JP5343229B2 - インバータ - Google Patents
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Description
(1)
直流入力を交流に変換して出力するブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路からの交流電力波形を調整するLCフィルタと、
前記ブリッジ回路を構成するスイッチを制御する制御装置と、
を備えたインバータにおいて、
前記制御装置は、
デッドタイムの非線形動作を検出するデッドタイム非線形動作検出部と、
前記デッドタイム非線形動作検出部が非線形動作を検出したときは、一定の期間、直前の演算結果を維持して線形制御を行う線形制御部(PI制御部)と、
前記PI制御の演算結果と出力電流の変化量とからなる切替え関数の値を演算し、前記切替え関数の値に基づき動作モードを決定し動作モードに応じてデットタイムを補償するデッドタイム補償部と、
前記デッドタイム補償部における動作モードに応じて、正の誤差電圧または負の誤差電圧を自動調整する誤差電圧自動調整部と、
を備えたことを特徴とするインバータ。
交流系統との連系を行う(1)に記載のインバータであって、
電圧直流源の出力を昇圧するDC/DCコンバータをさらに備え、
前記ブリッジ回路は、前記DC/DCコンバータの出力を入力し、交流出力を、前記交流系統に供給することを特徴とするインバータ。
前記DC/DCコンバータの出力を直流リンク電圧として前記交流系統との連系を行うことを特徴とする(2)に記載のインバータ。
前記デッドタイム補償部は、切替え関数、
S=Upi−K(in−in-1)
Upi:前記PI制御部の演算結果
in:出力電流の今周期の検出値
in-1:出力電流の1周期前の検出値
により切替え関数の値を演算することを特徴とする(1)から(3)の何れかに記載のインバータ。
前記デッドタイム補償部は、
ヒステリシス係数をε、誤差をunとして、
S>εかつun-1≧0のときは、un=ΔVp
S>εかつun-1<0のとき、または、
S<−εかつun-1>0のときは、un=0
S<−εかつun-1≦0のときは、un=−ΔVn
を生成して出力し(ΔVpは正の誤差電圧、ΔVnは負の誤差電圧)、
これらが満足されていない場合はそれ以前の制御量を保持する、
ことを特徴とする(1)から(4)の何れかに記載のインバータ。
(2)新たな回路を追加する必要がなく、制御プログラムの変更だけで実現できる。したがって、従来に比べて低コスト化が可能となる。
(3)制御パラメータを自動チューニングすることができるので、部品のばらつきや、パラメータの変化に影響されることがない。
LCフィルタ14の出力端子間(キャパシタ142の端子間)は、交流系統に接続されている。図1では交流系統電圧をVSで示してある。なお、配電線等に生じる交流系統側のインダクタンスおよび抵抗をLsおよびRsで示してある。
本発明のインバータを図2の制御ブロック図により説明する。
デッドタイム補償部22は、デッドタイム非線形動作が検出されたときにはスライディングモードで制御する。
s=K・e+(de/dt)=0 (1)
したがって、演算結果が非常に小さい値となり、ノイズの影響を受けやすい。
したがって、新しい切替え関数は(2)式で表される。
S=K・∫e+e−S0=0 (2)
さらに、線形制御部21におけるPI制御がスライディングラインに沿って行われるようにすることができ、この場合には、K=Ki/Kpにする。
S=Ki・∫e+Kp・e−S0=Upi−S0=0 (3)
S0=L・(di/dt)=L・(in−in-1)/Tc (4)
ただし、Lはインダクタ131のインダクタンスであり、Tc,iはそれぞれ、スイッチング周期およびインダクタ131を流れる電流である。
S=Upi−K(in−in-1) (5)
Upi:PI制御部の演算結果、サンプリング制御の制御遅れを考慮して、たとえば、2周期の制御遅れが生じる場合はPI制御部の2周期前の演算結果Upi(n-2)を使用することが好ましい。
in:出力電流の今周期の検出値
in-1:出力電流の1周期前の検出値
S>εかつun-1≧0のときは、un=ΔVp
S>εかつun-1<0のとき、または、
S<−εかつun-1>0のときは、un=0
S<−εかつun-1≦0のときは、un=−ΔVn (6)
