JP2008263670A - モータの駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータの駆動装置において、直流電圧制御又は直流電流制御を安定させることができるモータの駆動装置を提供する。
【解決手段】直流電力として電力を出力する電源装置（１、３）と、該電源装置に接続され、該電源装置から出力された直流電力を入力し、入力した直流電力を多相交流電力に変換して出力するインバータ４と、該インバータから出力される多相交流電力で駆動する多相交流モータ５と、少なくとも前記インバータの各相のスイッチング素子を制御して、インバータを制御するインバータ制御手段を備えるコントローラ６と、からなるモータの駆動装置において、インバータ４の各スイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号を遅延回路１９による遅延処理を施した（直流）電圧Ｖｄｃ’に基づいて生成するよう構成した。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電力として電力を出力する電源装置と、該電源装置に接続され、該電源装置から出力された直流電力を入力し、入力した直流電力を多相交流電力に変換して出力するインバータと、該インバータから出力される多相交流電力で駆動する多相交流モータと、少なくとも前記インバータを制御するインバータ制御手段を備えるコントローラと、からなるモータの駆動装置に関するものである。

従来、直流電力として電力を出力する電源装置と、該電源装置から出力された直流電力を入力し、入力した直流電力を多相交流電力に変換して出力するインバータと、該インバータから出力される多相交流電力で駆動する多相交流モータと、からなるモータの駆動装置が例えば、内燃機関によって回転駆動されて交流電力を発電し、発電した交流電力を整流器等によって直流電力に変換して出力する発電装置（電源装置）と、この発電装置から供給された直流電力を多相交流電力に変換するインバータと、該インバータから出力される多相交流電力で駆動する多相交流モータとを備え、内燃機関によって前後輪の一方輪を駆動すると共に多相交流モータによって他方輪を駆動する４輪駆動車両などに適用されている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００６−１１１２６０号公報

図７は上述した従来のシステム（モータの駆動装置）の一例を説明するための図である。図７に示す例において、システムは、内燃機関によって回転駆動されて交流電力を発電するオルタネータ（交流発電機）と、このオルタネータから出力された交流電力を直流電力に変換する整流器とから成る発電装置５１（電源装置）と、供給された直流電力を三相交流電力に変換して出力するインバータ５２と、インバータ５２から出力される三相交流電力によって駆動する三相交流モータ５３（以下、モータ５３と記載する）と、発電装置５１及びモータ５３を制御するコントローラ５４と、から構成されている。コントローラ５４は、実直流電圧値（実際の直流電圧値であり、単に直流電圧とも記載する）Ｖｄｃが所定の直流電圧目標値Ｖｄｃ＊となるように発電装置５１に発電指令（発電操作量）を出して発電装置５１の発電電力の制御を行うとともに、不図示の上位システムから出力されるトルク指令値に基づいて三相電圧指令値を算出し、この三相電圧指令値に基づいて生成したＰＷＭ信号をインバータ５２に出力する事により、ＰＷＭ信号（以下単にＰＷＭとも記載する）に基づいてインバータ５２の各相のスイッチング素子をデューティ制御してモータ５３の三相電流（トルク）をフィードバック制御している。システムとして直流電圧又は直流電流（発電機５１とインバータ５２の間の直流電流又は直流電圧、すなわちインバータ５２に入力される直流電流又は直流電圧）を維持しつつトルクを変化させるため、コントローラ５４は三相電圧指令値（すなわちＰＷＭ信号）及び発電指令を常時操作している。

上述した従来のシステムでは、発電装置５１の出力電力（発電電力）よりもモータ５３の消費電力が小さいと直流電圧が上昇し、インバータ５２に通常設けられているコンデンサの耐電圧を越える可能性が有る。また、発電装置５１の出力電力よりもモータ５３の消費電力が大きいと直流電圧が低下し、モータ５３の出力可能トルクが低下する恐れが有る。この為、インバータ５２を実直流電圧値（実際の直流電圧値）に基づいて制御し、発電装置５１の出力電力とモータ５３の消費電力を略同じ電力とする事が好ましい。このようなシステムにおいて、 （インバータ５２を制御して）モータ５３の消費電力を一定の消費電力（等消費電力）で動作させた場合の発電装置５１とモータ５３の電力動作を、図１０に示して説明する。この図１０において、発電装置５１の出力電力とモータ５３の消費電力とが同じ電力となる電力平衡点が２つ存在する。２つの電力平衡点のうち、発電装置５１の出力電圧が下がると発電量（出力電力）が減り、出力電圧が上がると発電量（出力電力）が増える特性となる電力平衡点（図１０のＡ）では、図１１に示す電力収支と電圧との関係から明らかなように、直流電圧が少しでも上がるとインバータ５２はモータ５３の消費電力を等消費電力とする為に消費電流を減少させようと動作する為、電力収支により直流電圧がもっと上昇し、直流電圧が少しでも下がるとインバータ５２はモータ５３の消費電力を等消費電力とする為に消費電流を増大させようとする為、電力収支により直流電圧がもっと下降することになり、直流電圧又は直流電流を安定させることが難しいという問題があった。

