JP2017046500A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータ回路２２を用いた電力変換により発生する誤差を、回路規模を抑えつつ高精度に補償する。
【解決手段】インバータ回路２２は直流電力を交流電力に変換する。フィルタ回路２３は、リアクトルＬ１を有し、インバータ回路２２の出力する交流電力の高周波成分を減衰する。電流検出回路２５はリアクトルＬ１に流れる電流を検出する。制御回路２７は電圧指令値をもとにインバータ回路２２の駆動信号を生成する。制御回路２７は、電流検出回路２５で検出された電流に基づいてフィルタ回路２３を通過前のインバータ回路２２の出力電圧を推定し、推定したインバータ回路２２の出力電圧と、インバータ回路２２に供給される駆動信号との関係に基づき電圧指令値を補正する。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関する。

直流電力を交流電力に変換する電力変換装置の多くでは、ブリッジ回路を用いたインバータ回路が用いられる。ブリッジ回路では、直流電源に接続されるハイサイド基準線とローサイド基準線に、直列に接続された２つのスイッチング素子（アーム）を２つ又は３つ並列に接続し、相補的に動作させることにより交流電力を生成する。スイッチング素子には例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)）等が使用される（例えば、特許文献１参照）。

アームを構成する２つのスイッチング素子が同時にオンすると貫通電流が流れ、消費電力が増大する。そこで、ハイサイドのスイッチング素子とローサイドのスイッチング素子のオン／オフ切替時にデッドタイムが挿入される（後述の図２参照）。電流が正方向の場合、ハイサイドのスイッチング素子のターンオン時に挿入されるデッドタイムの期間中に、ローサイドのスイッチング素子に並列に接続された還流ダイオードが導通する。その際、直流電源電圧の半分の負電圧が相電圧として出力される。反対に電流が負方向の場合、ローサイドのスイッチング素子のターンオン時に挿入されるデッドタイムの期間中に、ハイサイドのスイッチング素子に並列に接続された還流ダイオードが導通する。その際、直流電源電圧の半分の正電圧が相電圧として出力される。

デッドタイムはインバータ回路の出力電圧に誤差成分として現れるため、その誤差成分を補償する必要がある。デッドタイムの補償方式には大別すると、電流検出に基づくフィードフォワード補償方式と電圧検出に基づくフィードバック補償方式がある。

特開２０１５−７７０６１号公報

電流検出に基づくフィードフォワード補償方式では、出力電流の位相からデッドタイムの期間中に流れる電流の極性を検出し、インバータ回路を駆動するための電圧指令値に、検出した極性に応じた補償値を加算する。この方式ではソフトウェア化が容易であるため小型化を図ることができるが、電流波形や電流検出器のオフセットにより極性検出部が誤動作しやすい課題がある。

電圧検出に基づくフィードバック補償方式では、インバータ回路の出力電圧を検出し、インバータ回路の駆動信号と比較して、電圧指令値を補償する。この方式では高精度な補償ができるが、インバータ回路の出力電圧を検出する電圧検出部が必要となる。

本発明はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、インバータ回路を用いた電力変換により発生する誤差を、回路規模を抑えつつ高精度に補償できる電力変換装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のある態様の電力変換装置は、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、リアクトルを有し、前記インバータ回路の出力する交流電力の高周波成分を減衰するフィルタ回路と、前記リアクトルに流れる電流を検出する電流検出回路と、電圧指令値をもとに前記インバータ回路の駆動信号を生成する制御回路と、を備える。前記制御回路は、前記電流検出回路で検出された電流に基づいて前記フィルタ回路を通過前の前記インバータ回路の出力電圧を推定し、推定した前記インバータ回路の出力電圧と、前記インバータ回路に供給される駆動信号との関係に基づき前記電圧指令値を補正する。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を方法、装置、システムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、インバータ回路を用いた電力変換により発生する誤差を、回路規模を抑えつつ高精度に補償できる。

本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成を説明するための図である。 インバータ回路で発生するデッドタイム誤差を説明するための図である。 比較例に係る電力変換装置の構成を説明するための図である。 本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の構成を説明するための図である。 本発明の実施の形態２に係る電力変換装置のシグナルフロー図である。 本発明の実施の形態３に係る電力変換装置の構成を説明するための図である。 本発明の実施の形態３に係る電力変換装置の動作を説明するための図である。 本発明の実施の形態４に係る電力変換装置の構成を説明するための図である。

図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置２０の構成を説明するための図である。電力変換装置２０は直流電源１０から供給される直流電力を交流電力に変換して系統３０に逆潮流させる。なお系統３０の代わりに交流負荷を接続してもよい。直流電源１０は例えば太陽電池または燃料電池であり、その場合、電力変換装置２０は太陽電池または燃料電池により発電された直流電力を交流電力に変換するパワーコンディショナとして機能する。

