CN114142757A - 一种共直流母线双三电平逆变器的零序电流抑制方法 - Google Patents

一种共直流母线双三电平逆变器的零序电流抑制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN114142757A
CN114142757A CN202111480231.3A CN202111480231A CN114142757A CN 114142757 A CN114142757 A CN 114142757A CN 202111480231 A CN202111480231 A CN 202111480231A CN 114142757 A CN114142757 A CN 114142757A
Authority
CN
China
Prior art keywords
phase
level inverter
component
zero
current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
CN202111480231.3A
Other languages
English (en)
Inventor
方志文
刘仲恕
邓慧琼
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fujian University of Technology
Original Assignee
Fujian University of Technology
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fujian University of Technology filed Critical Fujian University of Technology
Priority to CN202111480231.3A priority Critical patent/CN114142757A/zh
Publication of CN114142757A publication Critical patent/CN114142757A/zh
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明公开一种共直流母线双三电平逆变器的零序电流抑制方法，针对共直流母线双三电平逆变器中的零序电流，提出采用比例准谐振调节器并附加基于零序注入的120度解耦载波调制策略来抑制该零序电流。通过采用120度解耦载波调制策略可以抑制零序电流的高频分量，通过对零序电流进行基于比例准谐振调节器的闭环控制，并以控制环的输出调节调制波的零序注入分量，可以抑制零序电流中由逆变器死区、管压降等非线性因素造成的低频零序电流。相比于现有零序电流抑制方法，本发明可有效抑制系统各种因素导致的高、低频零序电流，另外，本发明所提方法运算量小，更易于工程实现。

Description

一种共直流母线双三电平逆变器的零序电流抑制方法
技术领域
本发明涉及电气工程领域中共直流母线双三电平逆变器的控制技术，尤其涉及一种共直流母线双三电平逆变器的零序电流抑制方法。
背景技术
基于开绕组变压器结构的双三电平逆变器拓扑具有直流电压利用率高、冗余性强、可输出五电平等优势，在并网发电领域中具有一定的应用前景。但当该拓扑共直流母线时，会存在零序电流的问题，该零序电流会增加开关管电流应力，增加系统损耗，因此，对该零序电流进行抑制是共直流母线双三电平逆变器拓扑得以推广应用必须要解决的问题。
为抑制该零序电流，国内外专家学者们提出了一系列方法，如题为“A dualthree-level inverter-based open-end winding induction motor drive withaveraged zero-sequence voltage elimination and neutral-point voltagebalance”，Wu Di,Wu Xiaojie,Su Liangcheng,Yuan Xibo,Xu Jiabin，《IEEETransactions on Industrial Electronics》,2016，63(8):4783-4795.(“双三电平逆变器开绕组电机驱动的平均零序电压消除和中点平衡策略”，《IEEE工业电子会刊》，2016年第63卷第8期4783-4795页)的文章提出通过调整冗余矢量的作用时间使得零序电压在一个开关周期内的平均值为零，从而抑制零序电流，但该方法未考虑高频零序电压的抑制，对于滤波电感较小的并网发电系统来说，采用该方案会造成高频零序电流过大，另外，该方法也未考虑死区、管压降等非线性因素导致的零序电流，实际应用中会导致较大的低频三次零序电流。
题为“开绕组电机驱动用双三电平逆变器的共模电压差抑制”，尹靖元，金新民，杨捷，李金科，曹天植，《电工技术学报》，2016年第31卷第15期178-186页的文章提出采用120度移相的解耦调制策略，实现较简单，可在理想情况下抑制系统高、低频零序电压，进而抑制零序电流，然而，该方法同样未考虑死区、管压降等非线性因素导致的零序电流。
