来平稳地切换死区时间补偿值(vd *、vq *)。尽管在图24的(B)中，通过补偿功能A(100％)来实施死区时间补偿直到时刻t1为止，然后，在时刻t1通过补偿值切换判定单元510切换到补偿功能B，但在本发明中，没有立即实施切换到补偿功能B的动作。在本发明中，通过从时刻t1起，逐渐减少补偿功能A的比率，并且，逐渐增加补偿功能B的比率，这样就使得在时刻t2补偿功能A的比率达到0％，并且，补偿功能B的比率达到100％。就这样，由于在时刻t1～时刻t2的时间段，实施补偿功能A+B的补偿，在时刻t2之后，实施补偿功能B(100％)的死区时间补偿，所以能够获得平稳的特性变化。图24的(A)示出了“通过开关在时刻t0瞬时进行了切换”的场合。
接下来，对空间矢量调制进行说明。如图25所示，空间矢量调制单元300只要具有“将dq轴空间的2相电压(vd **、vq **)变换成3相电压(Vua、Vva、Vwa)，并且，使三次谐波叠加在3相电压(Vua、Vva、Vwa)上”的功能就可以了。例如，空间矢量调制单元300可以使用由本申请人以前提出的日本特开2017-70066号公报和日本专利申请号2015-239898中所记载的空间矢量调制的方法。
也就是说，空间矢量调制具有这样的功能，即，通过基于dq轴空间的电压指令值vd **以及vq **、电动机旋转角θ以及扇区号n(#1～#6)来进行如下所述的坐标变换，并且，将“用来对电桥结构的逆变器的FET(上侧桥臂FETQ1、FETQ3以及FETQ5和下侧桥臂FETQ2、FETQ4以及FETQ6)的ON/OFF进行控制，并且，与扇区#1～#6相对应”的开关模式S1～S6供应给电动机，以便对电动机的旋转进行控制。关于坐标变换，在空间矢量调制中，基于下述式12并且通过坐标变换，将电压指令值vd **以及vq **变换成α－β坐标系中的电压矢量Vα以及Vβ。还有，图26示出了被用于这个坐标变换的坐标轴与电动机旋转角θ之间的关系。
式12
Figure BDA0001972299410000241
还有，在d－q坐标系中的目标电压矢量与α－β坐标系中的目标电压矢量之间存在如下述式13那样的关系，另外，目标电压矢量V的绝对值被保存起来。
式13
Figure BDA0001972299410000242
在空间矢量控制的开关模式中，根据FET(Q1～Q6)的开关模式S1～S6，并且，通过如图27的空间矢量图所示的8种离散基准电压矢量V0～V7(相位彼此相差π/3[rad]的非零电压矢量V1～V6和零电压矢量V0以及V7)，来定义逆变器的输出电压。还有，对这些基准输出电压矢量V0～V7的选择和它们的发生时间进行控制。另外，通过使用相邻的基准输出电压矢量所夹的6个区域，就能够将空间矢量划分为6个扇区#1～#6，目标电压矢量V属于扇区#1～#6中的某一个扇区，可以分配扇区号。基于目标电压矢量V的α－β坐标系中的旋转角γ，就能够求出“作为Vα以及Vβ的合成矢量的目标电压矢量V到底存在于在α－β空间中被分成正六边形的如图27所示那样的扇区中的哪一个扇区”。还有，旋转角γ作为电动机的旋转角θ与“通过d－q坐标系中的电压指令值vd **与电压指令值vq **之间的关系来获得”的相位δ的和，是通过γ＝θ+δ来决定的。
图28示出了“为了通过基于空间矢量控制的逆变器的开关模式S1、S3、S5的数字控制来使目标电压矢量V从逆变器输出，决定针对FET的ON/OFF信号S1～S6(开关模式)中的开关脉冲宽度和该时刻”的基本时间图。还有，空间矢量调制在每个规定的采样周期Ts，在采样周期Ts内进行运算等，并且，在下一个采样周期Ts将该运算结果变换成开关模式S1～S6中的开关脉冲宽度和该时刻并将它们输出。