インバータ回路２２は、直流電源１０から供給される直流電力を交流電力に変換する。図１ではインバータ回路２２をフルブリッジ回路で構成する例を示している。フルブリッジ回路は、第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２が直列接続された第１アームと、第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４が直列接続された第２アームを含み、第１アームと第２アームが並列接続される。第１アームの中点Ｎ１と第２アームの中点Ｎ２から交流電力が出力される。

第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４には例えば、ＩＧＢＴを使用できる。第１還流ダイオードＤ１〜第４還流ダイオードＤ４は、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４にそれぞれ並列に、逆向きに接続される。なお第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４にＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)を使用してもよい。この場合、第１還流ダイオードＤ１〜第４還流ダイオードＤ４は、ソースからドレイン方向に形成される寄生ダイオードを利用できる。

図２は、インバータ回路２２で発生するデッドタイム誤差を説明するための図である。制御回路２７で生成される駆動信号Ｖｇ（ＰＷＭ信号）がハイレベルの状態では、第１スイッチング素子Ｓ１のゲート電圧Ｖｓ１がハイレベルになり、第２スイッチング素子Ｓ２のゲート電圧Ｖｓ２がローレベルになる。駆動信号Ｖｇがハイレベルからローレベルに遷移すると第１スイッチング素子Ｓ１は直ぐにターンオフするが、第２スイッチング素子Ｓ２はデッドタイムＴｄの経過後にターンオンする。このデッドタイムＴｄの期間に第１還流ダイオードＤ１に負方向の電流が流れる。この電流に、直流電源１０の半分の電圧を掛けた成分が誤差成分となる（中点電圧Ｖｎ１（負電流）の斜線部分参照）。この誤差成分はインバータ回路２２の出力電力を低下させる方向に作用するため、当該誤差成分を補償するには、当該誤差成分を推定してインバータ回路２２の入力電力に追加する必要がある。

駆動信号Ｖｇがローレベルの状態では、第１スイッチング素子Ｓ１のゲート電圧Ｖｓ１がローレベルになり、第２スイッチング素子Ｓ２のゲート電圧Ｖｓ２がハイレベルになる。駆動信号Ｖｇがローレベルからハイレベルに遷移すると第２スイッチング素子Ｓ２は直ぐにターンオフするが、第１スイッチング素子Ｓ１はデッドタイムＴｄの経過後にターンオンする。このデッドタイムＴｄの期間に第２還流ダイオードＤ２に正方向の電流が流れる。この電流に、直流電源１０の半分の電圧を掛けた成分が誤差成分となる（中点電圧Ｖｎ１（正電流）の斜線部分参照）。この誤差成分はインバータ回路２２の出力電力を上昇させる方向に作用するため、当該誤差成分を補償するには、当該誤差成分を推定してインバータ回路２２の入力電力から除去する必要がある。

図１に戻る。フィルタ回路２３は、第１リアクトルＬ１、第２リアクトルＬ２及び第２コンデンサＣ２を含み、インバータ回路２２から出力される交流電力の高調波成分を減衰させて、インバータ回路２２の出力電圧および出力電流を正弦波に近づける。フィルタ回路２３から出力される交流電力は系統３０に逆潮流される。

直流電圧検出回路２４は、インバータ回路２２の入力電圧を検出して制御回路２７に出力する。電流検出回路２５は、インバータ回路２２から出力され、第１リアクトルＬ１に流れる交流電流を電流センサＣＴを用いて検出し、制御回路２７に出力する。交流電圧検出回路２６は、インバータ回路２２から出力される、フィルタ回路２３を通過後の交流電圧を検出して制御回路２７に出力する。

制御回路２７は、電圧指令値をもとにインバータ回路２２の駆動信号を生成し、当該駆動信号をインバータ回路２２に供給する。本実施の形態では駆動信号としてＰＷＭ信号を生成して、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４のゲート端子に供給する。ＰＷＭ信号のデューティ比を上げることによりインバータ回路２２の出力電力を上げることができ、ＰＷＭ信号のデューティ比を下げることによりインバータ回路２２の出力電力を下げることができる。

本実施の形態では制御回路２７は、電流検出回路２５で検出された電流に基づいてフィルタ回路２３を通過前のインバータ回路２２の出力電圧を推定し、推定したインバータ回路２２の出力電圧と、インバータ回路２２に供給される駆動信号との関係に基づき電圧指令値を補正する。以下、具体的に説明する。

制御回路２７は、第１減算部２７ａ、第１補償部２７ｂ、第１加算部２７ｃ、第２加算部２７ｄ、駆動信号生成部２７ｅ、第１乗算部２７ｆ、第２減算部２７ｇ、第１除算部２７ｈ、及び第３減算部２７ｉを含む。

制御回路２７の構成は、ハードウェア資源とソフトウェア資源の協働、またはハードウェア資源のみにより実現できる。ハードウェア資源としてアナログ素子、マイクロコンピュータ、ＤＳＰ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＦＰＧＡ、その他のＬＳＩを利用できる。ソフトウェア資源としてファームウェア等のプログラムを利用できる。