题为“基于空间电压矢量120°解耦的开绕组异步电机双三电平逆变器零序电压消除”，耿乙文，许家斌，王亮，李小强，《电工技术学报》，2017年第32卷第3期184-193页的文章提出利用统一快速算法以及空间电压矢量解耦方法将给定参考电压矢量分解为两个大小相等，方向互为120°的等效参考电压矢量，并由两个逆变器分别单独产生，以此实现对双三电平逆变器系统零序电压的瞬时值的消除，进而抑制系统零序电流，该方案存在的问题是同样是未考虑死区、管压降等非线性因素导致的零序电流。
题为“双三电平逆变器驱动系统中关键问题研究”，苏良成，陈勇，朱德亮，曾伟华，包文俊，《电气传动》，2020年第50卷第12期3-9页的文章提出采用调整小矢量冗余开关状态之间的作用时间来消除系统平均零序电压，进而抑制系统零序电流，该方案一是未考虑高频零序电压的抑制，再者未考虑死区、管压降等非线性因素导致的零序电流，另外，所提方法运算量也较大，不易于工程实现。
综上所述，现有的技术主要存在如下的不足：1、现有仅采用调制策略来抑制零序电流的方法无法抑制由死区、管压降等非线性因素造成的低频零序电流；2、部分方法未考虑高频零序电流的抑制；3、部分方法实现较复杂，不易于工程实现。
发明内容
本发明的目的是为了解决共直流母线双三电平逆变器的零序电流问题，提供一种共直流母线双三电平逆变器的零序电流抑制方法，能够同时抑制系统中的高、低频零序电流，且实现过程简单，运算量较小，克服了现有技术方案的不足。
本发明采用的技术方案是：
一种共直流母线双三电平逆变器的零序电流抑制方法，共直流母线双三电平逆变器包括直流电压源Sdc、第一直流电容Cdc1、第二直流电容Cdc2、第一三相三电平逆变器INV1、第二三相三电平逆变器INV2、三相滤波电感L和三相开绕组变压器T；所述第一三相三电平逆变器INV1和第二三相三电平逆变器INV2的拓扑为T型三电平拓扑或中点钳位型三电平拓扑；所述第一直流电容Cdc1和第二直流电容Cdc2串联后接在直流电压源Sdc的正极P与负极N之间，其连接点记为中点n，中点n与第一三相三电平逆变器INV1的中点O1以及第二三相三电平逆变器INV2的中点O2相连接，第一三相三电平逆变器INV1和第二三相三电平逆变器INV2的直流侧均与直流电压源Sdc并联；所述三相开绕组变压器T的原边绕组为拆开状态，A相绕组有两个端子A1和A2，B相绕组有两个端子B1和B2，C相绕组有两个端子C1和C2，设定端子A1、B1和C1在同一侧，共同作为三相开绕组变压器T原边绕组的输入端子，端子A2、B2和C2在同一侧，共同作为三相开绕组变压器T原边绕组的输出端子；所述三相滤波电感L有6个端子，每相两个端子，A相两个端子A3和A4，B相两个端子B3和B4，C相两个端子C3和C4，设定端子A3、B3和C3在三相滤波电感L的同一侧并以该三个端子作为三相滤波电感L的输入端子，端子A4、B4和C4在三相滤波电感L的另一侧并以该三个端子作为三相滤波电感L的输出端子；所述三相滤波电感L的端子A3、B3和C3连接至第一三相三电平逆变器INV1的交流输出侧，端子A4、B4和C4分别与三相开绕组变压器T原边绕组的端子A1、B1和C1相连接；所述三相开绕组变压器T原边绕组的端子A2、B2和C2接至第二三相三电平逆变器INV2的交流输出侧；所述三相开绕组变压器T的副边通过星形连接或三角形连接并入电网G；
其特征在于，所述零序电流抑制方法包括以下步骤：
步骤1，采集直流电压源Sdc的电压并记为直流电压vdc，采集三相开绕组变压器T的原边绕组相电压并记为三相交流电压vta、vtb、vtc，采集三相滤波电感L输入侧的电流并记为电感电流ia、ib、ic；
步骤2，根据步骤1中得到的三相交流电压vta、vtb、vtc，经锁相环得到三相交流电压的相角θ和三相交流电压的dq分量vtd、vtq；
所述三相交流电压的dq分量vtd、vtq的计算方程为：
Figure BDA0003394981570000031
步骤3，根据步骤1中得到的电感电流ia、ib、ic和步骤2中得到的三相交流电压的相角θ，经单同步旋转坐标变换方程得到电感电流的dq分量id、iq和零序电流i0；
所述单同步旋转坐标变换方程为：
Figure BDA0003394981570000032
步骤4，先设定有功电流指令id_ref和无功电流指令iq_ref，然后根据步骤2中得到的三相交流电压的dq分量vtd、vtq和步骤3中得到的电感电流的dq分量id、iq，通过电流闭环控制方程得到双三电平逆变器的总控制信号的dq分量
Figure BDA0003394981570000033
所述电流闭环控制方程为:
Figure BDA0003394981570000041
式中，Kp_i为电流环比例积分调节器的比例系数，Ki_i为电流环比例积分调节器的积分系数，ω为基波角频率，L为滤波电感值；
步骤5，根据步骤4中得到的双三电平逆变器总控制信号的dq分量
Figure BDA0003394981570000042
分别乘以2/vdc后得到双三电平逆变器总控制信号的标幺化dq分量
Figure BDA0003394981570000043
再经控制信号解耦方程得到第一三相三电平逆变器INV1的控制信号的标幺化dq分量
Figure BDA0003394981570000044
