JP4681453B2 - 電動パワーステアリング装置の制御装置 - Google Patents

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    • H02M1/385Means for preventing simultaneous conduction of switches with means for correcting output voltage deviations introduced by the dead time

Description

【技術分野】
【0001】
本発明は、自動車や車両の操舵系にモータによる操舵補助力を付与するようにした電動パワーステアリング装置の制御装置に関し、特にモータ駆動用インバータのデッドバンド制御を改善した電動パワーステアリング装置の制御装置に関する。
【背景技術】
【0002】
自動車や車両のステアリング装置をモータの回転力で補助力を付勢する電動パワーステアリング装置は、モータの駆動力を減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に補助力を付勢するようになっている。そして、当該モータが所望のトルクを発生するようにモータに電流を供給するためモータ駆動回路にインバータなどが用いられている。
【0003】
ここで、日本国特許文献(特開平8−142884号公報)に開示されている電動パワーステアリング装置の基本的な構成を第1図に示し、さらに、その中のモータ駆動回路の詳細を第2図に示す。第1図において、トルクセンサ103で検出されたトルクが位相補償器121に入力されてトルク指令値が算出される。次に、電流指令演算器122にトルク指令値が入力され、車速センサ112で検出された車速を加味して電流指令演算器122で電流指令値Irefが算出される。この制御ではフィードバック制御が採用されており、制御対象であるモータ110の電流Imesをモータ電流検出回路142で検出して、比較器123にフィードバックされ、電流指令値Irefと比較して誤差が算出される。その誤差は比例演算器125及び積分演算器126でいわゆる比例積分制御される。過渡応答を良くするための微分補償器124には電流指令値が入力され、加算器127にて微分補償器124、比例演算器125及び積分演算器126のそれぞれの出力が合算されて電流制御値Eが算出される。モータ駆動回路141は入力値である電流制御値Eに基き、モータ駆動回路141はモータ110に電流を供給する。なお、バッテリ114はモータ駆動回路の電源である。
【0004】
モータ駆動回路141の詳細を第2図に示す。モータ駆動回路141は、スイッチング素子であるFETからなるインバータ部とFETのゲートを制御するゲート制御部とで構成されている。インバータ部はFET1とFET3による上下アーム、或いはFET2とFET4から成る上下アームが構成されてHブリッジを構成している。ゲート制御部は電流制御値Eが変換部130に入力され、各FETに対するタイミング信号が作成され、ゲート駆動回路133a,134a、133b、134bへ入力されてFETのゲート駆動が可能なゲート信号が作成される。しかし、変換部130で作成されたタイミング信号が直接ゲート駆動回路134a及び134bに入力されず、それぞれデッドタイム回路131及びデッドタイム回路132に入力されるのは次のような理由による。
【0005】
インバータ部を構成する各上下アーム、例えばFET1とFET3は交互にオン、オフを繰り返し、同じようにFET2とFET4は交互にオン、オフを繰り返す。しかし、FETは理想スイッチではなく、ゲート信号の指示通りに瞬時にオン、オフせず、ターンオンタイムやターンオフタイムを要する。このため、FET1へのオンの指示とFET3へのオフの指示が同時になされると、FET1及びFET3が同時にオンになって上下アームが短絡する問題がある。そこで、FET1とFET3が同時にオンすることのないように、ゲート駆動回路133aへオフ信号を与えた場合、ゲート駆動回路134aに直ちにオン信号を与えずデッドタイム回路131で、いわゆるデッドタイムという所定時間の間をおいてオン信号をゲート駆動回路134aに与えることにより、FET1とFET3の上下の短絡を防止している。このことは、FET2とFET4にも同じように当てはまる。
【0006】
しかし、このデッドタイムの存在は、電動パワーステアリング装置の制御にとってトルク不足やトルクリップルの問題を引起こす原因となっている。以下、この問題について詳しく説明する。
【0007】
先ず、デッドタイム、ターンオンタイム、ターンオフタイムについて第3A〜3D図に関係を示す。第3A〜3D図において、信号Kが基本的なFET1及びFET3に対するオン、オフ信号とする。しかし、実際にはFET1にはゲート信号K1が与えられ、FET2にはゲート信号K2が与えられる。つまり、デッドタイムTdが確保されている。FET1とFET2から構成される相電圧をVanとする。ゲート信号K1によるオン信号が与えられても直ちにFETはオンせず、ターンオンタイムTonの時間を要してターンオンしており、一方、オフ信号を与えても直ちにオフせずターンオフタイムToffの時間を要している。なお、Vdcはインバータの電源電圧である。
【0008】
よって、全遅れ時間はTtotは下記(1)式のように示される。
【0009】
Ttot=Td+Ton−Toff …(1)

