JP2003319681A - モータ制御装置、及び電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 モータの出力トルクの指令値に対する追随性
を確保する。また、電動パワーステアリング装置の所謂
「引っ掛かり感」を解消又は緩和する。 【解決手段】 ｑ軸電圧補正部１３では次式（２）を用
いてｑ軸指令電圧Ｖｑ^*に対する補正量δＶｑ^* を算出
する。ただし、この関数ｆは例えば図１にその概略形状
を例示する様に、ｆ（−Ｉｑ^* ）＝−ｆ（Ｉｑ^* ）を満
たす広義の単調増加関数であり、この単調増加関数ｆの
傾き（１次導関数ｆ′（Ｉｑ^* ）の値）は、｜Ｉｑ^* ｜
＞ε１（＞０）なる所定のマクロ領域において略０とな
っている。この補正量δＶｑ^* を指令電圧Ｖｑ^* の値に
加算することにより、新たに指令電圧Ｖｑ^* の値を再設
定する。この補正により、デッドタイムに伴う出力トル
クの追随性の劣化が是正され、その結果、操舵時の引っ
掛かり感も解消できる。 δＶｑ^* ＝ｆ（Ｉｑ^* ） …（２）

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＢＬＤＣモータ
（ブラシレス直流モータ）をＰＷＭ制御に基づいて駆動
するインバータが有する直列接続されたｍ対（ｍ＞１）
のトランジスタが、各対内において双方同時にＯＮ状態
（通電状態）になった際に生じ得る過電流の発生を防止
するために、各対内のトランジスタを双方同時にＯＦＦ
状態にする期間（デッドタイム）を有するモータ制御装
置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図４は、ＢＬＤＣモータ（ブラシレス直
流モータ）を駆動する３相ブリッジ型インバータ（ｍ＝
３）の基本的な構成を例示する回路図である。この回路
は周知の一般的なものであり、主に６つのトランジスタ
（Ｔｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３，．．．，Ｔｒ６）と６つの
ダイオードと直流電源Ｅから構成されており、直列接続
された３対のトランジスタは、後で説明する様にそれぞ
れデッドタイムを設けて使用される。符号Ｒは永久磁石
を有するロータを示しており、記号Ｕ，Ｖ，Ｗはこのイ
ンバータによって出力される各相の電位Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖ
ｗの位置をそれぞれ表している。

【０００３】尚、本図４においては、エンコーダ（回転
角センサ）や電流検出器の図示は省略されている。本図
４のＢＬＤＣモータの駆動制御は、基本的には駆動電流
の指令値（Ｉｑ^* ，Ｉｄ^* ）に関する、ＰＩ制御（比例
・積分制御）を基本とする周知のフィードバック制御に
より実行することができる。

【０００４】例えばこの様なＢＬＤＣモータの駆動回路
（インバータ）では、直列に対を成す二つ一組のトラン
ジスタ、即ち、例えばトランジスタＴｒ１とトランジス
タＴｒ２が、同時にＯＮ状態（通電状態）に成った際に
は、回路が短絡して過電流が発生する恐れが有る。

【０００５】この過電流の発生を防止する手法として
は、例えば、インバータの各出力端子上の電流方向を切
り換える際に各対内のトランジスタを双方同時にＯＦＦ
状態にする期間である所謂デッドタイムを設ける方法が
一般的である。このデッドタイムの長さは、モータ制御
装置の制御精度や使用されるトランジスタ等の応答性
能、品質（応答性能等）のバラツキ等に応じて、経験的
に好適値或いは最適値を設定することができる。勿論、
これらの制御精度や応答性能が高い場合程、デッドタイ
ムは短く設定できる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】このデッドタイムを比
較的長めに設けると、所望の交流電流を円滑に生成する
ことが難しくなる。図５は、従来技術におけるｑ軸電流
の指令値Ｉｑ^* に対する実測値Ｉｑのグラフである。こ
の例は、デッドタイムを約１０ミリ秒と比較的大きめに
確保した場合の例であるが、指令値Ｉｑ^* に対する実測
値Ｉｑの立ち上がりは、デッドタイムと略同じ長さ（時
間）の立ち遅れを示している。この立ち遅れは、指令値
Ｉｑ ^* が最大値を越えるまでの約３０ミリ秒の間回復せ
ず、その間ｑ軸電流（出力トルク）が不足している。指
令値Ｉｑ^* に対する実測値Ｉｑの立ち上がりも、立ち下
がりの際と略同様の遅れを示す。