第１減算部２７ａは、目標電流値Ｉrefから電流検出回路２５で検出された電流値Ｉ_Ｌを減算する。第１補償部２７ｂは、目標電流値Ｉrefと電流値Ｉ_Ｌとの偏差をもとに、ＰＩ補償またはＰ補償により電圧指令値Ｖrefを生成する。第１加算部２７ｃは当該電圧指令値Ｖrefに、交流電圧検出回路２６で検出された交流電圧値Ｖoutを、直流電圧検出回路２４で検出された直流電圧値Ｖdcで割った電圧を加算して、系統電圧による外乱成分を補償する。第２加算部２７ｄは、電圧指令値Ｖrefにデッドタイム誤差成分補償値を加算して、デッドタイム誤差補償後の電圧指令値Ｖref’を生成する。

駆動信号生成部２７ｅは、デッドタイム誤差補償後の電圧指令値Ｖref’をもとにインバータ回路２２の駆動信号Ｖｇを生成する。駆動信号生成部２７ｅは例えば、当該電圧指令値Ｖref’と三角波のキャリア信号が入力されるコンパレータを含む。当該コンパレータは、当該電圧指令値Ｖref’とキャリア信号の比較結果に応じたＰＷＭ信号を出力する。当該ＰＷＭ信号はインバータ回路２２の第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４のゲート端子に入力され、当該ＰＷＭ信号の位相と逆位相の信号が第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３のゲート端子に入力される。当該ＰＷＭ信号は、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４のデューティ比を規定する信号であり、第３減算部２７ｉにも出力される。

第１乗算部２７ｆは、電流検出回路２５で検出された電流値Ｉ_Ｌに、第１リアクトルＬ１のリアクタンスを乗算して、第１リアクトルＬ１の両端電圧を推定する。第２減算部２７ｇは、交流電圧検出回路２６で検出された交流電圧値Ｖout（第１リアクトルＬ１の出力電圧）から、第１リアクトルＬ１の両端電圧を減算して、インバータ回路２２の出力電圧値（第１リアクトルＬ１の入力電圧）を推定する。このように第１乗算部２７ｆ及び第２減算部２７ｇは、インバータ回路２２の出力電圧（デッドタイム誤差成分を含む）を推定する電圧推定部として機能する。

第１除算部２７ｈは、インバータ回路２２の出力電圧推定値（デッドタイム誤差成分を含む）を、直流電圧検出回路２４で検出される直流電圧値Ｖdcで除算して、インバータ回路２２の出力電圧推定値（デッドタイム誤差成分を含む）に対応するデューティ値を算出する。第３減算部２７ｉは、駆動信号生成部２７ｅから供給されるインバータ回路２２のデッドタイム誤差成分を含まないデューティ値から、第１除算部２７ｈから供給されるデッドタイム誤差成分を含むデューティ値を減算することにより、デッドタイム誤差成分補償値を推定する。第３減算部２７ｉは、算出したデッドタイム誤差成分補償値を第２加算部２７ｄに出力する。第２加算部２７ｄは、デッドタイム誤差成分補償値を電圧指令値Ｖrefに加算して、電圧指令値Ｖref’を補正する。

図３は、比較例に係る電力変換装置２０の構成を説明するための図である。比較例は、インバータ回路２２の出力電圧値（デッドタイム誤差成分を含む）に実測値を使用する例である。比較例では、フィルタ回路２３を通過前のインバータ回路２２の出力電圧値（デッドタイム誤差成分を含む）を検出する交流電圧検出回路２８が、追加で設けられる。これに対して図１に示した実施の形態１に係る電力変換装置２０では、インバータ回路２２の出力電圧値（デッドタイム誤差成分を含む）を、インバータ回路２２の出力電流から演算により推定するため交流電圧検出回路２８は不要となる。

以上説明したように実施の形態１によれば、フィルタ回路２３を通過前のインバータ回路２２の出力電圧を検出するための交流電圧検出回路２８を設けずに、インバータ回路２２を用いた電力変換により発生する誤差成分を、電圧検出に基づくフィードバック制御で補償することができる。一般的に、電圧検出に基づくフィードバック補償方式のほうが電流検出に基づくフィードフォワード補償方式より補償精度が高いため、実施の形態１に係る電力変換装置２０は、回路規模を抑えつつ高精度にデッドタイム誤差成分を補償することができる。

図４は、本発明の実施の形態２に係る電力変換装置２０の構成を説明するための図である。実施の形態２ではマイクロコンピュータやＤＳＰ等のプロセッサを用いたデジタル信号処理により、デッドタイム誤差成分補償値を演算することを前提にする。デジタル信号処理ではクロック周波数に従い離散的に処理されるため、制御遅れが発生する。具体的には時刻（ｎ−１）で検出された電流値をもとにデッドタイム誤差成分補償値を演算し、時刻ｎの電圧指令値を補正することになる。

