CN111146801A - 共直流母线双逆变器光伏发电系统的零序电流抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种共直流母线双逆变器光伏发电系统的零序电流抑制方法。本发明针对共直流母线双逆变器光伏发电系统中的零序电流，提出采用比例谐振调节器并协同基于零序注入的120度解耦载波调制策略来抑制该零序电流。通过采用120度解耦载波调制策略可以抑制零序电流的高频分量，通过对零序电流进行基于比例谐振调节器的闭环控制，并以控制环的输出调节调制波的零序注入分量，可以抑制零序电流中由逆变器死区等非线性因素造成的低频零序电流。相比于现有基于空间矢量调制策略的零序电流抑制方法，本发明无需扇区判断、开关时间计算和查表等过程，极大地减小了运算量，更易于工程实现。

Description

共直流母线双逆变器光伏发电系统的零序电流抑制方法

技术领域

本发明属于电气工程领域中基于开绕组结构的双逆变器的控制技术，具体涉及一种共直流母线双逆变器光伏发电系统的零序电流抑制方法。

背景技术

基于开绕组变压器结构的双两电平逆变器拓扑可以等效为一台三电平逆变器，但相比于传统中点钳位式三电平逆变器，其具有直流电压利用率高、冗余性强、无需钳位二极管、无需中点平衡控制等优势，在光伏发电领域具有一定的应用前景。但当双逆变器拓扑共直流母线时，由于交、直流侧均有直接的电气连接，导致系统内存在零序回路，受系统内零序电压的激发会产生零序电流，造成电流质量变差，系统损耗增加，因此，共直流母线双逆变器拓扑的零序电流抑制是该拓扑方案得到推广应用必须要解决的问题。

为抑制该零序电流，国内外专家学者们提出了一些方法，如题为“A space-vectormodulation scheme for a dual two-level inverter fed open-end windinginduction motor drive for the elimination of zero-sequence currents”，Somasekhar V T,Gopakumar K,Shivakumar E G.《EPE Journal》,2002,12(2):1-19.(“一种应用于开绕组感应电机双逆变器驱动的零序电流抑制空间矢量调制策略”，《欧洲电力电子与驱动期刊》，2002年第12卷第2期1-19页)的文章提出仅选用零序电压为零的矢量来合成参考电压，可以同时控制由调制产生的高、低频零序电流，但当考虑死区、管压降等非线性因素造成的低频零序电压时，系统低频零序电流依然较大；

题为“Effect of Zero-Vector Placement in a Dual-Inverter Fed Open-EndWinding Induction-Motor Drive With a Decoupled Space-Vector PWM Strategy”，Veeramraju T.Somasekhar,Srirama Srinivas,and Kommuru Kranti Kumar，《IEEETransactions on Industrial Electronics》,2008，55(6):2497-2505.(“开绕组感应电机双逆变器驱动采用解耦空间电压矢量调制时零矢量位置的效应”，《IEEE工业电子会刊》，2008年第55卷第6期2497-2050页)的文章提出通过调整零矢量的位置，使得零序电压在一个采样周期内的平均值为零，可以抑制由调制产生的低频零序电流，但该方案未考虑高频零序电流的抑制，且当考虑死区、管压降等非线性因素造成的低频零序电压时，系统低频零序电流依然较大；

题为“Dual-Space Vector Control of Open-End Winding Permanent MagnetSynchronous Motor Drive Fed by Dual Inverter”，An,Quntao,Jin Liu,Zhuang Peng,Li Sun,and Lizhi Sun，《IEEE Transactions on Power Electronics》,2016，31(12):8329-8342.(“双逆变器驱动的开绕组永磁同步电机的双空间矢量控制”，《IEEE电力电子会刊》，2016年第31卷第12期8329-8342页)的文章提出通过PI调节器以及零矢量位置重置的空间矢量调制策略对低频零序电流进行闭环控制，可以抑制由死区、管压降等非线性因素造成的低频零序电流，但该方案中高频零序电流主要是通过系统中的电感抑制，对于滤波电感较小的光伏并网系统来说，采用该方案会造成高频零序电流过大，此外，该方案需要复杂的扇区判断、开关时间计算、零矢量分配因数计算和查表等，运算量较大；

题为“基于比例谐振控制的共直流母线开绕组永磁同步电机零序电流抑制技术”，曾恒力，年珩，周义杰，《电工技术学报》，2016年第31卷第22期35-44页的文章提出采用基于比例谐振调节器和180度解耦正弦脉宽调制来抑制零序电流，该方案运算量小，但高频零序电流仍然是通过系统中的电感进行抑制，不适用于零序电感较小的光伏并网系统；