空间矢量调制生成与基于目标电压矢量V求出的扇区号相对应的开关模式S1～S6。图28示出了在扇区号#1(n＝1)的场合的逆变器的FET的开关模式S1～S6的一个示例。信号S1、S3以及S5表示与上侧桥臂相对应的FETQ1、FETQ3以及FETQ5的栅极信号。横轴表示时间，Ts为“与开关周期相对应，被划分为8个时间段，由T0/4、T1/2、T2/2、T0/4、T0/4、T0/4、T2/2、T1/2以及T0/4来构成”的周期。还有，时间段T1以及T2分别为依存于扇区号n以及旋转角γ的时间。
在没有空间矢量调制的情况下，“将本发明的死区时间补偿应用在dq轴上，只对死区时间补偿值进行了dq轴/3相变换”的死区时间补偿值波形(U相波形)成为像图29的虚线那样的去除了三次谐波分量的波形。V相以及W相也是同样的。通过应用空间矢量调制来替代dq轴/3相变换，这样就能够使三次谐波叠加在3相信号上，从而能够弥补因3相变换而失去的三次谐波分量，就能够生成像图29的实线那样的理想的死区时间补偿波形。
图30为“表示了本发明的效果”的通过转向试验装置获得的实验结果。图30示出了“在使转向从低速增加到中速的转向状态下，当通过混合从补偿功能A被逐渐切换到补偿功能B的时候”的d轴电流以及q轴电流和d轴死区时间补偿值以及q轴死区时间补偿值的波形。到时刻t10为止为基于补偿功能A的死区时间补偿，从时刻t10到时刻t11为混合状态，在时刻t11之后为基于补偿功能B的死区时间补偿的动作波形。如图30所示那样，通过采用本发明的死区时间补偿，逐渐切换死区时间补偿功能A和死区时间补偿功能B，这样就可以确认出“即使在诸如当d轴电流开始流动时之类的电流控制特性发生了变化的情况下，也不会发生起因于死区时间的影响的dq轴电流的波形失真”。还有，当进行转向的时候，也没有切换时的扭矩脉动。
与图6相对应的图31以及图32分别示出了死区时间补偿单元(A)200的其他的结构示例。
在图31的结构示例中，关于3相损耗电压PLA的计算，是通过将3相损耗电压PLA作为dq轴损耗电压PLAdq，并且，求得dq轴损耗电压PLAdq来进行的。因此，3相交流/dq轴变换单元260B基于3个相的电动机端子电压Vu、Vv以及Vw和电动机旋转角θ来求得dq轴检测电压Vm，并且，求出的dq轴检测电压Vm被减法输入到减法单元202中。还有，3相指令电压运算单元220A基于3个相的占空比指令值Dutyu、Dutyv以及Dutyw并且按照上述式4，来运算出3相指令电压Vin。运算出的3相指令电压Vin在3相交流/dq轴变换单元260A中以与电动机旋转角θ同步的方式被变换成2个相的指令电压Vindq，经由电压检测模型230之后，被加法输入到减法单元202中。在本结构示例中，补偿量限制单元250输出dq轴的补偿值CdA以及补偿值CqA。
在图32的结构示例中，电动机110的端子电压Vu、Vv以及Vw分别经由用于消除噪声的LPF163U、LPF163V以及LPF163W之后，被输入到3相交流/dq轴变换单元260B中，在3相交流/dq轴变换单元210中以与电动机旋转角θ同步的方式被变换成dq轴检测电压Vm(Vd、Vq)。dq轴检测电压Vm(Vd、Vq)被减法输入到减法单元202中。还有，d轴电压指令值vd以及q轴电压指令值vq被输入到电压比率补正运算单元270中。在“将PWM周期设定为PWM_Time，并且，将死区时间设定为DT”的情况下，电压比率补正运算单元270通过使用下述式14，来运算出dq轴补正指令电压Vcomp(Vcomp_d、Vcomp_q)。dq轴补正指令电压Vcomp(Vcomp_d、Vcomp_q)被输入到电压检测延迟模型230中。
式14
Figure BDA0001972299410000261
Figure BDA0001972299410000262
来自电压检测延迟模型230的dq轴补正指令电压Vinc被加法输入到减法单元202中。在本结构示例中，补偿量限制单元250输出dq轴的补偿值CdA以及补偿值CqA。