電流検出回路２５で検出される電流値は交流電流値であるため、正弦波状に変化する。従って厳密には、時刻（ｎ−１）で検出される電流値と時刻ｎで検出される電流値は異なる値になる。交流電圧検出回路２６で検出される電圧値にも同様の議論が当てはまる。実施の形態２では、このデジタル信号処理による制御遅れによる誤差も加味した補償方式を実現する。

実施の形態２に係る電力変換装置２０の制御回路２７以外の構成は、実施の形態１に係る電力変換装置２０と共通するため説明を省略する。実施の形態２では制御回路２７は、第１減算部２７ａ、第１補償部２７ｂ、第１加算部２７ｃ、第２加算部２７ｄ、駆動信号生成部２７ｅ、予測電流算出部２７ｊ、及び誤差成分補償値算出部２７ｋを含む。

予測電流算出部２７ｊは、電流検出回路２５で検出された現在の電流値から１制御周期（以下、ステップという）先の電流値を予測する。予測方法は特に限定しない。例えば電流の位相を検出し、現在の電流値と位相から振幅を算出し、当該振幅と１ステップ先の位相から１ステップ先の電流値を推定してもよい。

誤差成分補償値算出部２７ｋは、１ステップ先のインバータ回路２２の出力電流推定値をもとに１ステップ先のインバータ回路２２の出力電圧値（デッドタイム誤差成分を含む）を推定する。この推定演算で１ステップ分の遅延時間が発生する。誤差成分補償値算出部２７ｋは、この１ステップ時間分遅延したインバータ回路２２の出力電圧推定値（デッドタイム誤差成分を含む）と、その時刻のインバータ回路２２の入力電圧推定値をもとに、インバータ回路２２を使用した電力変換で発生する誤差成分を推定し、その補償値を算出する。その他の処理は実施の形態１の処理と同様である。

図５は、本発明の実施の形態２に係る電力変換装置２０のシグナルフロー図である。第１減算部２７ａは、目標電流値Ｉref（ｎ）から電流検出回路２５で検出された電流値Ｉ_Ｌ（ｎ−１）を減算する。第１補償部２７ｂは、目標電流値Ｉref（ｎ）と電流値Ｉ_Ｌ（ｎ−１）との偏差をもとに、ＰＩ補償またはＰ補償により電圧指令値Ｖref（ｎ）を生成する。

交流電圧検出回路２６で検出された交流電圧値Ｖout（ｎ）は第１遅延部２７ｌで１ステップ分の処理時間、遅延される。第２除算部２７ｍは、第１遅延部２７ｌで１ステップ分の処理時間が遅延された交流電圧値Ｖout（ｎ−１）を、直流電圧検出回路２４で検出された直流電圧値Ｖdcで割った電圧値を生成する。第１加算部２７ｃは、電圧指令値Ｖref［ｎ］に、交流電圧値Ｖout（ｎ−１）を直流電圧値Ｖdcで割った電圧値を加算して、系統電圧による外乱成分を補償する。

第４減算部２７ｎは、電圧指令値Ｖref（ｎ）から、インバータ回路２２で発生する誤差成分を補償するための誤差補償値Δ＾Ｖnoise（ｎ）／Ｖdcを減算する。Δ＾Ｖnoise（ｎ−１）は、時刻（ｎ−１）に推定された、時刻ｎにインバータ回路２２で発生する誤差電圧成分の予測値を示している。第４減算部２７ｎは、誤差成分補償後の電圧指令値をデューティ値ｄｕｔｙ（ｎ）として第２乗算部２２ａと誤差成分補償値算出部２７ｋに出力する。

第２乗算部２２ａは、デューティ値ｄｕｔｙ（ｎ）と直流電圧値Ｖdcを乗算して、インバータ回路２２の出力電圧値Ｖinv（ｎ）（誤差成分ΔＶnoise（ｎ）を含まない）を算出する。第３加算部２２ｂは、第２乗算部２２ａで算出されたインバータ回路２２の出力電圧値Ｖinv（ｎ）に、インバータ回路２２を用いた電力変換で発生する誤差成分ΔＶnoise（ｎ）を加算する。第２乗算部２２ａ及び第３加算部２２ｂの処理は、図４のインバータ回路２２による電力変換を表している。

第２減算部２７ｇは、インバータ回路２２の出力電圧値Ｖinv’（ｎ）（誤差成分ΔＶnoise（ｎ）を含む）から、交流電圧検出回路２６で検出された交流電圧値Ｖout（ｎ）を減算する。第３乗算部Ｌ１ａは、第１リアクトルＬ１の両端電圧Ｖ_Ｌ（ｎ）に第１リアクトルＬ１のリアクタンスを乗算して第１リアクトルＬ１の予測電流値Ｉ_Ｌ（ｎ）を算出する。第２遅延部２７ｋａは、第１リアクトルＬ１の電流値Ｉ_Ｌ（ｎ）を１ステップ分の処理時間、遅延させた第１リアクトルＬ１の電流値Ｉ_Ｌ（ｎ−１）を出力する。第２遅延部２７ｋａの処理はプロセッサによる演算遅延を表している。図５では第１リアクトルＬ１のリアクタンスを、ｚ変換領域の関数で表記している。