题为“Analysis and suppression of zero sequence circulating current inopen winding PMSM drives with common DC bus”，Zhan,Hanlin,Zi-qiang Zhu,andMilijana Odavic，《IEEE Transactions on Industry Applications》，2017，53(4)，3609-3620.(“共直流母线开绕组永磁同步电机驱动的零序环流分析与抑制”，《IEEE工业应用会刊》，2017年第53卷第4期3906-3620页)的文章提出采用自适应PR调节器和零矢量作用时间可调的120度解耦调制策略，可同时抑制系统高、低频零序电流，但该方案需要复杂的扇区判断和开关时间计算等，运算量较大；

综上所述，现有的技术主要存在如下的不足：

1、现有仅采用调制策略来抑制零序电流的方法无法抑制由死区、管压降等非线性因素造成的低频零序电流；

2、现有基于比例积分调节器和零矢量位置重置空间矢量调制策略的方法可抑制低频零序电流，但未考虑高频零序电流的抑制，且调制策略运算量较大；

3、现有基于比例谐振调节器和180度解耦载波调制策略的方法可抑制低频零序电流，且调制策略运算量小，但未考虑系统中高频零序电流的抑制；

4、现有基于自适应PR调节器和零矢量作用时间可调的120度解耦调制策略的方法可同时抑制系统高、低频零序电流，但所采用的调制策略运算量较大；

发明内容

本发明的目的是为了解决共直流母线双逆变器光伏发电系统的零序电流问题，提出一种基于比例谐振调节器协同零序注入120度解耦载波调制策略的零序电流抑制方法，该方法能够同时抑制系统中的高、低频零序电流，且实现过程简单，无需复杂的扇区判断、开关时间计算等过程，运算量较小，克服了现有技术方案的不足。

为了实现上述发明目的，所采用的技术方案为：

一种共直流母线双逆变器光伏发电系统的零序电流抑制方法，其中本方法所涉及的共直流母线双逆变器光伏发电系统包括光伏阵列PV、直流电容C_dc、第一三相两电平电压源型逆变器INV1、第二三相两电平电压源型逆变器INV2、三相滤波电感L、三相滤波电容C和一台三相开绕组变压器T；所述光伏阵列PV与直流电容C_dc并联；所述第一三相两电平电压源型逆变器INV1与第二三相两电平电压源型逆变器INV2直流侧并联，且与直流电容C_dc并接在一起；所述三相开绕组变压器T的原边三相绕组呈打开状态，A相绕组有两个端子，分别记为端子A₁和端子A₂，B相绕组有两个端子，分别记为端子B₁和端子B₂，C相绕组有两个端子，分别记为端子C₁和端子C₂，设定端子A₁、端子B₁和端子C₁在三相开绕组变压器T原边绕组的同一侧并以该三个端子作为三相开绕组变压器T原边绕组的输入端子，端子A₂、端子B₂和端子C₂在三相开绕组变压器T原边绕组的另一侧并以该三个端子作为三相开绕组变压器T原边绕组的输出端子；所述三相滤波电感L有6个端子，每相两个端子，A相两个端子分别记为端子A₃和端子A₄，B相两个端子分别记为端子B₃和端子B₄，C相两个端子分别记为端子C₃和端子C₄，设定端子A₃、端子B₃和端子C₃在三相滤波电感L的同一侧并以该三个端子作为三相滤波电感L的输入端子，端子A₄、端子B₄和端子C₄在三相滤波电感L的另一侧并以该三个端子作为三相滤波电感L的输出端子；所述三相滤波电容C有6个端子，每相两个端子，A相两个端子分别记为端子A₅和端子A₆，B相两个端子分别记为端子B₅和端子B₆，C相两个端子分别记为端子C₅和端子C₆，设定端子A₅、端子B₅和端子C₅在三相滤波电容C的同一侧并以该三个端子作为三相滤波电容C的输入端子，端子A₆、端子B₆和端子C₆在三相滤波电容C的另一侧并以该三个端子作为三相滤波电容C的输出端子；所述三相滤波电感L的端子A₃、端子B₃和端子C₃连接至第一三相两电平电压源型逆变器INV1的交流输出侧，端子A₄、端子B₄和端子C₄分别与三相开绕组变压器T原边绕组的端子A₁、端子B₁和端子C₁以及三相滤波电容C的端子A₅、端子B₅和端子C₅相连接；所述三相开绕组变压器T原边绕组的端子A₂、端子B₂、端子C₂分别与三相滤波电容C的端子A₆、端子B₆和端子C₆相连接后，再连接至第二三相两电平电压源型逆变器INV2的交流输出侧；所述三相开绕组变压器T的副边通过星形连接或三角形连接并入电网E；