本発明の目的は上述した問題点を解消して、直流電力として電力を出力する電源装置と、該電源装置に接続され、該電源装置から出力された直流電力を入力し、入力した直流電力を多相交流電力に変換して出力するインバータと、該インバータから出力される多相交流電力で駆動する多相交流モータと、少なくとも前記インバータを制御するインバータ制御手段を備えるコントローラと、からなるモータの駆動装置において、直流電圧又は直流電流を安定させることができるモータの駆動装置を提供しようとするものである。

本発明のモータの制御装置は、直流電力として電力を出力する電源装置と、該電源装置に接続され、該電源装置から出力された直流電力を入力し、入力した直流電力を多相交流電力に変換して出力するインバータと、該インバータから出力される多相交流電力で駆動する多相交流モータと、少なくとも前記インバータを制御するインバータ制御手段を備えるコントローラと、からなるモータの駆動装置において、モータを駆動するＰＷＭ信号を前記実直流電圧値に対して遅延処理を施した電圧値に基づいて生成するよう構成したことを特徴とするものである。

本発明では、インバータ制御手段が直流電圧に遅延処理（好ましくはローパスフィルタ又はレートリミッタによる処理）を施した電圧に基づいてＰＷＭを生成しているため、直流電圧が下がると直流電流（消費電力）が減り、直流電圧が上がると直流電流（消費電力）が増えるという瞬時の特性（図１２）を持つようになり、直流電圧又は直流電流制御を安定化させることができる。

以下、図面を参照して本発明のモータの制御装置の実施例について説明する。

先ず、直流電力として電力を出力する電源装置と、この電源装置から出力された直流電力を多相交流電力に変換して出力するインバータと、インバータから出力される多相交流電力で駆動する多相交流モータと、インバータを制御するインバータ制御部（インバータ制御手段）を備えるコントローラとからなるシステムにおける、コントローラの一部を構成するインバータ制御部の一般的な（公知の）制御内容に関して説明を行う。尚、以下ではインバータは二つのスイッチング素子を直列に接続した（いわゆる上下アームを供えた）回路を３つ並列に接続した三相インバータであり、モータはこのインバータから供給される三相交流電力で駆動する三相交流モータとして説明を行う。

図８はモータ５３の三相電流（トルク）をフィードバック制御するためのインバータ制御部に関わるブロック図であり、図９はモータ５３をオープン制御するためのインバータ制御部に関わるブロック図である。図８及び図９に示すブロックは、図７に示す例において、コントローラ５４の一部（インバータ制御部）に相当する。尚、図９に示すブロック図は図８に示すブロック図に対して後述する座標変換１ブロック６１、ＰＩ制御ブロック６４、非干渉制御ブロック６５を欠く構成となっているが、各ブロックの制御内容に関しては殆ど変わりが無い為、以下では主に図８を中心に説明する。