与图12相对应的图33示出了死区时间补偿单元(B)400的其他的结构示例。如图33所示，在本实施方式中，通过dq轴角度－死区时间补偿值基准表440d以及440q，来直接计算出dq轴的补偿值CdB以及补偿值CqB。dq轴角度－死区时间补偿值基准表440d以及440q通过离线计算的方式计算出3个相都需要的作为角度的函数的死区时间补偿值，然后，将其变换成dq轴上的补偿值。来自角度－死区时间补偿值基准表440d以及440q的“用来表示死区时间基准补偿值”的输出电压vda以及vqa分别被输入到乘法单元405d以及乘法单元405q中，以便使其与电压感应增益Gv相乘。与电压感应增益Gv相乘后得到的dq轴的补偿值vda *以及vqa *分别被输入到乘法单元404d以及乘法单元404q中，以便使其与电流指令值感应增益Gcs相乘。在乘法单元404d以及乘法单元404q中得到的乘法结果分别为dq轴补偿值CdB以及CqB。
附图标记说明
1 转向盘(方向盘)
2 柱轴(转向轴或方向盘轴)
20、100 电动机
30 控制单元(ECU)
31 转向辅助指令值运算单元
35、120d、120q PI控制单元
36、160 PWM控制单元
37、161 逆变器
110 角度检测单元
130、260、440 3相交流/dq轴变换单元
140 d-q解耦控制单元
160A 占空比指令值运算单元
160B PWM控制电路
200 死区时间补偿单元(A)
210 中点电压估计单元
220、220A 3相指令电压运算单元
230 电压检测延迟模型
240 增益单元
250 补偿量限制单元
270 电压比率补正运算单元
300 空间矢量调制单元
301 2相/3相变换单元
302 三次谐波叠加单元
400 死区时间补偿单元(B)
401 电流控制延迟模型
402 补偿符号估计单元
410 相位调整单元
420 逆变器外加电压感应增益单元
421 相电流补偿符号估计单元
450 电流指令值感应增益单元
500 补偿值切换单元
510 补偿值切换判定单元
520 混合比率运算单元
530 混合单元

Claims (11)

1.一种基于矢量控制方式的电动助力转向装置，其至少基于转向扭矩来运算出dq轴的转向辅助指令值，基于所述转向辅助指令值来运算出dq轴电流指令值，将所述dq轴电流指令值变换成3相占空比指令值，通过PWM控制的逆变器对三相无刷电动机进行驱动控制，将辅助扭矩赋予给车辆的转向机构，其特征在于：
具有“用于进行所述逆变器的死区时间补偿”的性能各不相同的死区时间补偿功能A以及死区时间补偿功能B，
所述死区时间补偿功能A为“在低速转向状态下有效果”的基于电动机端子电压的死区时间补偿功能，
所述死区时间补偿功能B为“在低速转向状态以及中速转向状态下有效果”的基于电动机旋转角的函数的死区时间补偿功能，
通过一边进行混合，一边从所述死区时间补偿功能A以及所述死区时间补偿功能B中的一个死区时间补偿功能逐渐切换到另一个死区时间补偿功能，来实施所述死区时间补偿，
该电动助力转向装置还具备补偿值切换单元，该补偿值切换单元由补偿值切换判定单元、混合比率运算单元和混合单元来构成，
所述补偿值切换判定单元基于所述q轴的所述转向辅助指令值来进行补偿值切换的判定，
所述混合比率运算单元根据来自所述补偿值切换判定单元的补偿值切换判定标记，来运算出第一dq轴补偿值的混合比率RtA(％)和第二dq轴补偿值的混合比率RtB(％)，
所述混合单元输入所述第一dq轴补偿值和所述第二dq轴补偿值，基于所述混合比率RtA(％)和所述混合比率RtB(％)来运算出dq轴死区时间补偿值。
2.根据权利要求1所述的电动助力转向装置，其特征在于：
基于所述q轴的转向辅助指令值，线性或非线性地改变所述混合的比率。
3.一种基于矢量控制方式的电动助力转向装置，其至少基于转向扭矩来运算出dq轴的转向辅助指令值，基于所述转向辅助指令值来运算出dq轴电流指令值，将所述dq轴电流指令值变换成3相占空比指令值，通过PWM控制的逆变器对三相无刷电动机进行驱动控制，将辅助扭矩赋予给车辆的转向机构，其特征在于：