所述零序电流抑制方法包括如下步骤：

步骤1，采集双逆变器光伏发电系统的直流侧电压v_dc、直流侧电流i_dc，采集三相滤波电容C的电压并记为三相滤波电容电压v_ca、v_cb、v_cc，采集三相滤波电感L输入端的电流并记为桥臂侧电感电流i_a、i_b、i_c；

步骤2，根据步骤1中得到的直流侧电压v_dc和直流侧电流i_dc，经最大功率点跟踪后得到双逆变器光伏发电系统的直流侧电压指令v_{dc_ref}；然后经直流侧电压闭环控制方程得到双逆变器光伏发电系统的有功电流指令i_{d_ref}；

所述直流侧电压闭环控制方程为：

式中，K_{p_vdc}为直流侧电压环PI调节器的比例系数，K_{i_vdc}为直流侧电压环PI调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子；

步骤3，根据步骤1中得到的三相滤波电容电压v_ca、v_cb、v_cc，经锁相环得到三相滤波电容电压的相角θ和三相滤波电容电压的dq分量v_cd、v_cq；

所述三相滤波电容电压相角θ的计算方程为：

式中，θ′为上一控制周期得到的三相滤波电容电压的相角，v′_cq为三相滤波电容电压根据上一控制周期计算得到的三相滤波电容电压的相角θ′做同步旋转坐标变换得到的q分量，ω₀为三相滤波电容电压的额定角频率，K_{p_PLL}为锁相环PI调节器的比例系数，K_{i_PLL}为锁相环PI调节器的积分系数；

所述三相滤波电容电压的dq分量v_cd、v_cq的计算方程为：

步骤4，根据步骤1中得到的桥臂侧电感电流i_a、i_b、i_c和步骤3中得到的三相滤波电容电压的相角θ，经单同步旋转坐标变换方程得到桥臂侧电感电流的dq分量i_d、i_q和零序电流i₀；

所述单同步旋转坐标变换方程为：

步骤5，先设定无功电流指令i_{q_ref}，然后根据步骤2中得到的有功电流指令i_{d_ref}、步骤3中得到的三相滤波电容电压的dq分量v_cd、v_cq和步骤4中得到的桥臂侧电感电流的dq分量i_d、i_q，通过电流闭环控制方程得到双逆变器光伏发电系统的总控制信号的dq分量v_d、v_q；

所述电流闭环控制方程为:

式中，K_{p_i}为电流环PI调节器的比例系数，K_{i_i}为电流环PI调节器的积分系数，ω为基波角频率，L为滤波电感值；

步骤6，根据步骤5中得到的双逆变器光伏发电系统的总控制信号的dq分量v_d、v_q，分别乘以2/v_dc后得到双逆变器光伏发电系统的总控制信号的标幺化dq分量m_d、m_q，再经控制信号解耦方程得到第一三相两电平电压源型逆变器INV1的控制信号的标幺化dq分量m_d1、m_q1和第二三相两电平电压源型逆变器INV2的控制信号的标幺化dq分量m_d2、m_q2；

所述双逆变器光伏发电系统的总控制信号的标幺化dq分量m_d、m_q的计算公式为：

所述控制信号解耦方程为：

步骤7，根据步骤6中得到的第一三相两电平电压源型逆变器INV1的控制信号的标幺化dq分量m_d1、m_q1、第二三相两电平电压源型逆变器INV2的控制信号的标幺化dq分量m_d2、m_q2和步骤3中得到的三相滤波电容电压的相角θ，经单同步旋转坐标反变换方程得到第一三相两电平电压源型逆变器INV1的控制信号的标幺化三相控制分量m_a1、m_b1、m_c1和第二三相两电平电压源型逆变器INV2的控制信号的标幺化三相控制分量m_a2、m_b2、m_c2；

所述单同步旋转坐标反变换方程为：

步骤8，先设定零序电流的参考指令i_{0_ref}，然后根据步骤4中得到的零序电流i₀，经零序电流闭环控制方程得到零序调节信号Δk；

所述零序电流闭环控制方程为：

式中，K_{p_0}为零序电流环比例谐振调节器的的比例系数，K_{r_0}为零序电流环比例谐振调节器的的谐振系数，ω_c为比例谐振调节器的带宽，ω_r为比例谐振调节器的谐振频率；