図８に示す例において、６１はモータ５３のｕｖｗの三相電流値のうちの二相の電流値であるｕ相電流値ｉｕ及びｖ相電流値ｉｖを入力し、このｕ相電流値ｉｕ、ｖ相電流値ｉｖと回転子位相（電気角）θに基づいて、ｕｖｗの三相電流値をｄｑ軸の二相の電流値であるｄｑ軸電流値ｉｄ及びｉｑに座標変換（ここでの座標変換を以下では座標変換１という）する座標変換１ブロック、６２はモータ５３の回転子位相θを入力し、入力した回転子位相θを微分演算して回転角速度ωＭＯＴを算出する微分ブロック、６３は電圧センサによって検出された実際の直流電圧値である実直流電圧値Ｖｄｃとモータトルク指令値Ｔ＊と回転角速度ωＭＯＴに基づいて、ルックアップテーブルによってｄｑ軸電流目標値（ｄｑ軸電流指令値とも言う）ｉｄ＊及びｉｑ＊を算出すると共に、後述するｄｑ軸ＰＩ出力電圧指令値（第一の電圧指令値）ｖｄ’及びｖｑ’のｄｑ軸間の干渉分を補償する為のｄｑ軸干渉電圧指令値ｖｄ’’及びｖｑ’’を、上述したｄｑ軸電流目標値ｉｄ＊及びｉｑ＊からｔａｂｌｅ参照によって求めるｔａｂｌｅブロック、６４は座標変換１ブロック６１にて算出されたｄｑ軸電流値ｉｄ及びｉｑと、ｔａｂｌｅブロック６３にて算出されたｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊及びｉｑ＊との偏差からＰＩ制御演算を行ってｄｑ軸ＰＩ出力電圧指令値ｖｄ’及びｖｑ’を算出するＰＩ制御ブロック、６５はＰＩ制御ブロック６４から出力されたｄｑ軸ＰＩ出力電圧指令値ｖｄ’及びｖｑ’を、ｔａｂｌｅブロック６３から出力されたｄｑ軸干渉電圧指令値ｖｄ’’及びｖｑ’’で補償してｄｑ軸電圧指令値ｖｄおよびｖｑを出力する、非干渉制御を行う非干渉制御ブロック、６６はｕ相電流ｉｕ及びｖ相電流ｉｖを入力してから、後述する三相の各相電圧指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが出力されるまでのモータの回転子位相変化（即ち進み角）を補償する進み補償ブロック、６７は電圧指令値ｖｄおよびｖｑを三相の各相電圧指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに座標変換する（ここでの座標変換を以下では座標変換２という）座標変換２ブロック（多相電圧指令値算出手段）、６８は各相電圧指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗと実直流電圧値Ｖｄｃとから各相電圧指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗをＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ変換ブロック、をそれぞれ示している。尚、図９に示すブロックにおいては検出された実際の直流電圧値である実直流電圧値Ｖｄｃとモータトルク指令値Ｔ＊と回転角速度ωＭＯＴに基づいて、ルックアップテーブルによって直接（電流フィードバック制御を行わず）ｄｑ軸電圧指令値ｖｄおよびｖｑを算出している。以下、各ブロックの詳細な動作について説明する。なお、以下のブロックに共通して、三相電流値のうちの二相の電流値ｉｕ［Ａ］、ｉｖ［Ａ］は、電流センサにより得ることができ、モータの回転子位相（電気角）θ［ｒａｄ］は、レゾルバやエンコーダなどの位置検出器により得ることができる。また、実直流電圧値Ｖｄｃ［Ｖ］は電圧センサによって検出する事ができる。

＜座標変換１ブロック６１＞
座標変換１を行う座標変換１ブロック６１では、ｕｖｗの三相のうちのｕ相電流値ｉｕ及びｖ相の電流値ｉｖと電動機の回転子位相（電気角）θとから、以下に示す数１式に基づき、ｄｑ軸電流値ｉｄ［Ａ］、ｉｑ［Ａ］を演算（すなわち、三相の電流値を二相の電流値に座標変換）する。

＜微分ブロック６２＞
微分演算を行う微分ブロック６２では、電動機の回転子位相（電気角）を微分して電動機の回転子角速度（電気角速度）ω［ｒａｄ／ｓ］を演算する。
ω＝ｄθ／ｄｔ

＜ｔａｂｌｅブロック６３＞
ｔａｂｌｅブロック６３では、トルク指令値Ｔ＊［Ｎ・ｍ］と電動機の回転子角速度（電気角速度）ω［ｒａｄ／ｓ］と直流電圧値Ｖｄｃ［Ｖ］とに基づいて、ｄｑ軸電流目標値ｉｄ＊［Ａ］、ｉｑ＊［Ａ］をｔａｂｌｅ参照して算出すると共に、算出したｄｑ軸電流目標値ｉｄ＊及びｉｑ＊に基づいて、後述するｄｑ軸ＰＩ出力電圧指令値ｖｄ’及びｖｑ’のｄｑ軸間の干渉電圧を補償する為のｄｑ軸干渉電圧指令値ｖｄ’’［Ｖ］、ｖｑ’’［Ｖ］をｔａｂｌｅ参照して算出する。
尚、図９に示すｔａｂｌｅブロック６３は、検出された実際の直流電圧値である実直流電圧値Ｖｄｃとモータトルク指令値Ｔ＊と回転角速度ωＭＯＴに基づいて、ルックアップテーブルによって直接（電流フィードバック制御を行わず）ｄｑ軸電圧指令値ｖｄおよびｖｑを出力している。

＜ＰＩ制御ブロック６４＞
ＰＩ制御を行うＰＩ制御ブロック６４では、ｄｑ軸電流目標値ｉｄ＊及びｉｑ＊とｄｑ軸電流値ｉｄ及びｉｑとから、以下の数２式に基づき、ｄｑ軸ＰＩ出力電圧指令値ｖｄ’［Ｖ］、ｖｑ’［Ｖ］を演算する。

但し、Ｋｐｄ：ｄ軸比例ゲイン、Ｋｐｑ：ｑ軸比例ゲイン、Ｋｉｄ：ｄ軸積分ゲイン、Ｋｉｑ：ｑ軸積分ゲイン、ｓ：ラプラス演算子である。

＜非干渉制御ブロック６５＞
非干渉制御を行う非干渉制御ブロック６５では、ｄｑ軸ＰＩ出力電圧指令値ｖｄ’およびｖｑ’とｄｑ軸干渉電圧指令値ｖｄ’’及びｖｑ’’とから、以下の数３式に基づき、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ［Ｖ］、ｖｑ［Ｖ］を演算する。