予測電流算出部２７ｊは、第１リアクトルＬ１の電流値Ｉ_Ｌ（ｎ−１）から、１ステップ先の電流値＾Ｉ_Ｌ（ｎ）を予測演算により算出する。誤差成分補償値算出部２７ｋは、１ステップ先の電流値＾Ｉ_Ｌ（ｎ）、デューティ値ｄｕｔｙ（ｎ）をもとに誤差補償値Δ＾Ｖnoise（ｎ−１）／Ｖdcを算出する。

インバータ回路２２の出力電流値である第１リアクトルＬ１の電流値Ｉ_Ｌ（ｎ）は下記（式１）で規定できる。
Ｉ_Ｌ（ｎ）＝（Ｖinv（ｎ）＋ΔＶnoise（ｎ）−Ｖout（ｎ））・１／（ｚ−１）・Ｔｓ／Ｌ） …（式１）

上記（式１）から、インバータ回路２２で発生する誤差成分ΔＶnoise（ｎ）は下記（式２）で規定できる。
ΔＶnoise（ｎ）＝（Ｖout（ｎ）＋（ｚ−１）・Ｌ／Ｔｓ・Ｉ_Ｌ（ｎ））−Ｖinv（ｎ） …（式２）

上記（式２）から１ステップ先の予測電流値＾Ｉ_Ｌ（ｎ）を用いて、誤差成分の予測値Δ＾Ｖnoise（ｎ）を下記（式３）で算出する。
Δ＾Ｖnoise（ｎ）＝（Ｖout（ｎ−１）＋Ｌ／Ｔｓ（＾Ｉ_Ｌ（ｎ）−Ｉ_Ｌ（ｎ−１）））−Ｖinv（ｎ−１） …（式３）

上記（式３）のインバータ回路２２の出力電圧値Ｖinv（ｎ−１）（誤差成分ΔＶnoise（ｎ−１）を含まない）は、デューティ値ｄｕｔｙ（ｎ−１）と直流電圧値Ｖdc（ｎ−１）を掛けることにより算出できる。誤差成分補償値算出部２７ｋにより算出された誤差成分補償値Δ＾Ｖnoise（ｎ）／Ｖdcを予めデューティ値ｄｕｔｙ（ｎ）から引いておくことにより、誤差成分ΔＶnoise（ｎ）を補償している。

以上説明したように実施の形態２では、プロセッサによるデジタル信号処理の制御遅れの影響で遅延した電流値に対して、制御遅れを考慮した予測演算を行うことで遅延する前の電流値を推定する。推定した電流値とインバータ回路２２の駆動信号をもとにデッドタイム誤差電圧を推定演算して駆動信号を補正する。これにより、一般的な電流検出に基づくフィードフォワード補償に比べて、応答性・補償精度に優れた補償を実現できる。

図６は、本発明の実施の形態３に係る電力変換装置２０の構成を説明するための図である。実施の形態３に係る電力変換装置２０は、図４に示した実施の形態２に係る電力変換装置２０にクランプ回路２９が追加された構成である。クランプ回路２９は、インバータ回路２２とフィルタ回路２３の間に設けられ、インバータ回路２２の交流出力端子（Ｎ１、Ｎ２）間を短絡可能であり、短絡時の導通方向を切替可能な回路である。

クランプ回路２９は、第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６が逆向きに直列接続されて、インバータ回路２２の交流出力端子（Ｎ１、Ｎ２）間に接続される。図６に示す例では、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６にＩＧＢＴが使用され、第５スイッチング素子Ｓ５のエミッタ端子がインバータ回路２２の第１出力線に接続され、第６スイッチング素子Ｓ６のエミッタ端子がインバータ回路２２の第２出力線に接続される。第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６のコレクタ端子は接続される。

第５スイッチング素子Ｓ５と並列に、エミッタからコレクタの方向に電流が流れる向きに第５還流ダイオードＤ５が接続され、第６スイッチング素子Ｓ６と並列に、エミッタからコレクタの方向に電流が流れる向きに第６還流ダイオードＤ６が接続される。従って第５スイッチング素子Ｓ５がオン状態で第６スイッチング素子Ｓ６がオフ状態では、第２出力線から第１出力線の方向にのみ電流が流れ、第５スイッチング素子Ｓ５がオフ状態で第６スイッチング素子Ｓ６がオン状態では、第１出力線から第２出力線の方向にのみ電流が流れる。

図７は、本発明の実施の形態３に係る電力変換装置２０の動作を説明するための図である。一周期の前半は、第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４がオン・オフを繰り返すＰＷＭ制御され、第２スイッチング素子Ｓ２及び第４スイッチング素子Ｓ４がオフ状態に制御され、第５スイッチング素子Ｓ５がオン状態に制御され、第６スイッチング素子Ｓ６がオフ状態に制御される。