となる。ここで、ターンオンタイムTonやターンオフタイムToffは使用するFETやIGBTなどの種類、容量などによって変化する。また、デッドタイムTdは一般的にターンオンタイムTonやターンオフタイムToffよりは大きい値である。
【0010】
次に、このデッドタイムTdによる影響について説明する。
【0011】
まず、電圧に対する影響では次のような影響がある。第3A〜3D図に示したように、理想のゲート信号Kに対して実際のゲート信号K1やK2はデッドタイムTdの影響でゲート信号Kとは異なったものとなる。そのため電圧に歪みが発生するが、その歪電圧の値ΔVをモータ電流の向きが正の場合(電流の向きが電源からモータへ流れる場合)は(2)式に示し、また、電流の向きが負の場合(電流の向きがモータから電源へ流れる場合)は(3)式に示す。
【0012】
−ΔV=−(Ttot/Ts)・(Vdc/2) …(2)
ただし、TsはインバータをPWM制御した場合のPWM周波数fsの逆数Ts=1/fsである。
【0013】
ΔV=(Ttot/Ts)・(Vdc/2) …(3)

となる。上記(2)式と(3)式を1つの式で表わすと下記(4)式のようになる。
【0014】
ΔV=−sign(Is)・(Ttot/Ts)・(Vdc/2) …(4)
ここで、sign(Is)はモータ電流の極性を表わす。

(4)式から導かれることは、歪み電圧ΔVは周波数fsが高く、電源電圧Vdcが小さい時ほどデッドタイムTdの影響が大きく現れることがわかる。
【0015】
電圧歪みに対するデッドタイムTdの影響について説明したが、電流或いはトルクに関しても、デッドタイムTdによる好ましくない影響がある。電流歪みについては、電流が正から負へ、或いは負から正へ変化するときに電流が零付近に張り付く現象(零クランピング現象)がデッドタイムTdによって引起こされる。これは負荷(モータ)がインダクタンスのため、デッドタイムTdによる電圧の減少が電流を零に維持しようとする傾向があるためである。
【0016】
また、トルクに対するデッドタイムTdの影響としてはトルクの出力不足やトルクリップルの増加に現れる。つまり、電流歪みが低次の高調波を発生させ、それがトルクリップルの増加につながる。また、トルクの出力不足は理想の電流よりデッドタイムTdの影響を受けた現実の電流が小さくなるために発生する。
【0017】
このようなデッドタイムTdの好ましくない影響を防止するために種々の対策、いわゆるデッドバンド補償が考えられてきた。その基本的な考えは(4)式に示す歪み電圧ΔVを補償することである。よって、(4)式を補償するためには下記(5)式の示す補正電圧Δuによって補正することになる。
【0018】
Δu=sign(Is)・(Ttot/Ts)・(Vdc/2) …(5)