【０００７】この様な追随特性を示すモータ制御装置
を、例えば車載用の電動パワーステアリング装置に搭載
した場合、ハンドル（ステアリング・ホイール）を切り
込む操舵を実施した際に、所謂「引っ掛かり感」を生じ
る結果となってしまう。これは遅れが回復するまでの
間、所望の出力トルクと実際の出力トルクとの差異分を
運転者がハンドルに付与する操舵トルクによって補わざ
るを得ない結果生じるものである。例えばこの様に、上
記のデッドタイムが、例えば追随性等のモータの出力特
性に悪影響を与える事例は少なくない。

【０００８】デッドタイムは、その長さを０に近付ける
程、上記の現象を緩和することができる。しかしなが
ら、デッドタイムの長さを０に近付ける際には、モータ
制御装置やトランジスタ等に対して、極めて高い制御精
度や応答性能が要求されるため、デッドタイムの短縮だ
けでこの問題を解決することは、現在の半導体技術水準
やモータ制御装置の生産コスト等を考慮した場合、必ず
しも現実的な方法とは言えない。

【０００９】本発明は、上記の課題を解決するために成
されたものであり、その目的は、デッドタイムを設けた
インバータを有するモータ制御装置において、ＢＬＤＣ
モータの出力トルクの指令値に対する追随性を十分に確
保することである。

【００１０】

【課題を解決するための手段、並びに、作用及び発明の
効果】上記の課題を解決するためには、以下の手段が有
効である。即ち、本発明の第１の手段は、ＢＬＤＣモー
タ（ブラシレス直流モータ）をＰＷＭ制御に基づいて駆
動するインバータが有する直列接続されたｍ対（ｍ＞
１）のトランジスタが、各対内において双方同時にＯＮ
状態（通電状態）になった際に生じ得る過電流の発生を
防止するために、各対内のトランジスタを双方同時にＯ
ＦＦ状態にする期間（デッドタイム）を有するモータ制
御装置において、ＢＬＤＣモータへのｑ軸指令電圧Ｖｑ
^* に対する補正量δＶｑ^* を、ＢＬＤＣモータのｑ軸指
令電流Ｉｑ^* 又はｑ軸指令電流Ｉｑ^* の関連値に基づい
て算出するｑ軸指令電圧補正手段を設けることである。
ただし、上記のｑ軸指令電流Ｉｑ^* の関連値としては、
例えば、所望の出力トルクを表すトルク指令値等を挙げ
ることができる。

【００１１】この様なｑ軸指令電圧補正手段を設けれ
ば、上記に例示した様なデッドタイム近辺におけるｑ軸
指令電圧Ｖｑ^* （出力トルクの指令値）が嵩上げされる
ため、このフィードフォワード作用により、従来問題と
なっていたデッドタイム近辺における出力トルクの不足
分が解消又は軽減できる。また、上記の補正は、前述の
様にＰＩ制御（比例・積分制御）を基本とする周知のフ
ィードバック制御の中で行われるため、補正項（δＶｑ
^* ）は特にｑ軸電圧Ｖｑ（出力トルクの指令値）の不足
分が大きいデッドタイム近辺で非常に効果的に作用し、
且つ、デッドタイムによる追随遅れが解消された後に
は、ＰＩ制御による補正作用により、上記の嵩上げに基
づく補正作用が相殺され、所望の指令値が達成される。
したがって、本発明の手段を用いれば、これらの作用に
より、デッドタイムが設けられたインバータを有するＢ
ＬＤＣモータ用のモータ制御装置において、従来よりも
大幅に良好な追随性を実現することができる。