步骤9，根据步骤7中得到的第一三相两电平电压源型逆变器INV1的控制信号的标幺化三相控制分量m_a1、m_b1、m_c1，取三者中的最大值和最小值并分别记为m_max1和m_min1；根据步骤7中得到的第二三相两电平电压源型逆变器INV2的控制信号的标幺化三相控制分量m_a2、m_b2、m_c2，取三者中的最大值和最小值并分别记为m_max2和m_min2；然后再根据步骤8中得到的零序调节信号Δk，经零序注入分量计算方程后分别得到第一三相两电平电压源型逆变器INV1的零序注入分量m_z1和第二三相两电平电压源型逆变器INV2的零序注入分量m_z2；

所述零序注入分量计算方程分别为：

m_z1＝2Δk-(0.5+Δk)m_max1-(0.5-Δk)m_min1

m_z2＝-2Δk-(0.5-Δk)m_max2-(0.5+Δk)m_min2

步骤10，将步骤9中得到的第一三相两电平电压源型逆变器INV1的零序注入分量m_z1分别与步骤7中得到的第一三相两电平电压源型逆变器INV1的控制信号的标幺化三相控制分量m_a1、m_b1、m_c1相加得到第一三相两电平电压源型逆变器INV1的调制波信号

将步骤9中得到的第二三相两电平电压源型逆变器INV2的零序注入分量m_z2分别与步骤7中得到的第二三相两电平电压源型逆变器INV2的控制信号的标幺化三相控制分量m_a2、m_b2、m_c2相加得到第二三相两电平电压源型逆变器INV2的调制波信号

然后再分别经过与三角载波比较生成驱动第一三相两电平电压源型逆变器INV1和第二三相两电平电压源型逆变器INV2开关管的PWM控制信号PWM1和PWM2；

所述调制波信号

和调制波信号

的计算方程分别为：

相对于现有技术，本发明的有益效果是：

1、可同时抑制系统中的高、低频零序电流，特别适用于系统中零序电感较小的应用领域，如本发明所述的光伏并网领域；

2、所采用的调制策略仅需计算零序注入分量，且采用载波调制，相比于现有技术中的空间矢量调制策略，无需扇区判断、开关时间计算、零矢量分配时间计算和查表等过程，极大地减小了运算量，更易实现。

附图说明

图1是本发明实施例中共直流母线双逆变器光伏发电系统的主电路框图。

图2是本发明实施例中所提的零序电流抑制方法的控制框图。

图3是本发明实施例中所提的零序电流抑制方法中两逆变器零序注入分量计算环节的的框图。

图4是切入本发明所提零序电流抑制方法前后零序电流的仿真波形。

图5是切入本发明所提零序电流抑制方法前后桥臂电流的仿真波形。

图6是切入本发明所提零序电流抑制方法前桥臂电流的傅里叶分析图。

图7是切入本发明所提零序电流抑制方法后桥臂电流的傅里叶分析图。

具体实施方式

下面结合附图和实例对本发明作进一步详细地描述。

图1是本发明实施例中共直流母线双逆变器光伏发电系统的主电路框图。由图1可见，本发明所涉及的共直流母线双逆变器光伏发电系统包括光伏阵列PV、直流电容C_dc、第一三相两电平电压源型逆变器INV1、第二三相两电平电压源型逆变器INV2、三相滤波电感L、三相滤波电容C和一台三相开绕组变压器T。

所述光伏阵列PV与直流电容C_dc并联。

所述第一三相两电平电压源型逆变器INV1与第二三相两电平电压源型逆变器INV2直流侧并联，且与直流电容C_dc并接在一起。

所述三相开绕组变压器T的原边三相绕组呈打开状态，A相绕组有两个端子，分别记为端子A₁和端子A₂，B相绕组有两个端子，分别记为端子B₁和端子B₂，C相绕组有两个端子，分别记为端子C₁和端子C₂，设定端子A₁、端子B₁和端子C₁在三相开绕组变压器T原边绕组的同一侧并以该三个端子作为三相开绕组变压器T原边绕组的输入端子，端子A₂、端子B₂和端子C₂在三相开绕组变压器T原边绕组的另一侧并以该三个端子作为三相开绕组变压器T原边绕组的输出端子。

所述三相滤波电感L有6个端子，每相两个端子，A相两个端子分别记为端子A₃和端子A₄，B相两个端子分别记为端子B₃和端子B₄，C相两个端子分别记为端子C₃和端子C₄，设定端子A₃、端子B₃和端子C₃在三相滤波电感L的同一侧并以该三个端子作为三相滤波电感L的输入端子，端子A₄、端子B₄和端子C₄在三相滤波电感L的另一侧并以该三个端子作为三相滤波电感L的输出端子。