ここで、問題となるのは電流Isの極性sign(Is)を正しく検出できないことである。電流Isの極性を測定するとき、PWM制御のノイズや前述した電流の零クランピング現象が電流Isの極性を正しく測定することを困難にしている。
【0019】
多くの従来のデッドバンド補償(例えば文献1(ベン ブラヒム 「3相PWMインバータのデッドタイム補償解析」学会誌IEEE−IECON98、2巻、792頁から797頁(Ben−Brahim、Theanalysis and compensation of dead − time effects in the three phase PWM inverters、Proceedingsof the IEEE−IECON98、Volume 2,pages792−792)に開示されている。)は、方法が複雑で、ハードウエアの追加が必要で、さらにモータ電流などの負荷電流の変化を考慮に入れた対策を施していないものである。
【0020】
そのため、インバータの上下アーム短絡を防止するためのデッドバンド補償がモータ電圧、電流の歪み或いはトルクの出力不足やトルクリップルの増加を招き、従来そのデッドバンド補償の改善策が複雑で、かつハードウエアの追加を招き、またモータ負荷電流の影響を考慮しない不完全なデッドバンド補償であった。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【0021】
本発明は上述のような事情から成されたものであり、本発明の目的は、構成が簡単でモータ負荷電流の影響も考慮にいれたデッドバンド補償を用いることにより、モータ電圧、電流の歪みやトルクリップルの少ない電動パワーステアリング装置の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0022】
本発明は、少なくともステアリングシャフトに発生する操舵トルク信号に基いて演算された電流指令値と、少なくとも前記電流指令値を入力とする電流制御回路の出力である電圧指令値とに基いて、ステアリング機構に操舵補助力を与えるモータの電流をインバータを用いて制御する電動パワーステアリング装置の制御装置に関するものであり、本発明の上記目的は、前記モータ、前記インバータを含む電流制御ループのリファレンスモデル回路に前記電流指令値を入力して前記電流指令値を基にモデル電流を作成し、前記モデル電流を基に前記インバータのデッドタイムの影響を補償するデッドバンド補償回路を備えたことによって達成される。また、本発明の上記目的は、前記デッドバンド補償回路の出力値が、固定値と前記モデル電流に比例する変化値との加算値であることによって達成される。
【0023】
また、本発明の上記目的は、前記デッドバンド補償回路の出力値が、固定値以下では前記モデル電流に比例する第2の変化値であり、前記固定値以上では前記固定値と前記モデル電流に比例する変化値との加算値であることによって達成される。また、本発明の上記目的は前記固定値が前記インバータを構成するスイッチング素子の特性から決定される値であることによって達成される。本発明の上記目的は、前記モデル電流が前記電流指令値を入力値とし、1次遅れ関数で構成されるリファレンスモデル回路の出力値であることによって達成される。本発明の上記目的は、前記デッドバンド補償回路の入力にヒステリシス特性回路を設置したことによって達成される。また、本発明の上記目的は、前記ヒステリシス特性回路のヒステリシス幅が、前記モータの回転速度又は前記電流指令値に基いて算出されることによって達成される。
【発明を実施するための最良の形態】
【0024】
本発明は、電流指令値からモデル電流Imodを作成し、そのモデル電流を基に電流の極性sign(Imod)及び歪み電圧ΔVの量を推定して、その歪み電圧ΔVの量に極性を付けた補償値を算出してデッドバンド補償することにある。モデル電流を利用することにより、上述した極性を正しく測定することが困難な実測のモータ電流を利用していないところが本発明の重要なところである。
【実施例1】
【0025】
以下、図面に基づいて本発明の好適な実施例1について詳細に説明する。
【0026】
第4図は、電動パワーステアリング装置の制御装置の基本構成である。ステアリングシャフトに発生する操舵トルク信号Trefに基いて電流指令値算出回路4で電流指令値Irefが演算される。一方、モータ1の電流Imesを電流検出器6で検出し、減算回路7にフィードバックし、先ほど電流指令値Irefとモータ電流Iとの誤差を算出し、電流制御回路3に入力して電圧指令値uを算出する。そして、インバータ2は電圧指令値uに基いてPWM制御される。インバータ2の構成は第2図に示すような上下アームが2本の単相インバータでも良いし、上下アームが3本から構成される3相インバータであっても良い。
【0027】
以上の基本制御構成に、本発明であるデッドバンド補償回路5が追加される。つまり、デッドバンド補償回路5では電流指令値Irefを入力とし、補償値Δuが算出され、電流制御回路3の出力である電圧指令値uに加算回路8で加算される。
【0028】
次に、デッドバンド補償回路5の詳細を第5図に示す。先ずデッドバンド補償回路5の構成について説明し、その後でその作用について説明する。
【0029】
デッドバンド補償回路5の入力としての電流指令値Irefがリファレンスモデル回路51に入力され、モデル電流Imodが出力される。モータの実測電流ではなく、このモデル電流Imodによってデッドバンド補償されることが本発明の第1の特徴である。
【0030】
補償値Δuは、補償値Δuの極性と補償値Δuの量(以下、補償値量Δu2と記す。)から構成される。
【0031】
先ず補償値Δuの極性を求める。リファレンスモデル回路51の出力であるモデル電流Imodは極性判定回路53に入力され、その極性が判定される。極性判定回路53の出力であるsign(Imod)は、(+1)又は(−1)の形で出力される。
【0032】
次に、補償値Δuの量、即ち補償値量Δu2を算出する。リファレンスモデル回路51で出力されたモデル電流Imodは補償値量Δu2を算出するためにも使用される。先ずモデル電流Imodは絶対値回路55に入力され、絶対値回路55の出力である|Imod|は変化値算出回路56に入力され、変化値Δu1が算出される。この変化値Δu1を考慮したデッドバンド補償、即ちモータ負荷変動によるモータ電流の変化を考慮したデッドバンド補償をすることが本発明の第2の特徴である。
【0033】
そして、固定値設定回路54で設定された固定値Δu0と変化値Δu1が加算回路58で加算され、その出力(Δu0+Δu1)は補償値量Δu2に相当する。補償値量算出回路は第5図の点線Aによって囲まれる部分に相当し、絶対値回路55、変化値算出回路56、固定値設定回路54及び加算回路58によって構成されている。モデル電流Imodは補償値量算出回路に入力されて、その出力として補償値量が出力される。
【0034】
最後に、極性判定回路53の出力であるsign(Imod)と補償値量Δu2=(Δu0+Δu1)とが極性付与回路の一例である乗算回路57に入力され、その出力として極性をもった補償値Δuが算出される。以上がデッドバンド補償回路5の基本構成である。以下、各回路の作用について詳しく説明する。
【0035】
先ずリファレンスモデル回路51は、電流指令値Irefを入力してモデル電流Imodを算出する。ここで、リファレンスモデル回路51の伝達関数は下記(6)式のようになる。
【0036】
MR(s)=1/(1+Tc・s) …(6)