但し、ωｃ［ｒａｄ］：電流応答カットオフ角周波数、ｓ：ラプラス演算子である。

＜進み補償ブロック６６＞
進み補償を行う進み補償ブロック６６では、電動機の回転子位相（電気角）θ［ｒａｄ］に対して、ｕ相電流ｉｕ及びｖ相電流ｉｖを入力してから三相の各相電圧指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが出力されるまでの時間（進み補償時間）Δｔ［ｓ］におけるモータの回転子位相変化（進み角）を補償（進み補償）し、この進み補償後の電動機の回転子位相（電気角）θ’［ｒａｄ］を演算する。
θ’＝θ＋（ｄθ／ｄｔ）・Δｔ
但し、Δｔ［ｓ］＝進み補償時間である。

＜座標変換２ブロック６７＞
座標変換２を行う座標変換２ブロック６７では、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ及びｖｑを進み補償後の電動機の回転子位相（電気角）θ’に基づいて、以下の数４式に基づき、三相電圧指令値ｖｕ［Ｖ］、ｖｖ［Ｖ］、ｖｗ［Ｖ］を演算（三相に座標変換）する。

＜ＰＷＭ変換ブロック６８＞
ＰＷＭ変換を行うＰＷＭ変換ブロック６８では、三相電圧指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗと実直流電圧値Ｖｄｃとから、以下の数５式に基づき、インバータの各相（ｕ、ｖ、ｗ三相の各相）のスイッチング素子を駆動するＰＷＭ（ｏｎ ｄｕｔｙ）ｔｕ［％］、ｔｖ［％］、ｔｗ［％］を演算する。このＰＷＭ（ＰＷＭ信号）に基づいて、インバータ５２の各相のスイッチング素子がデューティ制御される事により、モータ５３のトルクが制御される。

以上が通常用いられている一般的な、直流電力を三相交流電力に変換するインバータと、インバータから出力される三相交流電力によって駆動するモータを備えるモータの駆動装置におけるインバータ制御部の構成である。このようなインバータ制御部を備える従来のシステムにおいては、直流電圧（インバータと発電装置との間の直流電圧、すなわちインバータの入力側電圧）を安定させる事が困難であるという問題があった。以下では図面を参照して、このような従来の問題を解決した本発明のモータ駆動装置の実施例について説明する。

＜第１実施例＞
図１〜図３はそれぞれ本発明のモータの駆動装置の第１実施例を説明するための図である。まず、図１により、本発明のモータの駆動装置を組み込む対象となるシステム全体の一例を説明する。図１に示す例において、界磁巻線に接続されたスイッチ素子２が制御される事によって界磁巻線に印加される界磁電圧（若しくは界磁電流）が制御されて発電電力が制御されるオルタネータ３と、オルタネータ３で発電された三相交流電力を直流電力に変換して出力するダイオードブリッジ１とを備える発電装置（電源装置）と、供給された直流電力を三相交流電力に変換してモータ５へ供給するインバータ４と、インバータ４から供給される三相交流電力によって駆動するモータ５と、スイッチ素子２及びインバータ４を制御するコントローラ６と、から構成されている。コントローラ６は、実直流電圧Ｖｄｃが直流電圧目標値Ｖｄｃ＊となるように界磁電圧指令を設定し、この界磁電圧指令に基づいて算出されたＰＷＭ信号によりスイッチ素子２をデューティ制御してオルタネータ３の発電量（発電電力）を制御する（すなわち、電源電圧制御装置を備える）とともに、三相電圧指令値に基づいて算出されたＰＷＭ信号によりインバータ４のスイッチング素子をデューディ制御してモータ５の三相電流（トルク）を制御している。システムとして直流電圧を維持しつつトルクを変化させるため、コントローラ６は、三相電圧指令値及び界磁電圧指令（すなわちスイッチ素子２及びインバータ４へ送信するＰＷＭ信号）を常時操作している。以上の構成は従来のシステムと同様の構成である。

本発明の特徴は、コントローラ６の一部を構成する、インバータ４を制御するインバータ制御部にある。以下、その特徴について説明する。

図２はモータ５の三相電流（トルク）をフィードバック制御するためのインバータ制御部に関わるブロック図であり、図３はモータ５をオープン制御するためのインバータ制御部に関わるブロック図である。図２及び図３に示すブロックは、図１に示す例において、それぞれコントローラ６の一部（インバータ制御部）を構成している。１１は座標変換１を行う座標変換１ブロック、１２は微分を行う微分ブロック、１３はルックアップテーブルによる変換を行うｔａｂｌｅブロック、１４はＰＩ制御を行うＰＩ制御ブロック、１５は非干渉制御を行う非干渉制御ブロック、１６は進み補償を行う進み補償ブロック、１７は座標変換２を行う座標変換２ブロック、１８はＰＷＭ変換を行うＰＷＭ変換ブロック、１９は好ましくはローパスフィルタ又はレートリミッタから構成される遅延回路、をそれぞれ示している。