所述三相滤波电容C有6个端子，每相两个端子，A相两个端子分别记为端子A₅和端子A₆，B相两个端子分别记为端子B₅和端子B₆，C相两个端子分别记为端子C₅和端子C₆，设定端子A₅、端子B₅和端子C₅在三相滤波电容C的同一侧并以该三个端子作为三相滤波电容C的输入端子，端子A₆、端子B₆和端子C₆在三相滤波电容C的另一侧并以该三个端子作为三相滤波电容C的输出端子。

所述三相滤波电感L的端子A₃、端子B₃和端子C₃连接至第一三相两电平电压源型逆变器INV1的交流输出侧，端子A₄、端子B₄和端子C₄分别与三相开绕组变压器T原边绕组端子A₁、端子B₁和端子C₁以及三相滤波电容C端子A₅、端子B₅和端子C₅相连接；所述三相开绕组变压器T原边绕组的端子A₂、端子B₂、端子C₂分别与三相滤波电容C的端子A₆、端子B₆和端子C₆相连接后，再连接至第二三相两电平电压源型逆变器INV2的交流输出侧；所述三相开绕组变压器T的副边通过星形连接或三角形连接并入电网E。

在本发明实施例中，双逆变器采用双两电平逆变器拓扑，系统总额定功率为30kW，每台逆变器额定功率为15kW，开关频率为5kHz，开关管死区时间为3μs，直流电容C_dc为0.5mF，三相滤波电感L为3.6mH，三相滤波电容C为10μF，开绕组变压器T的相电压变比为364V/380V，短路阻抗为3％，电网线电压有效值为380V/50Hz。

本发明所述零序电流抑制方法参见图2和图3，所述方法包括如下步骤：

步骤1，采集双逆变器光伏发电系统的直流侧电压v_dc、直流侧电流i_dc，采集三相滤波电容C的电压并记为三相滤波电容电压v_ca、v_cb、v_cc，采集三相滤波电感L输入端的电流并记为桥臂侧电感电流i_a、i_b、i_c。

步骤2，根据步骤1中得到的直流侧电压v_dc和直流侧电流i_dc，经最大功率点跟踪(MPPT)后得到双逆变器光伏发电系统的直流侧电压指令v_{dc_ref}；然后经直流侧电压闭环控制方程得到双逆变器光伏发电系统的有功电流指令i_{d_ref}；

所述直流侧电压闭环控制方程为：

式中，K_{p_vdc}为直流侧电压环PI调节器的比例系数，K_{i_vdc}为直流侧电压环PI调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子。在本实施例中，v_{dc_ref}＝620V，K_{p_vdc}＝2，K_{i_vdc}＝50。

步骤3，根据步骤1中得到的三相滤波电容电压v_ca、v_cb、v_cc，经锁相环(PLL)得到三相滤波电容电压的相角θ和三相滤波电容电压的dq分量v_cd、v_cq。

所述三相滤波电容电压相角θ的计算方程为：

式中，θ′为上一控制周期得到的三相滤波电容电压的相角，v′_cq为三相滤波电容电压根据上一控制周期计算得到的三相滤波电容电压的相角θ′做同步旋转坐标变换得到的q分量，ω₀为三相滤波电容电压的额定角频率，K_{p_PLL}为锁相环PI调节器的比例系数，K_{i_PLL}为锁相环PI调节器的积分系数。在本实施例中，ω₀＝100πrad/s，K_{p_PLL}＝0.1，K_{i_PLL}＝0.005。

所述三相滤波电容电压的dq分量v_cd、v_cq的计算方程为：

步骤4，根据步骤1中得到的桥臂侧电感电流i_a、i_b、i_c和步骤3中得到的三相滤波电容电压的相角θ，经单同步旋转坐标变换方程得到桥臂侧电感电流的dq分量i_d、i_q和零序电流i₀。

所述单同步旋转坐标变换方程为：

步骤5，先设定无功电流指令i_{q_ref}，然后根据步骤2中得到的有功电流指令i_{d_ref}、步骤3中得到的三相滤波电容电压的dq分量v_cd、v_cq和步骤4中得到的桥臂侧电感电流的dq分量i_d、i_q，通过电流闭环控制方程得到双逆变器光伏发电系统的总控制信号的dq分量v_d、v_q。

所述电流闭环控制方程为:

式中，K_{p_i}为电流环PI调节器的比例系数，K_{i_i}为电流环PI调节器的积分系数，ω为基波角频率，L为滤波电感值。在本实施例中，ω＝100πrad/s，K_{p_i}＝5，K_{i_i}＝200。