ここで、Tc=1/(2π・fc)でfcは電流制御ループのカットオフ周波数である。
【0037】
この1次遅れ関数は、第4図のモータ1を示す関数である1/(R+s・L)を電流制御回路3、インバータ2、電流検出回路6を基に導かれた電流制御ループのモデル関数である。
【0038】
ここで、電流指令値Irefと実際のモータ電流Imesの関係の一例を第6図に示す。実際のモータ電流Imesはノイズを多く含んでおり、これが零電流付近での極性判定を困難なものにしている。そこで、実際の電流Imesを使用しないで、ノイズの無い電流指令値Irefを基に1次遅れ回路を介してモータ電流を作成している。
【0039】
次に、モデル電流Imodの極性は極性判定回路53に入力され、モデル電流Imodの極性であるsign(Imod)が算出される。sign(Imod)は(7)式に示すように(+1)又は(−1)のどちらかの値をとる。実際のモータ電流やインバータ電流を測定して極性を正しく判定することは、上述したようにノイズ等で非常に困難であるが、本発明のようにモデル電流を用いて判定すれば、そのような心配はない。
【0040】
sign(Imod)=(+1)又は(−1) …(7)

次に、補償値算出回路について、即ち、モデル電流Imodから補償値Δuの量である補償値量Δu2を算出する部分について説明する。先ずモデル電流Imodが絶対値回路55に入力され、|Imod|が出力される。絶対値を求める理由は、補償値の量を算出するので先ず極性を統一する。
【0041】
次に、絶対値回路55の出力|Imod|は変化値算出回路56に入力されて、変化値Δu1が算出される。ここで変化値算出回路56の入力と出力の関係は下記(8)式のように表わされる。
【0042】
Δu1=Req・|(Imod−Ic)| …(8)