【００１２】また、本発明の第２の手段は、上記の第１
の手段のｑ軸指令電圧補正手段において、ｆ（−Ｉ
ｑ^* ）＝−ｆ（Ｉｑ^* ）を満たす広義の単調増加関数ｆ
により補正量δＶｑ^* を算出し、かつ、この単調増加関
数ｆの傾き（１次導関数ｆ′（Ｉｑ^* ）の値）を、｜Ｉ
ｑ^* ｜＞ε１（＞０）なる所定のマクロ領域において、
略０とすることである。ただし、ここで広義の単調増加
関数ｆとは「∀ａ＜∀ｂ⇒ｆ（ａ）≦ｆ（ｂ）」なる関
数ｆのことを言う。また、上記の関数ｆは必ずしも微分
可能（よって連続）である必要はなく、例えば関数ｆは
データマップ等を用いて離散的に定義されたものであっ
ても良い。これらの場合の関数ｆの関数値や傾きは、補
間線、包絡線、近似曲線等を用いて適当に解釈するもの
とする。

【００１３】上記の関数ｆを用いれば、上記の｜Ｉｑ^*
｜＞ε１（＞０）なる所定のマクロ領域において、補正
量δＶｑ^* の値を略定数にすることができる。この定数
は、補正量δＶｑ^* による上記の嵩上げの幅を与えるも
のになる。言い換えれば、補正量δＶｑ^* の値は、おお
よそＩｑ^* の符号にのみ依存する定数で定義しても良
い。例えば、適当な定数ε１（＞０）に対して、Ｉｑ^*
＞ε１ならばδＶｑ^* ＝Ｃ１（＝正定数）とし、Ｉｑ^*
＜−ε１ならばδＶｑ^* ＝−Ｃ１と定義する。ただし、
｜Ｉｑ^* ｜≦ε１なる所定のミクロ領域では、補正量δ
Ｖｑ^* の値は、概ねｑ軸の電流指令値Ｉｑ^* の値に比例
させることが望ましい。

【００１４】この様な設定により、上記の嵩上げ幅（補
正量δＶｑ^* の値）を適当に与えることができる。｜Ｉ
ｑ^* ｜≦ε１なる所定のミクロ領域で、補正量δＶｑ^*
の値をｑ軸の電流指令値Ｉｑ^* の値に略比例させること
が望ましい理由は、補正量δＶｑ^* に実質的な連続性を
与えるためである。この実質的な連続性により、補正に
よる電圧指令値の急変や、それに伴う出力トルクのバタ
ツキ（即ち、出力トルクのデッドタイム付近での急激な
時間変動）が解消又は緩和される。

【００１５】また、第３の手段は、電動パワーステアリ
ング装置に、上記の何れか一つの手段により構成された
本発明のモータ制御装置を搭載することである。これに
より、所望の指令トルク（トルク指令値）が、高い追随
性を示すため、その電動パワーステアリング装置を有す
る車両を運転（操舵）した際には、前述の所謂「引っ掛
かり感」が緩和或いは解消される。以上の本発明の手段
により、前記の課題を効果的、或いは合理的に解決する
ことができる。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下、本発明を具体的な実施例に
基づいて説明する。ただし、本発明は以下に示す実施例
に限定されるものではない。 〔実施例〕図１は、本実施例に係わるモータ制御装置１
００の基本的な制御方式を示す制御ブロックダイヤグラ
ムである。モータ制御装置１００は、図略のＣＰＵ、Ｒ
ＯＭ、ＲＡＭ等を有する図略のコンピュータを具備し、
３相インバータ３は、図略のバッテリー、ＰＷＭ変換
器、ＰＭＯＳ駆動回路等から構成され、チョッパ制御に
より駆動電流を正弦波にしてＢＬＤＣモータ１に電力を
供給する。モータ１はブラシレス直流モータ（ＢＬＤＣ
モータ）で３相駆動制御される。

【００１７】ＢＬＤＣモータ１には、３相インバータ３
よりＵ，Ｖ，Ｗの３相に対する各モータ駆動電流Ｉｕ，
Ｉｖ，Ｉｗが供給される。回転角センサ２はＢＬＤＣモ
ータ１の回転角θを出力する。