步骤6，根据步骤5中得到的双逆变器光伏发电系统的总控制信号的dq分量v_d、v_q，分别乘以2/v_dc后得到双逆变器光伏发电系统的总控制信号的标幺化dq分量m_d、m_q，再经控制信号解耦方程得到第一三相两电平电压源型逆变器INV1的控制信号的标幺化dq分量m_d1、m_q1和第二三相两电平电压源型逆变器INV2的控制信号的标幺化dq分量m_d2、m_q2。

所述双逆变器光伏发电系统的总控制信号的标幺化dq分量m_d、m_q的计算公式为：

所述控制信号解耦方程为：

步骤7，根据步骤6中得到的第一三相两电平电压源型逆变器INV1的控制信号的标幺化dq分量m_d1、m_q1、第二三相两电平电压源型逆变器INV2的控制信号的标幺化dq分量m_d2、m_q2和步骤3中得到的三相滤波电容电压的相角θ，经单同步旋转坐标反变换方程得到第一三相两电平电压源型逆变器INV1的控制信号的标幺化三相控制分量m_a1、m_b1、m_c1和第二三相两电平电压源型逆变器INV2的控制信号的标幺化三相控制分量m_a2、m_b2、m_c2。

所述单同步旋转坐标反变换方程为：

步骤8，先设定零序电流的参考指令i_{0_ref}，然后根据步骤4中得到的零序电流i₀，经零序电流闭环控制方程得到零序调节信号Δk。

所述零序电流闭环控制方程为：

式中，K_{p_0}为零序电流环比例谐振(PR)调节器的的比例系数，K_{r_0}为零序电流环PR调节器的的谐振系数，ω_c为PR调节器的带宽，ω_r为PR调节器的谐振频率。在本实施例中，i_{0_ref}＝0，K_{p_0}＝0.1，K_{r_0}＝10，ω_c＝3rad/s，ω_r＝300πrad/s。

步骤9，根据步骤7中得到的第一三相两电平电压源型逆变器INV1的控制信号的标幺化三相控制分量m_a1、m_b1、m_c1，取三者中的最大值和最小值并分别记为m_max1和m_min1；根据步骤7中得到的第二三相两电平电压源型逆变器INV2的控制信号的标幺化三相控制分量m_a2、m_b2、m_c2，取三者中的最大值和最小值并分别记为m_max2和m_min2；然后再根据步骤8中得到的零序调节信号Δk，经零序注入分量计算方程后分别得到第一三相两电平电压源型逆变器INV1的零序注入分量m_z1和第二三相两电平电压源型逆变器INV2的零序注入分量m_z2。

所述零序注入分量计算方程分别为：

m_z1＝2Δk-(0.5+Δk)m_max1-(0.5-Δk)m_min1

m_z2＝-2Δk-(0.5-Δk)m_max2-(0.5+Δk)m_min2

步骤10，将步骤9中得到的第一三相两电平电压源型逆变器INV1的零序注入分量m_z1分别与步骤7中得到的第一三相两电平电压源型逆变器INV1的控制信号的标幺化三相控制分量m_a1、m_b1、m_c1相加得到第一三相两电平电压源型逆变器INV1的调制波信号

将步骤9中得到的第二三相两电平电压源型逆变器INV2的零序注入分量m_z2分别与步骤7中得到的第二三相两电平电压源型逆变器INV2的控制信号的标幺化三相控制分量m_a2、m_b2、m_c2相加得到第二三相两电平电压源型逆变器INV2的调制波信号

然后再分别经过与三角载波比较生成驱动第一三相两电平电压源型逆变器INV1和第二三相两电平电压源型逆变器INV2开关管的PWM控制信号PWM1和PWM2。

所述调制波信号

和调制波信号

的计算方程分别为：

图4为根据本发明的实施例的具体参数在切入本发明所提零序电流抑制方法前后零序电流的仿真波形，在切入本发明所提零序电流抑制方法前仅采用120度解耦调制，可以发现零序电流高频分量得到抑制，但低频分量较大，切入本发明所提方法后零序电流高、低频分量均得到抑制。图5为根据本发明的实施例的具体参数在切入本发明所提零序电流抑制方法前后桥臂电流的仿真波形，图6是切入本发明所提零序电流抑制方法前桥臂电流的傅里叶分析图，图7是切入本发明所提零序电流抑制方法后桥臂电流的傅里叶分析图，通过图5、图6和图7可以发现，切入本发明所提零序电流抑制方法前3次谐波占桥臂电流的4.75％，切入本发明所提零序电流抑制方法后3次谐波仅占桥臂电流的0.17％，极大地改善了桥臂电流电能质量。以上仿真结果表明本发明所提出的共直流母线双逆变器光伏发电系统的零序电流抑制方法的正确性和有效性。