である。ここでReqは等価抵抗を示す。ただし、Imod>Icである。Ic>Imod>0では、Δu1=0である。つまり、モデル電流Imodが小さい値では変化値Δu1の補償は実行しない。なお、実際の現象では電流の増加に対して変化値は頭打ちとなる。
【0043】
ここで重要なことは、(8)式で示す変化値Δu1がモデル電流Imodに比例して変化していることである。つまり、モータ負荷の変動によるモータ電流の変動を考慮した変化値Δu1を、補償値Δuに組み込んでいる点にある。従来のデッドバンド補償では考慮されていない点である。
【0044】
一方、固定値設定回路54で固定値Δu0が設定される。その固定値Δu0は下記(9)式の値を示す。
【0045】
Δu0=(Ttot/Ts)・(Vdc/2) …(9)

ここで、全遅れ時間Ttotは(1)式に示すようにTtot=Td+Ton−Toffである。デッドタイムTdやターンオンタイムTonやターンオフタイムToffは、インバータに使用するスイッチング素子の種類などで決定される値である。例えばFETの場合でも、定格電圧や定格電流が大きいほどターンオンタイムTonやターンオフタイムToffが大きくなる特性がある。つまり、大容量のインバータに使用するFETの素子はターンオンタイムTonやターンオフタイムToffが大きくなる傾向にある。また、ターンオンタイムTonやターンオフタイムToffが大きくなると上下アームの短絡が発生しないようにデッドタイムTdも大きくなる。Vdcはバッテリ電圧によって決定される。
【0046】
以上に説明したように、固定値Δu0は電動パワーステアリング装置に使用されるインバータによって決定される値である。
【0047】
次に、加算回路58で変化値Δu1と固定値Δu0が(10)式に示すように加算され、補償値量であるΔu2が算出される。
【0048】
Δu2=(Δu0+Δu1) …(10)

(10)式の意味するところは、インバータの種類によって決定される固定値Δu0を基準にして、その固定値Δu0にモータ電流の影響を加味した変化値Δu1で補償値量Δu2を調整している。
【0049】
最後に、補償値量Δu2に極性を付与して補償値Δuを算出する。具体的には極性付与回路の一例である乗算回路57にて(11)式に示すように、極性判定回路53の出力であるsign(Imod)と補償値量を示す(Δu0+Δu1)が乗算される。
【0050】
Δu=sign(Imod)・Δu2
=sign(Imod)・(Δu0+Δu1) …(11)