第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４がオンの期間はフィルタ回路２３に正電圧＋Ｅが出力される。第１スイッチング素子Ｓ１及び第３スイッチング素子Ｓ３がオフの期間は、フィルタ回路２３に蓄積されたエネルギーに基づく電流がクランプ回路２９を介して還流するためフィルタ回路２３の入力電圧および出力電圧はいずれもゼロになる。

一周期の後半は、第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３がオン・オフを繰り返すＰＷＭ制御され、第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４がオフ状態に制御され、第５スイッチング素子Ｓ５がオフ状態に制御され、第６スイッチング素子Ｓ６がオン状態に制御される。

第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３がオンの期間はフィルタ回路２３に負電圧−Ｅが出力される。第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３がオフの期間は、フィルタ回路２３に蓄積されたエネルギーに基づく電流がクランプ回路２９を介して還流するためフィルタ回路２３の入力電圧および出力電圧はいずれもゼロになる。

フィルタ回路２３は、正電圧＋Ｅ、ゼロ、負電圧−Ｅの３レベルをもとに正弦波（点線参照）を生成する。このような３レベルインバータでは、ゼロクロス付近（符号Ｒ参照）でデッドタイムに起因する電流の歪が大きくなる。従って、電流の極性を判定してフィードフォワード補償する電流方式では補償精度が低下する。

以上に説明した構成および動作以外は、実施の形態２で説明したものと同様である。なお図１に示した実施の形態１に係る電力変換装置２０にクランプ回路２９が追加された構成であってもよい。

以上説明したように実施の形態３によれば、極性判定を用いずにデッドタイム誤差成分を補償するため誤動作が発生しにくい。従って、ゼロクロス付近において電流絶対値が小さくなり極性の誤判定が発生しやすい３レベルインバータへの適用に有効である。同様に系統電圧のゼロクロス付近において電流絶対値が小さくなるユニポーラ変調方式への適用にも有効である。また、ゼロクロス付近で際立つデッドタイムに起因される電流の歪みを抑制することができる。

図８は、本発明の実施の形態４に係る電力変換装置２０の構成を説明するための図である。実施の形態４は、回転座標変換を用いた単相系統連系インバータの電流制御に適用する例である。実施の形態４に係る電力変換装置２０の制御回路２７以外の構成は、実施の形態１に係る電力変換装置２０と共通するため説明を省略する。実施の形態４では制御回路２７は、第１回転座標変換部２７ｏ、第２回転座標変換部２７ｐ、ｄ軸減算部２７ｑ、ｑ軸減算部２７ｒ、ｄ軸補償部２７ｓ、ｑ軸補償部２７ｔ、ｄ軸加算部２７ｕ、ｑ軸加算部２７ｖ、逆回転座標変換部２７ｗ、第２加算部２７ｄ、駆動信号生成部２７ｅ、予測電流算出部２７ｊ、及び誤差成分補償値算出部２７ｋを含む。

第１回転座標変換部２７ｏは、電流検出回路２５で検出された電流値Ｉ_Ｌを、系統電圧の位相θを回転角として回転座標変換してｄ軸成分の電流値Ｉout ｄとｑ軸成分の電流値Ｉout q（無効電流値）を算出する。第２回転座標変換部２７ｐは、交流電圧検出回路２６で検出された電圧値Ｖoutを、系統電圧の位相θを回転角として回転座標変換してｄ軸成分の電圧値Ｖout ｄとｑ軸成分の電圧値Ｖout qを算出する。

ｄ軸減算部２７ｑは、ｄ軸成分の目標電流値Ｉref dからｄ軸成分の電流値Ｉout ｄを減算する。ｑ軸減算部２７ｒは、ｑ軸成分の目標電流値Ｉref qからｑ軸成分の電流値Ｉout qを減算する。ｄ軸補償部２７ｓは、ｄ軸成分の目標電流値Ｉref dとｄ軸成分の電流値Ｉout ｄとの偏差をもとに、ＰＩ補償またはＰ補償によりｄ軸成分の電圧指令値Ｖref dを生成する。ｑ軸補償部２７ｔは、ｑ軸成分の目標電流値Ｉref qとｑ軸成分の電流値Ｉout qとの偏差をもとに、ＰＩ補償またはＰ補償によりｑ軸成分の電圧指令値Ｖref qを生成する。ｄ軸加算部２７ｕは、ｄ軸成分の電圧指令値Ｖref dにｄ軸成分の電圧値Ｖout dを加算する。ｑ軸加算部２７ｖは、ｑ軸成分の電圧指令値Ｖref qにｑ軸成分の電圧値Ｖout qを加算する。