Claims (1)

1.一种共直流母线双逆变器光伏发电系统的零序电流抑制方法，其中本方法所涉及的共直流母线双逆变器光伏发电系统包括光伏阵列PV、直流电容C_dc、第一三相两电平电压源型逆变器INV1、第二三相两电平电压源型逆变器INV2、三相滤波电感L、三相滤波电容C和一台三相开绕组变压器T；所述光伏阵列PV与直流电容C_dc并联；所述第一三相两电平电压源型逆变器INV1与第二三相两电平电压源型逆变器INV2直流侧并联，且与直流电容C_dc并接在一起；所述三相开绕组变压器T的原边三相绕组呈打开状态，A相绕组有两个端子，分别记为端子A₁和端子A₂，B相绕组有两个端子，分别记为端子B₁和端子B₂，C相绕组有两个端子，分别记为端子C₁和端子C₂，设定端子A₁、端子B₁和端子C₁在三相开绕组变压器T原边绕组的同一侧并以该三个端子作为三相开绕组变压器T原边绕组的输入端子，端子A₂、端子B₂和端子C₂在三相开绕组变压器T原边绕组的另一侧并以该三个端子作为三相开绕组变压器T原边绕组的输出端子；所述三相滤波电感L有6个端子，每相两个端子，A相两个端子分别记为端子A₃和端子A₄，B相两个端子分别记为端子B₃和端子B₄，C相两个端子分别记为端子C₃和端子C₄，设定端子A₃、端子B₃和端子C₃在三相滤波电感L的同一侧并以该三个端子作为三相滤波电感L的输入端子，端子A₄、端子B₄和端子C₄在三相滤波电感L的另一侧并以该三个端子作为三相滤波电感L的输出端子；所述三相滤波电容C有6个端子，每相两个端子，A相两个端子分别记为端子A₅和端子A₆，B相两个端子分别记为端子B₅和端子B₆，C相两个端子分别记为端子C₅和端子C₆，设定端子A₅、端子B₅和端子C₅在三相滤波电容C的同一侧并以该三个端子作为三相滤波电容C的输入端子，端子A₆、端子B₆和端子C₆在三相滤波电容C的另一侧并以该三个端子作为三相滤波电容C的输出端子；所述三相滤波电感L的端子A₃、端子B₃和端子C₃连接至第一三相两电平电压源型逆变器INV1的交流输出侧，端子A₄、端子B₄和端子C₄分别与三相开绕组变压器T原边绕组的端子A₁、端子B₁和端子C₁以及三相滤波电容C的端子A₅、端子B₅和端子C₅相连接；所述三相开绕组变压器T原边绕组的端子A₂、端子B₂、端子C₂分别与三相滤波电容C的端子A₆、端子B₆和端子C₆相连接后，再连接至第二三相两电平电压源型逆变器INV2的交流输出侧；所述三相开绕组变压器T的副边通过星形连接或三角形连接并入电网E；

其特征在于，所述零序电流抑制方法包括如下步骤：

步骤1，采集双逆变器光伏发电系统的直流侧电压v_dc、直流侧电流i_dc，采集三相滤波电容C的电压并记为三相滤波电容电压v_ca、v_cb、v_cc，采集三相滤波电感L输入端的电流并记为桥臂侧电感电流i_a、i_b、i_c；

步骤2，根据步骤1中得到的直流侧电压v_dc和直流侧电流i_dc，经最大功率点跟踪后得到双逆变器光伏发电系统的直流侧电压指令v_{dc_ref}；然后经直流侧电压闭环控制方程得到双逆变器光伏发电系统的有功电流指令i_{d_ref}；

所述直流侧电压闭环控制方程为：

式中，K_{p_vdc}为直流侧电压环PI调节器的比例系数，K_{i_vdc}为直流侧电压环PI调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子；

步骤3，根据步骤1中得到的三相滤波电容电压v_ca、v_cb、v_cc，经锁相环得到三相滤波电容电压的相角θ和三相滤波电容电压的dq分量v_cd、v_cq；

所述三相滤波电容电压相角θ的计算方程为：

式中，θ′为上一控制周期得到的三相滤波电容电压的相角，v′_cq为三相滤波电容电压根据上一控制周期计算得到的三相滤波电容电压的相角θ′做同步旋转坐标变换得到的q分量，ω₀为三相滤波电容电压的额定角频率，K_{p_PLL}为锁相环PI调节器的比例系数，K_{i_PLL}为锁相环PI调节器的积分系数；