図８及び図９に示した従来例ではＰＷＭ変換ブロック６８は、実際の直流電圧である実直流電圧値Ｖｄｃに基づいてＰＷＭ信号（ＰＷＭ）を生成していたのに対し、図２及び図３に示す本発明の第１実施例においては、実直流電圧Ｖｄｃに対し遅延回路１９により処理を施した直流電圧Ｖｄｃ’に基づいてＰＷＭ信号（ＰＷＭ_１）を生成している点に本発明の特徴がある。また、本発明の第１実施例においては、ルックアップテーブルにおいて参照する指標として直流電圧Ｖｄｃに対し遅延回路１９により処理を施した（直流）電圧Ｖｄｃ’を用いている。

すなわち、図２に示す例では、三相電圧指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗと、直流電圧Ｖｄｃに対し遅延回路１９によって遅延処理を施した直流電圧Ｖｄｃ’とに基づいてＰＷＭ信号（ＰＷＭ_１）を生成している。詳細には、直流電圧Ｖｄｃに対し遅延回路１９により処理を施した直流電圧Ｖｄｃ’をルックアップテーブルによる変換を行うｔａｂｌｅブロック１３に供給する。ｔａｂｌｅブロック１３（電流目標値算出手段）は、トルク指令値Ｔ＊と電動機の回転子角速度（電気角速度）ωＭＯＴ［ｒａｄ／ｓ］と、遅延回路１９により遅延処理を施した直流電圧Ｖｄｃ’とに基づいて、ｔａｂｌｅ参照によりｄｑ軸電流目標値ｉｄ＊、ｉｑ＊を求め、ＰＩ制御ブロック１４（第一のｄｑ軸電圧指令値算出手段）においてｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑとに基づいてＰＩ制御（ＰＩ演算）を行いｄｑ軸ＰＩ出力電圧指令値ｖｄ’、ｖｑ’（第一のｄｑ軸電圧指令値）を求める。また、このｔａｂｌｅブロック１３において、ｄｑ軸電流目標値ｉｄ＊、ｉｑ＊に基づいて、ｄｑ軸干渉電圧指令値ｖｄ’’、ｖｑ’’を求める。求めたｄｑ軸ＰＩ出力電圧指令値ｖｄ’、ｖｑ’及びｄｑ軸干渉電圧指令値ｖｄ’’、ｖｑ’’を非干渉制御を行う非干渉制御ブロック１５（第二のｄｑ軸電圧指令値算出手段）に供給し、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ、ｖｑを求める。そして、求めたｄｑ軸電圧指令値ｖｄ、ｖｑを進み補償した電動機の回転子位相（電気角）θ’とともに座標変換２ブロック１７（三相電圧指令値算出手段）に供給し、座標変換２ブロック１７において、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ、ｖｑを電動機の回転子位相（電気角）θ’に基づいて三相に座標変換して三相各相の電圧指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを求める。最後に、求めた三相電圧指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗと、直流電圧Ｖｄｃに対し遅延回路１９により遅延処理を施した直流電圧Ｖｄｃ’とに基づいてインバータの各相（ｕ、ｖ、ｗ三相の各相）のスイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号（ＰＷＭ_１）のｏｎ ｄｕｔｙであるｔｕ、ｔｖ、ｔｗを求めている。ＰＷＭは数５式における実直流電圧値Ｖｄｃを遅延処理した直流電圧Ｖｄｃ’に置き換えた式に基づいて算出する。