和第二三相三电平逆变器INV2的控制信号的标幺化dq分量
Figure BDA0003394981570000045
所述双三电平逆变器的总控制信号的标幺化dq分量
Figure BDA0003394981570000046
的计算公式为：
Figure BDA0003394981570000047
所述控制信号解耦方程为：
Figure BDA0003394981570000048
Figure BDA0003394981570000049
步骤6，根据步骤5中得到的第一三相三电平逆变器INV1的控制信号的标幺化dq分量
Figure BDA00033949815700000410
Figure BDA00033949815700000411
第二三相三电平逆变器INV2的控制信号的标幺化dq分量
Figure BDA00033949815700000412
和步骤3中得到的三相交流电压的相角θ，经单同步旋转坐标反变换方程得到第一三相三电平逆变器INV1的控制信号的标幺化三相控制分量
Figure BDA00033949815700000413
和第二三相三电平逆变器INV2的控制信号的标幺化三相控制分量
Figure BDA00033949815700000414
所述单同步旋转坐标反变换方程为：
Figure BDA0003394981570000051
步骤7，先设定零序电流的参考指令i0_ref，然后根据步骤3中得到的零序电流i0，经零序电流闭环控制方程得到零序调节信号Δk；
所述零序电流闭环控制方程为：
Figure BDA0003394981570000052
式中，Kp_0为零序电流环比例准谐振调节器的的比例系数，Kr_0为零序电流环比例准谐振调节器的的谐振系数，ωc为比例准谐振调节器的带宽，ωr为比例准谐振调节器的谐振频率；
步骤8，根据步骤6中得到的第一三相三电平逆变器INV1的控制信号的标幺化三相控制分量
Figure BDA0003394981570000053
和第二三相三电平逆变器INV2的控制信号的标幺化三相控制分量
Figure BDA0003394981570000054
Figure BDA0003394981570000055
经计算得到第一三相三电平逆变器INV1的控制信号的修正分量
Figure BDA0003394981570000056
和第二三相三电平逆变器INV2的控制信号的修正分量
Figure BDA0003394981570000057
所述修正分量
Figure BDA0003394981570000058
和
Figure BDA0003394981570000059
的计算公式分别如下：
Figure BDA00033949815700000510
Figure BDA00033949815700000511
Figure BDA00033949815700000512
Figure BDA0003394981570000061
Figure BDA0003394981570000062
Figure BDA0003394981570000063
步骤9，根据步骤8中得到的第一三相三电平逆变器INV1的控制信号的修正分量
Figure BDA0003394981570000064
Figure BDA0003394981570000065
取三者中的最大值和最小值并分别记为
Figure BDA0003394981570000066
和
Figure BDA0003394981570000067
根据步骤8中得到的第二三相三电平逆变器INV2的控制信号的修正分量
Figure BDA0003394981570000068
取三者中的最大值和最小值并分别记为
Figure BDA0003394981570000069
和
Figure BDA00033949815700000610
然后再根据步骤7中得到的零序调节信号Δk，经零序注入分量计算方程后分别得到第一三相三电平逆变器INV1的零序注入分量
Figure BDA00033949815700000611
和第二三相三电平逆变器INV2的零序注入分量
Figure BDA00033949815700000612
进一步地，零序注入分量计算方程分别为：
Figure BDA00033949815700000613
Figure BDA00033949815700000614
步骤10，将步骤9中得到的第一三相三电平逆变器INV1的零序注入分量
Figure BDA00033949815700000615
分别与步骤6中得到的第一三相三电平逆变器INV1的控制信号的标幺化三相控制分量
Figure BDA00033949815700000616
相加得到第一三相三电平逆变器INV1的调制波信号ma1、mb1、mc1，将步骤9中得到的第二三相三电平逆变器INV2的零序注入分量
Figure BDA00033949815700000617
分别与步骤6中得到的第二三相三电平逆变器INV2的控制信号的标幺化三相控制分量
Figure BDA00033949815700000618
相加得到第二三相三电平逆变器INV2的调制波信号ma2、mb2、mc2，然后再分别与同向层叠三角载波比较生成驱动第一三相三电平逆变器INV1和第二三相三电平逆变器INV2开关管的PWM控制信号PWM1和PWM2；