【００１８】また、図１の３相変換部１１、２相変換部
１２、及びｑ軸電圧補正部１３等は、上記の図略のコン
ピュータを制御するソフトウェアにより実現されてい
る。例えば、３相変換部１１は、回転角θ、指令電圧Ｖ
ｑ^* ，Ｖｄ^* を入力し、これらに基づいて、周知のｄｑ
逆変換を実行し、更に、２相→３相変換を実行して、各
相毎の電圧指令値Ｖｕ^* ，Ｖｖ^* ，Ｖｗ^* を出力する。
ｄ軸とｑ軸の各電流指令値（Ｉｄ^* ，Ｉｑ^* ）は、「ト
ルク指令」の指令値に基づいて決定される。通常は、Ｉ
ｄ^* ＝０である。

【００１９】以下、本発明の特徴部分を具現するｑ軸電
圧補正部１３の動作について、図２を用いて説明する。
図２は、上記のモータ制御装置１００によるモータ制御
を実現するためのソフトウェア（制御プログラム）の制
御手順を例示するフローチャートである。本図中のステ
ップの右側に記載した番号１１，１２，１３，１４は、
それぞれ図１の対応箇所を示している。

【００２０】図１のモータ制御を実現する制御プログラ
ムの処理手順としては、まず最初に、図２のステップ２
００により、指令値（ｑ軸指令電流Ｉｑ^* ，ｄ軸指令電
流Ｉｄ^* ）や測定値（モータ回転角θ，各相の電流の測
定値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の値を入力する。ただし、恒等
的にＩｄ^* ＝０とする場合には、必ずしもｄ軸指令電流
Ｉｄ^* を毎回入力しなくとも良い。

【００２１】ステップ２１０，２２０では、２相変換部
１２の処理を実行する。即ち、ステップ２１０では、２
相変換を実行する。また、ステップ２２０では、ｄｑ変
換を実行する。以上の２相変換部１２の処理により、各
相の電流の測定値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいて、ｑ軸電
流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄの各測定値が求められる。

【００２２】ステップ２３０では、次式（１）に従っ
て、各軸の電流偏差を求める。

【数１】 ΔＩｄ＝Ｉｄ^* −Ｉｄ， ΔＩｑ＝Ｉｑ^* −Ｉｑ …（１）

【００２３】ステップ２４０では、上記の各軸の電流偏
差に基づいてＰＩ制御を行うことにより、各軸の指令電
圧Ｖｄ^* ，Ｖｑ^* を求める。ステップ２５０（ｑ軸電圧
補正部１３）では、次式（２）を用いて、ｑ軸指令電圧
Ｖｑ^* に対する補正量δＶｑ^* を算出する。

【数２】 δＶｑ^* ＝ｆ（Ｉｑ^* ） …（２） ただし、この関数ｆは、例えば図１にその概略形状を例
示する様に、ｆ（−Ｉｑ^* ）＝−ｆ（Ｉｑ^* ）を満たす
広義の単調増加関数であり、この単調増加関数ｆの傾き
（１次導関数ｆ′（Ｉｑ^* ）の値）は、｜Ｉｑ^* ｜＞ε
１（＞０）なる所定のマクロ領域において略０となって
いる。ε１は、原点から関数値がちょうど略最大値まで
増加しきった点における横軸の値を示している。

【００２４】ステップ２６０では、この補正量δＶｑ^*
をステップ２４０で求めた指令電圧Ｖｑ^* の値に加算す
ることにより、新たに指令電圧Ｖｑ^* の値を再設定す
る。

【００２５】ステップ２７０，２８０では、３相変換部
１１の処理を実行する。即ち、ステップ２７０では、ｄ
ｑ逆変換を実行する。また、ステップ２８０では、３相
変換を実行する。以上の３相変換部１１の処理により、
ｄ軸指令電圧Ｖｄ^* と補正後のｑ軸指令電圧Ｖｑ^* に基
づいて、各相の電圧の指令値Ｖｕ^* ，Ｖｖ^* ，Ｖｗ^*が
決定さられる。

【００２６】ステップ２９０では、上記の指令値Ｖ
ｕ^* ，Ｖｖ^* ，Ｖｗ^* をインバータに対して出力する。
以上の一連の処理は、所定の制御周期に従って周期的に
実行する。