また、図３に示す例では、図２に示す例と同様に三相電圧指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗと、直流電圧Ｖｄｃに対し遅延回路１９によって遅延処理を施した直流電圧Ｖｄｃ’とに基づいてＰＷＭ信号（ＰＷＭ）を生成している。詳細には、ｔａｂｌｅブロック１３は、トルク指令値Ｔ＊と電動機の回転子角速度（電気角速度）ωＭＯＴ［ｒａｄ／ｓ］と、直流電圧Ｖｄｃに対し遅延回路１９により遅延処理を施した直流電圧Ｖｄｃ’をルックアップテーブルによる変換を行うｔａｂｌｅブロック１３に供給する。ｔａｂｌｅブロック１３においては、トルク指令値Ｔ＊と電動機の回転子角速度（電気角速度）ωＭＯＴ［ｒａｄ／ｓ］と、遅延回路１９により遅延処理を施した直流電圧Ｖｄｃ’とに基づいて、ｔａｂｌｅ参照によりｄｑ軸電圧指令値ｖｄ、ｖｑを求める。そして、求めたｄｑ軸電圧指令値ｖｄ、ｖｑを進み補償した電動機の回転子位相（電気角）θ’とともに座標変換２ブロック１７に供給し、座標変換２ブロック１７において、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ、ｖｑを電動機の回転子位相（電気角）θ’に基づいて三相に座標変換して三相各相の電圧指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを求める。最後に、求めた三相電圧指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗと、直流電圧Ｖｄｃに対し遅延回路１９により処理を施した直流電圧Ｖｄｃ’とに基づいてＰＷＭ信号（ＰＷＭ）を生成している。尚、ＰＷＭ信号の算出は、上記と同様に数５式における実直流電圧値Ｖｄｃを遅延処理した直流電圧Ｖｄｃ’に置き換えた式に基づいて算出する。

なお、上述した例では直流電圧を制御する例を示したが、直流電流を制御する場合は、直流電流に遅延処理を施した電流値から直流電圧を算出し、若しくは直流電流から電圧を算出し、算出した電圧値に遅延処理を施した電圧に基づいてＰＷＭ指令を生成したり、ルックアップテーブルに対する参照を行ったりすることで、直流電流を制御する場合においても上述した直流電圧を制御する場合と同様の作用効果を得ることができる。

＜第２実施例＞
図４は、本発明のモータの駆動装置の第２実施例におけるシステム全体の一例を説明するための図である。図４に示す第２実施例において、システムは、三相交流電力を出力するモータ（モータ・ジェネレータ（電動発電機））２２から出力された三相交流電力を直流電力に変換するインバータ（若しくはコンバータ）２１を備える発電装置（電源装置）と、供給された直流電力を三相交流電力に変換するインバータ４と、インバータ４から供給される三相交流電力によって駆動するモータ５と、インバータ２１及びインバータ４を制御するコントローラ６と、から構成されている。コントローラ６は、それぞれのインバータ（コンバータ）２１及びインバータ４に三相電圧指令値に基づいて生成されたＰＷＭ信号を供給して、モータ２２及びモータ５の三相電流（トルク、発電量）を制御している。システムとしては直流電圧を維持しつつトルクを変化させるため、コントローラ６は、インバータ（コンバータ）２１及びインバータ４それぞれの三相電圧指令値（すなわちＰＷＭ信号）を常時操作している。

図４に示したシステムにおいても、上述した第１実施例と同様に、モータ５の駆動を制御するために、図２あるいは図３に示した本発明に係るインバータ制御部（インバータ４を制御するインバータ制御部）をコントローラ６に備えている。加えて、図４に示したシステムでは、インバータ（コンバータ）２１を、実直流電圧値Ｖｄｃが直流電圧目標値Ｖｄｃ＊となるように、相電流値ｉｕ_１及びｉｖ_１と回転子位相θ_１とに基づいて電圧指令値を算出し、電圧指令値と直流電圧目標値Ｖｄｃ＊に基づいてインバータ（コンバータ）２１が備えるスイッチング素子を制御する為のＰＷＭを生成する第二のインバータ（コンバータ）制御部を備えている。また、本実施例の場合にはモータ５が回生し、モータ（モータ・ジェネレータ）２２が駆動する場合には、上述したインバータ４とインバータ（コンバータ）２１との制御内容を入れ替えれば良く、モータ５とモータ（モータ・ジェネレータ）２２のどちらが発電し、どちらが駆動するかは上記の形態に限定されない。また、第１実施例と同様に、直流電圧に変えて直流電流の制御を行うこともできる。

＜第３実施例＞
図５は、本発明のモータの駆動装置の第３実施例として、本発明におけるシステム全体の一例を説明するための図である。図５に示す第３実施例において、システムは、直流電力を出力するバッテリと、バッテリから出力された直流電力の電圧を昇圧又は降圧して直流電力を出力するＤＣ・ＤＣコンバータ２５とを備えた電源装置と、電源装置から供給された直流電力を三相交流電力に変換するインバータ４と、インバータから供給される三相交流電力で駆動するモータ５と、ＤＣ・ＤＣコンバータ２５及びインバータ４を制御するコントローラ６と、から構成されている。コントローラ６は、ＤＣ・ＤＣコンバータ２５の出力電圧が所定の電圧となるように昇圧又は降圧率を制御すべく、ＤＣ・ＤＣコンバータ２５に設けられたスイッチング素子（リアクトルに接続されたスイッチング素子）をデューティ制御するＰＷＭ信号をＤＣ・ＤＣコンバータ２５に供給するとともに、三相電圧指令値に基づいて生成されたＰＷＭ信号によりインバータ４を駆動してモータ５の三相電流（トルク）を制御している。尚ＤＣ・ＤＣコンバータ２５は例えば、バッテリの正極に接続されたリアクトルと、該リアクトルに一方の端子が接続されるとともに他方の端子がバッテリの負極に接続された下側スイッチング素子と、該下側スイッチング素子の上記一方の端子が接続された上側スイッチング素子とで構成される、公知のＤＣ・ＤＣコンバータであり、その回路構成は詳述しない。システムとして直流電圧を維持しつつモータ５の出力トルクを変化させるため、コントローラ６は、三相電圧指令値及び昇降圧率（即ちＰＷＭ信号）を常時操作している。