ここで、εはチャタリング防止のヒステリシスである。
誤差電圧自動調整部23では正の誤差電圧ΔVpおよび負の誤差電圧ΔVnが使用されている。それらの値は、デッドタイムTd、直流リンク電圧2Edおよびスイッチング素子のON・OFF遅れ時間に決定される。
Vref=upi+usmc+Vs (7)
Vref=L(di/dt)+ΔV+Vs (8)
i(t2)=∫{(upi+usmc−ΔV)/L}dt+i(t1) (9)
(積分範囲は時刻t1からt2まで)
ここで、電流i(t1)とi(t2)は、同じリップル電流irの1/2であるので、(10)式が得られる。
ΔV=∫(upi+usmc)dt/(t−t1) (10)
(積分範囲は時刻t1からt2まで)
ここでは、t1からt2の間の制御量(upi+usmc)の平均演算で正の誤差電圧(ΔVp)を求め、t3からt4の間の制御量で負の誤差電圧(ΔVp)を求めている。得られた誤差電圧により、スライディングモード制御のパラメータが調整される。
図6に、出力電流変化時のインバータの全高調波歪率(THD)を示す図である。全ての出力領域において、本発明の電流歪み率が、従来の約1/4〜1/2まで改善できる。直流リンク電圧が変化したときも、同様の改善ができる。
2 制御装置
3 インバータ
11 電源
12 DC/DCコンバータ
13 スイッチ回路
14 LCフィルタ
15 制御装置
16 電流検出器
17 電圧検出器
21 線形制御部
22 デッドタイム補償部
23 誤差電圧自動調整部
24 PWM制御部
25 ドライバ
121 キャパシタ
141 インダクタ
142 キャパシタ
Q11,Q12,Q21,Q22 トランジスタ
D11,D12,D21,D22 ダイオード
Claims (5)
- 直流入力を交流に変換して出力するブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路からの交流電力波形を調整するLCフィルタと、
前記ブリッジ回路を構成するスイッチを制御する制御装置と、
を備えたインバータにおいて、
前記制御装置は、
デッドタイムの非線形動作を検出するデッドタイム非線形動作検出部と、
前記デッドタイム非線形動作検出部が非線形動作を検出したときは、一定の期間、直前の演算結果を維持して線形制御を行う線形制御部(PI制御部)と、
前記PI制御の演算結果と出力電流の変化量とからなる切替え関数の値を演算し、前記切替え関数の値に基づき動作モードを決定し動作モードに応じてデットタイムを補償するデッドタイム補償部と、
前記デッドタイム補償部における動作モードに応じて、正の誤差電圧または負の誤差電圧を自動調整する誤差電圧自動調整部と、
を備えたことを特徴とするインバータ。 - 交流系統との連系を行う請求項1に記載のインバータであって、
電圧直流源の出力を昇圧するDC/DCコンバータをさらに備え、
前記ブリッジ回路は、前記DC/DCコンバータの出力を入力し、交流出力を、前記交流系統に供給することを特徴とするインバータ。 - 前記DC/DCコンバータの出力を直流リンク電圧として前記交流系統との連系を行うことを特徴とする請求項2に記載のインバータ。
- 前記デッドタイム補償部は、切替え関数、
S=Upi−K(in−in-1)
Upi:前記PI制御部の演算結果
in:出力電流の今周期の検出値
in-1:出力電流の1周期前の検出値
により切替え関数の値を演算することを特徴とする請求項1から3の何れかに記載のインバータ。 - 前記デッドタイム補償部は、
ヒステリシス係数をε、誤差をunとして、
S>εかつun-1≧0のときは、un=ΔVp
S>εかつun-1<0のとき、または、
S<−εかつun-1>0のときは、un=0
S<−εかつun-1≦0のときは、un=−ΔVn
を生成して出力し(ΔVpは正の誤差電圧、ΔVnは負の誤差電圧)、
これらが満足されていない場合はそれ以前の制御量を保持する、
ことを特徴とする請求項1から4の何れかに記載のインバータ。
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Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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