逆回転座標変換部２７ｗは、系統電圧補償後のｄ軸成分の電圧指令値Ｖref ｄとｑ軸成分の電圧指令値Ｖref ｑを逆回転座標変換して、静止座標系の電圧指令値Ｖrefを算出する。第２加算部２７ｄは、電圧指令値Ｖrefにデッドタイム誤差成分補償値Δ＾Ｖnoise（ｎ）／Ｖdcを加算して、デッドタイム誤差補償後の電圧指令値Ｖref’を生成する。その他の処理は、実施の形態２で説明した処理と同じである。このようにｄ軸成分とｑ軸成分を独立に制御することにより力率制御や無効電力の注入を行うことができる。

以上説明したように実施の形態４によれば、逆回転座標変換前の電圧指令値Ｖref ｄとｑ軸成分の電圧指令値Ｖref ｑにそれぞれの補償値を加算するのではなく、逆回転座標変換後の電圧指令値Ｖrefに補償値を加算する。これにより構成がシンプルになり演算量を少なくできる。

以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

例えば実施の形態２では、検出した電流値Ｉ_Ｌ（ｎ−１）から１ステップ先の電流値＾Ｉ_Ｌ（ｎ）を予測したが、検出した電流値Ｉ_Ｌ（ｎ−ｍ（ｍは２以上の整数））からｍステップ先の電流値＾Ｉ_Ｌ（ｎ）を予測してもよい。プロセッサによる演算遅延がｍステップ分の処理時間である場合、ｍステップ先の電流値＾Ｉ_Ｌ（ｎ）を予測する必要がある。

また上述の説明では、インバータ回路２２に含まれる第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４の駆動信号ＶｇとしてＰＷＭ信号を想定したが、位相シフト信号を用いてデューティ比を制御してもよい。

また上述の説明では、直流電力を単相交流電力に変換する電力変換装置２０で発生するデッドタイムを補償する例を説明したが、本補償技術は、直流電力を三相交流電力に変換する電力変換装置にも適用可能である。

なお、実施の形態は、以下の項目によって特定されてもよい。

［項目１］
直流電力を交流電力に変換するインバータ回路（２２）と、
リアクトル（Ｌ１）を有し、前記インバータ回路（２２）の出力する交流電力の高周波成分を減衰するフィルタ回路（２３）と、
前記リアクトル（Ｌ１）に流れる電流を検出する電流検出回路（２５）と、
電圧指令値をもとに前記インバータ回路（２２）の駆動信号を生成する制御回路（２７）と、を備え、
前記制御回路（２７）は、前記電流検出回路（２５）で検出された電流に基づいて前記フィルタ回路（２３）を通過前の前記インバータ回路（２２）の出力電圧を推定し、推定した前記インバータ回路（２２）の出力電圧と、前記インバータ回路（２２）に供給される駆動信号との関係に基づき前記電圧指令値を補正することを特徴とする電力変換装置（２０）。
これにより、インバータ回路（２２）の出力電圧を実際に測定せずに、インバータ回路（２２）で発生する誤差成分を推定することができ、電圧指令値を補正することができる。
［項目２］
前記制御回路（２７）は、前記電流検出回路（２５）で検出された電流値（Ｉ_Ｌ［ｎ−ｍ］）に基づいて前記インバータ回路（２２）のｍ（ｍは自然数）ステップ先の出力電圧（Ｖinv’［ｎ］）を推定し、ｍステップ先の電圧指令値（Ｖref［ｎ］）を補正することを特徴とする項目１に記載の電力変換装置（２０）。
これにより検出時の電流と、誤差成分補償時の電流との制御ずれも補償することができる。
［項目３］
前記インバータ回路（２２）と前記フィルタ回路（２３）の間に、前記インバータ回路（２２）の交流出力端子間を短絡可能なクランプ回路（２９）をさらに備え、
前記電流検出回路（２５）は、前記クランプ回路（２９）より後段に設けられることを特徴とする項目１または２に記載の電力変換装置（２０）。
これによれば、３レベルインバータの誤差成分も高精度に補償することができる。
［項目４］
前記制御回路（２７）は、前記電流検出回路（２５）で検出された電流と目標電流との偏差に応じて前記電圧指令値を生成することを特徴とする項目１から３のいずれかに記載の電力変換装置（２０）。
これによれば、出力電流を安定化させることができる。
［項目５］
前記制御回路（２７）は、
前記電流検出回路（２５）で検出された電流を回転座標変換してｄ軸成分の電流値とｑ軸成分の電流値を算出する回転座標変換部（２７ｏ）と、
ｄ軸成分の目標電流値と前記回転座標変換部（２７ｏ）で算出されたｄ軸成分の電流値との偏差をもとにｄ軸成分の電圧指令値を生成するｄ軸補償部（２７ｓ）と、
ｑ軸成分の目標電流値と前記回転座標変換部（２７ｏ）で算出されたｑ軸成分の電流値との偏差をもとにｑ軸成分の電圧指令値を生成するｑ軸補償部（２７ｔ）と、
前記ｄ軸成分の電圧指令値と前記ｑ軸成分の電圧指令値を逆回転座標変換して、静止座標系の電圧指令値を算出する逆回転座標変換部（２７ｗ）と、
前記静止座標系の電圧指令値に前記インバータ回路（２２）で発生する誤差成分の補償値を加算する補償値加算部（２７ｄ）と、
を含むことを特徴とする項目１から４のいずれかに記載の電力変換装置。
これによれば、回転座標変換を用いたインバータの誤差成分も高精度に補償することができる。