进一步地，调制波信号ma1、mb1、mc1和调制波信号ma2、mb2、mc2的计算方程分别为：
Figure BDA00033949815700000619
Figure BDA0003394981570000071
本发明采用以上技术方案，本发明的有益效果是：1、可同时抑制系统中的高、低频零序电流，特别是可抑制由死区、管压降等非线性因素导致的低频零序电流；2、所采用的调制策略仅需计算零序注入分量，且采用载波调制，相比于现有技术减小了运算量，更易工程实现。
附图说明
以下结合附图和具体实施方式对本发明做进一步详细说明；
图1是本发明实施例中共直流母线双三电平逆变器的主电路框图；
图2是本发明实施例中三电平逆变器可选的T型三电平拓扑图；
图3是本发明实施例中三电平逆变器可选的中点钳位型三电平拓扑图；
图4是本发明实施例中所提的零序电流抑制方法的控制框图；
图5是本发明实施例中零序电流抑制方法中两逆变器零序注入分量计算环节的框图；
图6是切入本发明所提零序电流抑制方法前后零序电流的仿真波形；
图7是切入本发明所提零序电流抑制方法前桥臂电流的傅里叶分析图；
图8是切入本发明所提零序电流抑制方法后桥臂电流的傅里叶分析图。
具体实施方式
为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。
如图1至8任一所示，本发明所涉及的共直流母线双逆变器光伏发电系统包括直流电压源Sdc、第一直流电容Cdc1、第二直流电容Cdc2、第一三相三电平逆变器INV1、第二三相三电平逆变器INV2、三相滤波电感L和三相开绕组变压器T。
所述第一三相三电平逆变器INV1和第二三相三电平逆变器INV2的拓扑可为图2所示的T型三电平拓扑或图3所示的中点钳位型三电平拓扑。
所述第一直流电容Cdc1和第二直流电容Cdc2串联后接在直流电压源Sdc的正极P与负极N之间，其连接点记为中点n，中点n与第一三相三电平逆变器INV1的中点O1以及第二三相三电平逆变器INV2的中点O2相连接，第一三相三电平逆变器INV1和第二三相三电平逆变器INV2的直流侧均与直流电压源Sdc并联。
所述三相开绕组变压器T的原边绕组为拆开状态，A相绕组有两个端子A1和A2，B相绕组有两个端子B1和B2，C相绕组有两个端子C1和C2，设定端子A1、B1和C1在同一侧，共同作为三相开绕组变压器T原边绕组的输入端子，端子A2、B2和C2在同一侧，共同作为三相开绕组变压器T原边绕组的输出端子。
所述三相滤波电感L有6个端子，每相两个端子，A相两个端子A3和A4，B相两个端子B3和B4，C相两个端子C3和C4，设定端子A3、B3和C3在三相滤波电感L的同一侧并以该三个端子作为三相滤波电感L的输入端子，端子A4、B4和C4在三相滤波电感L的另一侧并以该三个端子作为三相滤波电感L的输出端子。
所述三相滤波电感L的端子A3、B3和C3连接至第一三相三电平逆变器INV1的交流输出侧，端子A4、B4和C4分别与三相开绕组变压器T原边绕组的端子A1、B1和C1相连接。
所述三相开绕组变压器T原边绕组的端子A2、B2和C2接至第二三相三电平逆变器INV2的交流输出侧；所述三相开绕组变压器T的副边通过星形连接或三角形连接并入电网G；
在本发明实施例中，双三电平逆变器的总额定功率为30kW，每台逆变器额定功率为15kW，开关频率为5kHz，开关管死区时间为2μs，第一直流电容Cdc1和第二直流电容Cdc2的值均为1mF，三相滤波电感L为2.4mH，开绕组变压器T的相电压变比为364V/380V，电网线电压有效值为380V/50Hz。
本发明所述零序电流抑制方法参见图4和图5，所述方法包括如下步骤：
步骤1，采集直流电压源Sdc的电压并记为直流电压vdc，采集三相开绕组变压器T的原边绕组相电压并记为三相交流电压vta、vtb、vtc，采集三相滤波电感L输入侧的电流并记为电感电流ia、ib、ic；
步骤2，根据步骤1中得到的三相交流电压vta、vtb、vtc，经锁相环得到三相交流电压的相角θ和三相交流电压的dq分量vtd、vtq；
所述三相交流电压的dq分量vtd、vtq的计算方程为：
Figure BDA0003394981570000081
步骤3，根据步骤1中得到的电感电流ia、ib、ic和步骤2中得到的三相交流电压的相角θ，经单同步旋转坐标变换方程得到电感电流的dq分量id、iq和零序电流i0；
所述单同步旋转坐标变换方程为：
Figure BDA0003394981570000091
步骤4，先设定有功电流指令id_ref和无功电流指令iq_ref，然后根据步骤2中得到的三相交流电压的dq分量vtd、vtq和步骤3中得到的电感电流的dq分量id、iq，通过电流闭环控制方程得到双三电平逆变器的总控制信号的dq分量
Figure BDA0003394981570000092
所述电流闭环控制方程为:
Figure BDA0003394981570000093
式中，Kp_i为电流环比例积分(PI)调节器的比例系数，Ki_i为电流环PI调节器的积分系数，ω为基波角频率，L为滤波电感值。在本实施例中，ω＝100πrad/s，Kp_i＝2，Ki_i＝100。