【００２７】図１のインバータ３は、所定のＰＷＭ制御
によりＯＮ／ＯＦＦ信号を生成し、図４のトランジスタ
Ｔｒ１〜Ｔｒ６をＯＮ／ＯＦＦ制御する。ただし、この
ＰＷＭ制御はソフトウェアにより実施しても良い。デッ
ドタイムは、このＰＷＭ制御により、トランジスタの応
答性能等に見合った、好適或いは最適な所定の長さが実
現される。

【００２８】図３は、上記のモータ制御装置１００にお
いて測定されたｑ軸電流Ｉｑ（測定値）のグラフであ
る。本図３のグラフから判る様に、上記のモータ制御装
置１００においては、本発明の作用により、ｑ軸電流の
指令値Ｉｑ^* に対するｑ軸電流Ｉｑ（測定値）の追随性
が大幅に改善される。また、この様なモータ制御装置を
電動パワーステアリング装置に搭載した結果、前述の
「引っ掛かり感」が解消できることが判った。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例に係わるモータ制御装置１００
の基本的な制御方式を示す制御ブロックダイヤグラム。

【図２】モータ制御装置１００によるモータ制御を実現
するためのソフトウェア（制御プログラム）の制御手順
を例示するフローチャート。

【図３】本発明による効果を例示するｑ軸電流Ｉｑのグ
ラフ。

【図４】デッドタイムを設けて使用されるインバータ
（ｍ＝３）の基本的な構成を例示する回路図。

【図５】従来技術におけるｑ軸電流Ｉｑのグラフ。

【符号の説明】

１００ … モータ制御装置 Ｍ，１ … ＢＬＤＣモータ ２ … 回転角センサ ３ … インバータ １１ … ３相変換部 １２ … ２相変換部 １３ … ｑ軸電圧補正部 １４ … 補正値加算部 Ｉｑ^* … ｑ軸指令電流 Ｉｄ^* … ｄ軸指令電流 Ｖｑ^* … ｑ軸指令電圧 Ｖｄ^* … ｄ軸指令電圧 δＶｑ^* … 補正値 ＊ … 指令値を意味する上付きの添字

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 3D033 CA03 CA20 CA21 5H560 BB04 BB12 DA07 DC12 EB01 EC01 RR01 RR02 SS01 TT12 TT15 UA01 XA02 XA12 XA13 5H576 AA15 BB04 CC02 DD02 DD07 EE01 EE11 GG04 HA01 HB01 JJ03 JJ25 LL22 LL41

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】ＢＬＤＣモータ（ブラシレス直流モータ）
   をＰＷＭ制御に基づいて駆動するインバータが有する直
   列接続されたｍ対（ｍ＞１）のトランジスタが、各対内
   において双方同時にＯＮ状態（通電状態）になった際に
   生じ得る過電流の発生を防止するために、前記各対内の
   トランジスタを双方同時にＯＦＦ状態にする期間（デッ
   ドタイム）を有するモータ制御装置において、 前記ＢＬＤＣモータへのｑ軸指令電圧Ｖｑ^* に対する補
   正量δＶｑ^* を、前記ＢＬＤＣモータのｑ軸指令電流Ｉ
   ｑ^* 又は前記ｑ軸指令電流Ｉｑ^* の関連値に基づいて算
   出するｑ軸指令電圧補正手段を有することを特徴とする
   モータ制御装置。
2. 【請求項２】前記ｑ軸指令電圧補正手段は、 ｆ（−Ｉｑ^* ）＝−ｆ（Ｉｑ^* ）を満たす広義の単調増
   加関数ｆにより、前記補正量δＶｑ^* を算出し、 前記単調増加関数ｆは、｜Ｉｑ^* ｜＞ε１（＞０）なる
   所定のマクロ領域において、傾き（１次導関数ｆ′（Ｉ
   ｑ^* ）の値）が略０であることを特徴とする請求項１に
   記載のモータ制御装置。
3. 【請求項３】請求項１又は請求項２に記載のモータ制御
   装置を有することを特徴とする電動パワーステアリング
   装置。