である。ここで、sign(Imod)は値として(+1)又は(−1)であるから、補償値Δuは(Δu0+Δu1)又は−(Δu0+Δu1)の値をとる。この補償値Δuを図示すると第7図のようになる。
【0051】
このようにして算出された補償値Δuは、第4図で示した電流制御回路3の出力である電圧指令値uに加算回路8で加算される。電圧指令値uに対し補償値Δuが加算される意味は、電圧指令値uの示す基本制御に、上下アーム短絡を防止するためのデッドタイムによる電圧、電流歪みやトルクリップルを改善させる補償値Δuを加味して制御することである。
【0052】
本実施例を用いればモデル電流を用いるので、ノイズが多く誤判定の多い実測の電流の極性判定を用いることなく、簡単な制御回路構成で、モータ電圧、電流の歪みを発生させることを防止し、トルクリップルが多くなることを防止するデッドバンド補償を実現することができる。
【0053】
第8図に実施例1の変形例を示す。本変形例は、リファレンスモデル回路51の出力にヒステリシス回路52を追加した実施例である。負荷電流が零点を通過するときに極性が不安定になること(補償値のチャタリング)を防止して、安定した制御を可能にする点で改善されている変形例である。ヒステリシス回路52を加味した補償値Δuを図示すると第9図のようになる。モデル電流にはノイズが少ないので、実際のモータ電流を用いた場合よりヒステリシス幅を小さくできるので、より正確なデッドバンド補償が可能になる。
【0054】
なお、本実施例では補償値Δuを求める手順として、極性sign(Imod)と補償値の量Δu2とを分離して算出したが、分離しないで補償値Δuを算出しても同じ効果が得られることは言うまでもないことである。
【実施例2】
【0055】
以上説明した実施例1では、ヒステリシス回路52がある場合でもない場合でも、モデル電流Imodが0[A]付近では、固定値−Δu0から固定値Δu0へ急激に変化する部分、或いは固定値Δu0から固定値−Δu0へ急激に変化する部分がある。固定値Δu0の値が小さい場合は、この急激な変化はハンドル操作のフィーリングに違和感を与えないが、固定値Δu0の値が大きい場合は、この急激な変化によって、ハンドル操作のフィーリングが悪化する問題がある。なお、固定値Δu0の値が大きくなるのは、主に大型車などのために大容量のFETなどを使用した場合が考えられる。
【0056】
そこで、この問題を解決するためには、固定値Δu0の代わりに、モデル電流Imodが小さい領域(固定値Δu0以下)でもモデル電流Imodに比例する第2の変化値の特性を持たせ、固定値Δu0に達したら実施例1と同じようにモデル電流imodに比例した変化値Δu1と固定値Δu0とを加算した補償値Δuである(Δu0+Δu1)に基いて、実施例1と同じようなデッドバンド補償を実施する。
【0057】
この考えに基づいたデッドバンド補償回路5の詳細を第10図に示す。また、そのデッドバンド補償の補償値の特性を第11図に示す。第10図において、実施例1のデッドバンド補償回路と異なるところは固定値設定回路54の部分である。実施例2では、固定値設定回路54の代わりに第2の変化値Δu3を算出する第2変化値算出回路60を配置している。第2変化値算出回路60は、モデル電流Imodに比例する第2の変化値Δu3を算出すると共にモデル電流Imodが0[A]付近では不感帯をもっている。第2の変化値のΔu3変化の傾きや不感帯の大きさは、FETの種類やハンドル操作のフィーリングなどによって具体的装置毎に決定される。デッドバンド補償回路5のその他の部分の構成及び作用は実施例1と同じである。
【0058】
実施例2のデッドバンド補償回路5によって作られるデッドバンド補償特性を第11図に示す。その特性の特徴は、第2変化値算出回路60の不感帯によってチャタリングを防止し、第2の変化値Δu3によって、固定値Δu0から固定値−Δu0までの急激な変化を防止することができる。その結果、実施例2は実施例1で問題であったハンドル操作のフィーリングの悪化を防止できる効果がある。
【0059】
次に、本発明のデッドバンド補償を用いてシミュレーションした結果を第12A,12B図及び第13A,13B図に示す。
【0060】
第12A図は3相正弦波モータに本発明のデッドバンド補償を適用しない場合であり、第12B図はデッドバンド補償を適用した場合の1相分のモータ電流の結果について示している。第12A図に示すようにデッドバンド補償を用いないと、モータ電流のピーク値付近や零点付近に歪みが発生している。一方、第12B図に示すように、本発明のデッドバンド補償をした場合は、第12A図に比較して電流の歪みはほとんど見られない。
【0061】
第13A図は3相矩形波モータにデッドバンド補償を適用しない場合であり、第13B図はデッドバンド補償を適用した場合のモータ電流の結果について示している。第13A図のデッドバンド補償をしない場合は、電流指令値Irefに対して実際の電流Imesが相当歪んでいることが見てとれる。これを詳しく見ると、ある相の零電流付近の歪みの影響が他の相の最大電流付近の歪みに影響を与えている。第12A図の正弦波電流モータのシミュレーションにおいて、電流波形が零付近と最大電流付近で歪みが発生しているが、その発生理由と同じ理由である。モータ電流の最大電流が歪むと、モータのトルクリップルが大きく発生することになる。一方、第13B図のデッドバンド補償をした場合は、実際の電流Imesは電流指令値Irefにより近い値を発生しており、電流歪みも明らかに少ない。つまり、本発明のデッドバンド補償を用いると、正弦波電流モータでも矩形波電流モータでも電流の歪みが少なくなり、トルクリップルも抑えることができる。
【実施例3】
【0062】
次に、ヒステリシス特性回路のヒステリシス幅の改善に関する実施例について説明する。それは、モデル電流Imodは実際のモータ電流Imesを完全にモデル化できず、モデル電流Imodと実際のモータ電流Imesとの間には誤差が存在するという問題があり、その問題について第11図を参照して説明する。
【0063】