図５に示したシステムにおいても、上述した第１実施例と同様に、モータ５の駆動を制御するために、図２あるいは図３に示した本発明に係る制御装置をコントローラ６に備え、三相電圧指令値と遅延処理された実直流電圧値とに基づいてＰＷＭ信号を生成している。また、第１実施例と同様に、直流電圧に変えて直流電流の制御を行うこともできる。

以上、説明した第１から第３実施例にて説明した様に、本発明のモータの駆動装置によれば、モータを駆動する（インバータ４に供給する）ＰＷＭ信号を遅延回路による処理を施した（直流）電圧値に基づいて生成するよう構成しているので、直流電力として電力を供給する電源装置と、該電源装置に接続され、該電源装置から出力された直流電力を入力し、入力した直流電力を多相交流電力に変換して出力するインバータと、該インバータから出力される多相交流電力で駆動する多相交流モータと、少なくとも前記インバータの各相のスイッチング素子を制御して、インバータを制御するインバータ制御手段を備えるコントローラと、からなるシステムにおいて、直流電圧制御又は直流電流制御を安定させることができり。尚、電源装置としてはオルタネータ、モータ（モータ・ジェネレータ）等の交流発電機や、バッテリと、このバッテリから出力された電圧を昇降圧して出力するＤＣ・ＤＣコンバータ、及び、それらの組合せのシステムに好適に適用することができる。

本発明のモータの駆動装置の好適例としては、インバータの各相のスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を、インバータからモータの各相へ印加される電圧値の指令値である多相電圧指令値と、遅延回路（好ましくはローパスフィルタ又はレートリミッタ）による遅延処理を施した直流電圧に基づいて生成する。これにより、直流電圧制御又は直流電流制御を安定化させることができる。

さらに、本発明のモータの駆動装置の好適例としては、ｄｑ軸電流指令値を遅延回路（好ましくはローパスフィルタ又レートリミッタ）による遅延処理を施した直流電圧に基づいて生成し、このｄｑ軸電流指令値に基づいてｄｑ軸電圧指令値（第二のｄｑ軸電圧指令値）を算出し、算出したｄｑ軸電圧指令値を三相電圧指令値（多相電圧指令値）に変換し、この三相電圧指令値と、遅延回路（好ましくはローパスフィルタ又はレートリミッタ）による遅延処理を施した直流電圧とに基づいて、ＰＷＭ信号を生成することがある。このように、遅延回路（好ましくはローパスフィルタ又レートリミッタ）による遅延処理を施した直流電圧に基づいて、モータを駆動するためのｄｑ軸電圧指令値を生成する場合は、直流電圧が上がったり下がったりした際に等電力に維持しようとする効果が小さくなるため、結果的に直流電圧制御又は直流電流制御を安定化させることができる。

本発明は上述した実施例にのみ限定されるものではなく、幾多の変形、変更が可能である。例えば、上述した実施例では、電源装置としてオルタネータ単独の例（第１実施例）、モータ（モータ・ジェネレータ）単独の例（第２実施例）、バッテリとＤＣ・ＤＣコンバータを用いた例（第３実施例）を示したが、上記実施例を組み合わせたシステム、例えば、図６に示すようにモータ・インバータ２組とＤＣ・ＤＣコンバータとを組み合わせたシステムにも適用することができる。

本発明のモータの駆動装置によれば、インバータ制御手段は、インバータの各相のスイッチング素子を制御するＰＷＭ信号を、直流電力の電圧値である実直流電圧値に対して遅延処理を施した電圧値に基づいて生成するよう構成しているので、直流電力として電力を出力する電源装置と、該電源装置に接続され、該電源装置から出力された直流電力を入力し、入力した直流電力を多相交流電力に変換して出力するインバータと、該インバータから出力される多相交流電力で駆動する多相交流モータと、少なくとも前記インバータの各相のスイッチング素子を制御して、インバータを制御するインバータ制御手段を備えるコントローラと、からなるモータの駆動装置において、直流電圧制御又は直流電流制御を安定させることができ、オルタネータとモータの組合せ、モータ（ジェネレータ）とモータの組合せ、ＤＣ・ＤＣコンバータとモータの組合せ、及び、それらの組合せのシステムに好適に適用することができる。