具备死区时间补偿单元A、死区时间补偿单元B和补偿值切换单元，
所述死区时间补偿单元A运算出“基于所述三相无刷电动机的3相端子电压，并且，与所述逆变器的所述dq轴相关联”的第一dq轴补偿值，
所述死区时间补偿单元B运算出“基于所述三相无刷电动机的电动机旋转角，并且，与所述逆变器的所述dq轴相关联”的第二dq轴补偿值，
所述补偿值切换单元通过基于所述q轴的所述转向辅助指令值，一边对所述第一dq轴补偿值和所述第二dq轴补偿值进行混合，一边在彼此之间逐渐进行切换，来运算出dq轴死区时间补偿值并将其输出，
所述电动助力转向装置通过使用所述dq轴死区时间补偿值对dq轴电压指令值进行补偿，来实施所述逆变器的死区时间补偿，
所述补偿值切换单元由补偿值切换判定单元、混合比率运算单元和混合单元来构成，
所述补偿值切换判定单元基于所述q轴的所述转向辅助指令值来进行补偿值切换的判定，
所述混合比率运算单元根据来自所述补偿值切换判定单元的补偿值切换判定标记，来运算出所述第一dq轴补偿值的混合比率RtA(％)和所述第二dq轴补偿值的混合比率RtB(％)，
所述混合单元输入所述第一dq轴补偿值和所述第二dq轴补偿值，基于所述混合比率RtA(％)和所述混合比率RtB(％)来运算出所述dq轴死区时间补偿值。
4.根据权利要求3所述的电动助力转向装置，其特征在于：
所述混合比率运算单元由开关、计数值限制单元、保持单元和减法单元来构成，
所述开关输入递增计数值以及递减计数值，并且，根据所述补偿值切换判定标记来切换所述开关，
所述计数值限制单元经由加法单元对来自所述开关的所述递增计数值或所述递减计数值进行限制，并且，输出所述混合比率RtB(％)，
所述保持单元保持所述混合比率RtB(％)，在所述加法单元中对所述混合比率RtB(％)进行加法运算，
所述减法单元通过从100％的数值中减去所述混合比率RtB(％)，来输出所述混合比率RtA(％)。
5.根据权利要求4所述的电动助力转向装置，其特征在于：
能够改变所述递增计数值以及所述递减计数值。
6.根据权利要求3所述的电动助力转向装置，其特征在于：
所述混合单元由第1乘法单元、第2乘法单元和加法单元来构成，
所述第1乘法单元使所述混合比率RtA(％)与所述第一dq轴补偿值相乘，
所述第2乘法单元使所述混合比率RtB(％)与所述第二dq轴补偿值相乘，
所述加法单元通过使在所述第1乘法单元中得到的乘法结果与在所述第2乘法单元中得到的乘法结果相加，来输出所述dq轴死区时间补偿值。
7.根据权利要求4所述的电动助力转向装置，其特征在于：
所述混合单元由第1乘法单元、第2乘法单元和加法单元来构成，
所述第1乘法单元使所述混合比率RtA(％)与所述第一dq轴补偿值相乘，
所述第2乘法单元使所述混合比率RtB(％)与所述第二dq轴补偿值相乘，
所述加法单元通过使在所述第1乘法单元中得到的乘法结果与在所述第2乘法单元中得到的乘法结果相加，来输出所述dq轴死区时间补偿值。
8.根据权利要求3所述的电动助力转向装置，其特征在于：
非线性地改变所述混合比率RtA(％)以及所述混合比率RtB(％)，并且，所述混合比率RtA(％)和所述混合比率RtB(％)满足RtA(％)+RtB(％)＝100％的关系。
9.根据权利要求4所述的电动助力转向装置，其特征在于：
非线性地改变所述混合比率RtA(％)以及所述混合比率RtB(％)，并且，所述混合比率RtA(％)和所述混合比率RtB(％)满足RtA(％)+RtB(％)＝100％的关系。
10.根据权利要求3所述的电动助力转向装置，其特征在于：
所述补偿为所述dq轴死区时间补偿值和所述dq轴电压指令值的加法运算。
11.根据权利要求4所述的电动助力转向装置，其特征在于：
所述补偿为所述dq轴死区时间补偿值和所述dq轴电压指令值的加法运算。
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