所述三相滤波电容电压的dq分量v_cd、v_cq的计算方程为：

步骤4，根据步骤1中得到的桥臂侧电感电流i_a、i_b、i_c和步骤3中得到的三相滤波电容电压的相角θ，经单同步旋转坐标变换方程得到桥臂侧电感电流的dq分量i_d、i_q和零序电流i₀；

所述单同步旋转坐标变换方程为：

步骤5，先设定无功电流指令i_{q_ref}，然后根据步骤2中得到的有功电流指令i_{d_ref}、步骤3中得到的三相滤波电容电压的dq分量v_cd、v_cq和步骤4中得到的桥臂侧电感电流的dq分量i_d、i_q，通过电流闭环控制方程得到双逆变器光伏发电系统的总控制信号的dq分量v_d、v_q；

所述电流闭环控制方程为:

式中，K_{p_i}为电流环PI调节器的比例系数，K_{i_i}为电流环PI调节器的积分系数，ω为基波角频率，L为滤波电感值；

步骤6，根据步骤5中得到的双逆变器光伏发电系统的总控制信号的dq分量v_d、v_q，分别乘以2/v_dc后得到双逆变器光伏发电系统的总控制信号的标幺化dq分量m_d、m_q，再经控制信号解耦方程得到第一三相两电平电压源型逆变器INV1的控制信号的标幺化dq分量m_d1、m_q1和第二三相两电平电压源型逆变器INV2的控制信号的标幺化dq分量m_d2、m_q2；

所述双逆变器光伏发电系统的总控制信号的标幺化dq分量m_d、m_q的计算公式为：

所述控制信号解耦方程为：

步骤7，根据步骤6中得到的第一三相两电平电压源型逆变器INV1的控制信号的标幺化dq分量m_d1、m_q1、第二三相两电平电压源型逆变器INV2的控制信号的标幺化dq分量m_d2、m_q2和步骤3中得到的三相滤波电容电压的相角θ，经单同步旋转坐标反变换方程得到第一三相两电平电压源型逆变器INV1的控制信号的标幺化三相控制分量m_a1、m_b1、m_c1和第二三相两电平电压源型逆变器INV2的控制信号的标幺化三相控制分量m_a2、m_b2、m_c2；

所述单同步旋转坐标反变换方程为：

步骤8，先设定零序电流的参考指令i_{0_ref}，然后根据步骤4中得到的零序电流i₀，经零序电流闭环控制方程得到零序调节信号Δk；

所述零序电流闭环控制方程为：

式中，K_{p_0}为零序电流环比例谐振调节器的的比例系数，K_{r_0}为零序电流环比例谐振调节器的的谐振系数，ω_c为比例谐振调节器的带宽，ω_r为比例谐振调节器的谐振频率；

步骤9，根据步骤7中得到的第一三相两电平电压源型逆变器INV1的控制信号的标幺化三相控制分量m_a1、m_b1、m_c1，取三者中的最大值和最小值并分别记为m_max1和m_min1；根据步骤7中得到的第二三相两电平电压源型逆变器INV2的控制信号的标幺化三相控制分量m_a2、m_b2、m_c2，取三者中的最大值和最小值并分别记为m_max2和m_min2；然后再根据步骤8中得到的零序调节信号Δk，经零序注入分量计算方程后分别得到第一三相两电平电压源型逆变器INV1的零序注入分量m_z1和第二三相两电平电压源型逆变器INV2的零序注入分量m_z2；

所述零序注入分量计算方程分别为：

m_z1＝2Δk-(0.5+Δk)m_max1-(0.5-Δk)m_min1

m_z2＝-2Δk-(0.5-Δk)m_max2-(0.5+Δk)m_min2

步骤10，将步骤9中得到的第一三相两电平电压源型逆变器INV1的零序注入分量m_z1分别与步骤7中得到的第一三相两电平电压源型逆变器INV1的控制信号的标幺化三相控制分量m_a1、m_b1、m_c1相加得到第一三相两电平电压源型逆变器INV1的调制波信号

将步骤9中得到的第二三相两电平电压源型逆变器INV2的零序注入分量m_z2分别与步骤7中得到的第二三相两电平电压源型逆变器INV2的控制信号的标幺化三相控制分量m_a2、m_b2、m_c2相加得到第二三相两电平电压源型逆变器INV2的调制波信号

然后再分别经过与三角载波比较生成驱动第一三相两电平电压源型逆变器INV1和第二三相两电平电压源型逆变器INV2开关管的PWM控制信号PWM1和PWM2；

所述调制波信号

和调制波信号

的计算方程分别为：

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