本発明のモータの駆動装置の第１実施例として、システム全体の一例を説明するためのブロック図である。 本発明のモータの駆動装置におけるコントローラ（インバータ制御部）の第１実施例の一例を説明するためのブロック図である。 本発明のモータの駆動装置におけるコントローラ（インバータ制御部）の第１実施例の他の例を説明するためのブロック図である。 本発明のモータの駆動装置の第２実施例として、システム全体の一例を説明するためのブロック図である。 本発明のモータの駆動装置の第３実施例として、システム全体の一例を説明するためのブロック図である。 本発明のモータの駆動装置の第４実施例として、システム全体の一例を説明するためのブロック図である。 従来のモータの駆動装置としての、システム全体の一例を説明するためのブロック図である。 従来のモータの駆動装置におけるコントローラ（インバータ制御部）の一例を説明するためのブロック図である。 従来のモータの駆動装置におけるコントローラ（インバータ制御部）の他の例を説明するためのブロック図である。 従来のモータの駆動装置における発電装置とモータ・インバータとの電力特性の一例を示すグラフである。 従来のモータの駆動装置における電力収支と電圧との関係を示す図である。 本発明のモータの駆動装置における発電装置とモータ・インバータとの電力特性の一例を示すグラフである。

符号の説明

１ ダイオードブリッジ
２ スイッチ素子
３ オルタネータ
４ インバータ
５ モータ
６ コントローラ
１１ 座標変換１ブロック
１２ 微分ブロック
１３ ｔａｂｌｅブロック
１４ ＰＩ制御ブロック
１５ 非干渉制御ブロック
１６ 進み補償ブロック
１７ 座標変換２ブロック
１８ ＰＷＭ変換ブロック
１９ 遅延回路
２１ インバータ（コンバータ）
２２ モータ（モータ・ジェネレータ）
２５ ＤＣ・ＤＣコンバータ

Claims (6)

1. 直流電力として電力を出力する電源装置と、該電源装置に接続され、該電源装置から出力された直流電力を入力し、入力した直流電力を多相交流電力に変換して出力するインバータと、該インバータから出力される多相交流電力で駆動する多相交流モータと、少なくとも前記インバータの各相のスイッチング素子を制御して、インバータを制御するインバータ制御手段を備えるコントローラと、からなるモータの駆動装置において、
   前記インバータ制御手段は、前記インバータの各相のスイッチング素子を制御するＰＷＭ信号を、前記直流電力の電圧値である実直流電圧値に対して遅延処理を施した電圧値に基づいて生成するよう構成したことを特徴とするモータの駆動装置。
2. 前記インバータ制御手段は、前記インバータからモータの各相へ印加する電圧値の指令値である多相電圧指令値を算出する多相電圧指令値算出手段を備え、前記ＰＷＭ信号は遅延回路による処理を施した実直流電圧と前記多相電圧指令値とに基づいて生成することを特徴とする請求項１に記載のモータの駆動装置。
3. 前記インバータ制御手段は、前記多相交流モータの出力トルク目標値と、前記多相交流モータの回転子位相と、前記実直流電圧値に対して遅延処理を施した電圧値とに基づいてｄｑ軸電流目標値を算出する電流目標値算出手段と、前記ｄｑ軸電流目標値に基づいて第一のｄｑ軸電圧指令値を算出する第一のｄｑ軸電圧指令値算出手段と、該第一のｄｑ軸電圧指令値のｄｑ軸間の干渉成分を補償する為のｄｑ軸干渉電圧指令値を前記第一のｄｑ軸電圧指令値に基づいて算出する干渉電圧算出手段と、前記第一のｄｑ軸電圧指令値と前記ｄｑ軸干渉電圧指令値とに基づいて第二のｄｑ軸電圧指令値を算出する第二の電圧指令値算出手段を備え、前記多相電圧指令値算出手段は前記第二のｄｑ軸電圧指令値を多相に変換して多相電圧指令値を算出し、前記ＰＷＭ信号は遅延回路による処理を施した実直流電圧値と多相電圧指令値とに基づいて生成することを特徴とする請求項２に記載のモータの駆動装置。
4. 前記電源装置として、多相交流電力を発電する交流発電機と、該交流発電機の発電電力を直流に変換して出力する変換器から構成されることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータの駆動装置。
5. 前記電源装置として、直流電力を出力するバッテリと、該バッテリから出力される直流電力の電圧を昇圧又は降圧して出力するＤＣ・ＤＣコンバータとから構成されることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータの駆動装置。
6. 前記遅延回路として、ローパスフィルタ又はレートリミッタを用いることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のモータの駆動装置。

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