第14A図は、電流指令値Irefが大きく、また、モータの回転速度ωも速い場合のモデル電流Imodと実際のモータ電流Imesとの関係を示したものである。一方、第14B図は、電流指令値Irefが小さく、また、モータの回転速度ωが遅い場合のモデル電流Imodと実際のモータ電流Imesとの関係を示したものである。
第14A図のt=tAにおいて、モデル電流Imodの正負で極性を判定した場合、モデル電流Imodが既に正から負に極性が変わっているにも拘わらず、実際のモータ電流Imesは未だ正の極性にあり、誤った極性のデッドバンド補償が行われる。これを防止するためにヒステリシスを設置しているわけであるが、第14A図のモデル電流Imodと実際のモータ電流Imesの関係と第14B図のそれらの関係を比較すると、電流指令値Irefが大きく、モータの回転速度ωが速いほど誤差が大きくなる。つまり、ヒステリシス幅を電流指令値Iref、又はモータの回転速度ωを考慮したヒステリシス幅を決定する必要がある。
【0064】
このような問題を改善した実施例を、第15図を参照して説明する。第15図の実施例は、モデル電流Imodを極性判定にのみ使用した実施例であり、また、この実施例は、電流指令値Irefとモータ回転速度ωの両方を考慮してヒステリシス幅を算出する実施例である。その構成はモータの回転速度ωをヒステリシス幅算出回路61に入力して、先ず基準となるヒステリシス幅W1を決定する。一方、電流指令値Irefを絶対値回路55に入力して、電流指令値の大きさ|Iref|を算出する。そして、乗算器62で電流指令値Irefの大きさ|Iref|も考慮したヒステリシス幅W2を、W2=|Iref|×W1として算出する。そして、算出されたヒステリシス幅W2が入力されたヒステリシス付極性判定回路63で極性sign(Imod)を算出して出力する。
【0065】
ここで、ヒステリシス付極性判定回路63の動作について説明する。モデル電流Imodがヒステリシス幅W2より大きい場合は、極性sign(Imod)として“+1”を算出する。逆に、モデル電流Imodがヒステリシス幅−W2より小さい場合は、極性sign(Imod)として“−1”を算出する。また、モデル電流Imodがステリシス幅−W2より大きくステリシス幅+W2より小さい場合は、前回の極性sign(Imod)を使用する。
【0066】
このようにして極性判定を電流指令値Iref及びモータの回転速度ωに基いてヒステリシス幅W2を決定することにより、モデル電流Imodと実際のモータ電流Imesとのモデル化誤差による極性判定の誤検出を防止することができる。この実施例では、電流指令値Irefとモータの回転速度ωの両方を用いてヒステリシス幅W2を算出したが、どちらか一方に基いてヒステリシス幅W2を算出しても良い。また、モータの回転速度ωからヒステリシス幅W1を決定する場合や、電流指令値Irefから絶対値|Iref|を算出するのみ、テーブルを用いても良い。この実施例では、絶対値の算出は計算量削減のため、テーブルを通過させず、そのまま使用した。
【0067】
以上説明したように、極性判定のためのヒステリシス幅を電流指令値又はモータの回転速度に基いて決定することにより、モデル化誤差による極性判定の誤検出を防止でき、効果のあるデッドバンド補償が実行できる。
【0068】
以上説明したように、本発明を用いれば、モデル電流を用いるので極性判別の困難なモータ電流を実測する必要が無く、また、モータ電流の変化も考慮したデッドバンド補償するので、確実にインバータの上下アーム短絡を防止しつつ、モータ電圧、電流の歪みが少なくトルクリップルも少ない電動パワーステアリング装置を提供できる。また、本発明を実施するために新たにハードウエアを追加する必要がないことも本発明の有利な効果である。
【0069】
本発明の電動パワーステアリング装置の制御装置によれば、電流指令値からモデル電流を基にデッドバンド補償するので、従来のノイズを含んだ実測電流を基にしたデッドバンド補償と異なり、モータ電圧、電流の歪みの少ない、或いはトルクリップルの少ないデッドバンド補償のできる電動パワーステアリング装置の制御装置を提供できる。
【0070】
また、モデル電流を用いてモータ負荷の変動によるモータ電流の変化も考慮したデッドバンド補償するので、従来のような固定値のみによるデッドバンド補償と異なり、モータ電圧、電流の歪み少ない、或いはトルクリップルの少ないデッドバンド補償のできる電動パワーステアリング装置の制御装置を提供できる。
【産業上の利用可能性】
【0071】
本発明の電動パワーステアリング装置の制御装置は、電流指令値からモデル電流を基にデッドバンド補償するので、従来のノイズを含んだ実測電流を基にしたデッドバンド補償と異なり、モータ電圧、電流の歪みの少ない、或いはトルクリップルの少ないデッドバンド補償ができる。
【図面の簡単な説明】
【0072】
第1図は、電動パワーステアリング装置の制御構成を示す図である。
第2図は、電動パワーステアリング装置のインバータのデッドタイムを考慮したゲート回路構成を示す図である。
第3A〜3D図は、インバータのスイッチングにおけるデッドタイム、ターンオンタイム、ターンオフタイムの関係を示す図である。
第4図は、本発明のデッドバンド補償を備えた電動パワーステアリング装置の基本制御方式を示す図である。
第5図は、実施例1のデッドバンド補償の中の詳細な構成を示す図である。
第6図は、電流指令値Irefと実際のモータ電流Imesの関係を示す図である。
第7図は、実施例1のデッドバンド補償の補償値の特性を示す図である。
第8図は、実施例1の変形例であるデッドバンド補償の中の詳細な構成を示す図である。
第9図は、実施例1の変形例のデッドバンド補償の補償値の特性を示す図である。
第10図は、実施例2のデッドバンド補償の中の詳細な構成を示す図である
第11図は、実施例2のデッドバンド補償の補償値の特性を示す図である。
第12図は、本発明を正弦波モータに適用してシミュレーション結果を示す図である。
第13図は、本発明を矩形波モータに適用してシミュレーション結果を示す図である。
第14図は、モータの回転速度及び電流指令値とヒステリシス幅との関係を示す図である。
第15図は、実施例3のデッドバンド補償の補償値の特性を示す図である。