１０ 直流電源、 ２０ 電力変換装置、 ２２ インバータ回路、 Ｓ１ 第１スイッチング素子、 Ｓ２ 第２スイッチング素子、 Ｓ３ 第３スイッチング素子、 Ｓ４ 第４スイッチング素子、 Ｓ５ 第５スイッチング素子、 Ｓ６ 第６スイッチング素子、 Ｄ１ 第１還流ダイオード、 Ｄ２ 第２還流ダイオード、 Ｄ３ 第３還流ダイオード、 Ｄ４ 第４還流ダイオード、 Ｄ５ 第５還流ダイオード、 Ｄ６ 第６還流ダイオード、 Ｃ１ 第１コンデンサ、 Ｃ２ 第２コンデンサ、 Ｌ１ 第１リアクトル、 Ｌ２ 第２リアクトル、 Ｌ１ａ 第３乗算部、 ２３ フィルタ回路、 ２４ 直流電圧検出回路、 ２５ 電流検出回路、 ２６ 交流電圧検出回路、 ２７ 制御回路、 ２７ａ 第１減算部、 ２７ｂ 第１補償部、 ２７ｃ 第１加算部、 ２７ｄ 第２加算部、 ２７ｅ 駆動信号生成部、 ２７ｆ 第１乗算部、 ２７ｇ 第２減算部、 ２７ｈ 第１除算部、 ２７ｉ 第３減算部、 ２７ｊ 予測電流算出部、 ２７ｋ 誤差成分補償値算出部、 ２７ｋａ 第２遅延部、 ２７ｌ 第１遅延部、 ２７ｍ 第２除算部、 ２７ｎ 第４減算部、 ２７ｏ 第１回転座標変換部、 ２７ｐ 第２回転座標変換部、 ２７ｑ ｄ軸減算部、 ２７ｒ ｑ軸減算部、 ２７ｓ ｄ軸補償部、 ２７ｔ ｑ軸補償部、 ２７ｕ ｄ軸加算部、 ２７ｖ ｑ軸加算部、 ２７ｗ 逆回転座標変換部、 ２８ 交流電圧検出回路、 ２９ クランプ回路、 ３０ 系統。

Claims (5)

1. 直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、
   リアクトルを有し、前記インバータ回路の出力する交流電力の高周波成分を減衰するフィルタ回路と、
   前記リアクトルに流れる電流を検出する電流検出回路と、
   電圧指令値をもとに前記インバータ回路の駆動信号を生成する制御回路と、を備え、
   前記制御回路は、前記電流検出回路で検出された電流に基づいて前記フィルタ回路を通過前の前記インバータ回路の出力電圧を推定し、推定した前記インバータ回路の出力電圧と、前記インバータ回路に供給される駆動信号との関係に基づき前記電圧指令値を補正することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記制御回路は、前記電流検出回路で検出された電流値（Ｉ_Ｌ［ｎ−ｍ］）に基づいて前記インバータ回路のｍ（ｍは自然数）ステップ先の出力電圧（Ｖinv’［ｎ］）を推定し、ｍステップ先の電圧指令値（Ｖref［ｎ］）を補正することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記インバータ回路と前記フィルタ回路の間に、前記インバータ回路の交流出力端子間を短絡可能なクランプ回路をさらに備え、
   前記電流検出回路は、前記クランプ回路より後段に設けられることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御回路は、前記電流検出回路で検出された電流と目標電流との偏差に応じて前記電圧指令値を生成することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の電力変換装置。
5. 前記制御回路は、
   前記電流検出回路で検出された電流を回転座標変換してｄ軸成分の電流値とｑ軸成分の電流値を算出する回転座標変換部と、
   ｄ軸成分の目標電流値と前記回転座標変換部で算出されたｄ軸成分の電流値との偏差をもとにｄ軸成分の電圧指令値を生成するｄ軸補償部と、
   ｑ軸成分の目標電流値と前記回転座標変換部で算出されたｑ軸成分の電流値との偏差をもとにｑ軸成分の電圧指令値を生成するｑ軸補償部と、
   前記ｄ軸成分の電圧指令値と前記ｑ軸成分の電圧指令値を逆回転座標変換して、静止座標系の電圧指令値を算出する逆回転座標変換部と、
   前記静止座標系の電圧指令値に前記インバータ回路で発生する誤差成分の補償値を加算する補償値加算部と、
   を含むことを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の電力変換装置。

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