Claims (7)

  1. 少なくともステアリングシャフトに発生する操舵トルク信号に基いて演算された電流指令値と、少なくとも前記電流指令値を入力とする電流制御回路の出力である電圧指令値とに基いて、ステアリング機構に操舵補助力を与えるモータの電流をインバータを用いて制御する電動パワーステアリング装置の制御装置において、前記モータ、前記インバータを含む電流制御ループのリファレンスモデル回路に前記電流指令値を入力して前記電流指令値を基にモデル電流を作成し、前記モデル電流を基に前記インバータのデッドタイムの影響を補償するデッドバンド補償回路を備えたことを特徴とする電動パワーステアリング装置の制御装置。
  2. 前記デッドバンド補償回路の出力値が、固定値と前記モデル電流に比例する変化値との加算値である請求項1に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
  3. 前記デッドバンド補償回路の出力値が、固定値以下では前記モデル電流に比例する第2の変化値であり、前記固定値以上では前記固定値と前記モデル電流に比例する変化値との加算値である請求項1に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
  4. 前記固定値が前記インバータを構成するスイッチング素子の特性から決定される値である請求項2又は3に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
  5. 前記モデル電流が前記電流指令値を入力値とし、1次遅れ関数で構成されるリファレンスモデル回路の出力値である請求項1乃至4のいずれかに記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
  6. 前記デッドバンド補償回路の入力にヒステリシス特性回路を設置した請求項2に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
  7. 前記ヒステリシス特性回路のヒステリシス幅が、前記モータの回転速度又は前記電流指令値に基いて算出される請求項6に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
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