步骤5，根据步骤4中得到的双三电平逆变器总控制信号的dq分量
Figure BDA0003394981570000094
分别乘以2/vdc后得到双三电平逆变器总控制信号的标幺化dq分量
Figure BDA0003394981570000095
再经控制信号解耦方程得到第一三相三电平逆变器INV1的控制信号的标幺化dq分量
Figure BDA0003394981570000096
和第二三相三电平逆变器INV2的控制信号的标幺化dq分量
Figure BDA0003394981570000097
所述双三电平逆变器的总控制信号的标幺化dq分量
Figure BDA0003394981570000098
的计算公式为：
Figure BDA0003394981570000099
所述控制信号解耦方程为：
Figure BDA00033949815700000910
Figure BDA0003394981570000101
步骤6，根据步骤5中得到的第一三相三电平逆变器INV1的控制信号的标幺化dq分量
Figure BDA0003394981570000102
Figure BDA0003394981570000103
第二三相三电平逆变器INV2的控制信号的标幺化dq分量
Figure BDA0003394981570000104
和步骤3中得到的三相交流电压的相角θ，经单同步旋转坐标反变换方程得到第一三相三电平逆变器INV1的控制信号的标幺化三相控制分量
Figure BDA0003394981570000105
和第二三相三电平逆变器INV2的控制信号的标幺化三相控制分量
Figure BDA0003394981570000106
所述单同步旋转坐标反变换方程为：
Figure BDA00033949815700001011
Figure BDA0003394981570000107
步骤7，先设定零序电流的参考指令i0_ref，然后根据步骤3中得到的零序电流i0，经零序电流闭环控制方程得到零序调节信号Δk；
所述零序电流闭环控制方程为：
Figure BDA0003394981570000108
式中，Kp_0为零序电流环比例准谐振(q-PR)调节器的的比例系数，Kr_0为零序电流环q-PR调节器的的谐振系数，ωc为q-PR调节器的带宽，ωr为q-PR调节器的谐振频率。在本实施例中，i0_ref＝0，Kp_0＝0.08，Kr_0＝25，ωc＝4rad/s，ωr＝300πrad/s。
步骤8，根据步骤6中得到的第一三相三电平逆变器INV1的控制信号的标幺化三相控制分量
Figure BDA0003394981570000109
和第二三相三电平逆变器INV2的控制信号的标幺化三相控制分量
Figure BDA00033949815700001010
Figure BDA0003394981570000111
经计算得到第一三相三电平逆变器INV1的控制信号的修正分量
Figure BDA0003394981570000112
和第二三相三电平逆变器INV2的控制信号的修正分量
Figure BDA0003394981570000113
所述修正分量
Figure BDA0003394981570000114
和
Figure BDA0003394981570000115
的计算公式分别如下：
Figure BDA0003394981570000116
Figure BDA0003394981570000117
Figure BDA0003394981570000118
Figure BDA0003394981570000119
Figure BDA00033949815700001110
Figure BDA00033949815700001111
步骤9，根据步骤8中得到的第一三相三电平逆变器INV1的控制信号的修正分量
Figure BDA00033949815700001112
Figure BDA00033949815700001113
取三者中的最大值和最小值并分别记为
Figure BDA00033949815700001114
和
Figure BDA00033949815700001115
根据步骤8中得到的第二三相三电平逆变器INV2的控制信号的修正分量
Figure BDA00033949815700001116
取三者中的最大值和最小值并分别记为
Figure BDA00033949815700001117
和
Figure BDA00033949815700001118
然后再根据步骤7中得到的零序调节信号Δk，经零序注入分量计算方程后分别得到第一三相三电平逆变器INV1的零序注入分量
Figure BDA00033949815700001119
和第二三相三电平逆变器INV2的零序注入分量
Figure BDA00033949815700001120
所述零序注入分量计算方程分别为：
Figure BDA00033949815700001121
Figure BDA00033949815700001122
步骤10，将步骤9中得到的第一三相三电平逆变器INV1的零序注入分量
Figure BDA00033949815700001123
分别与步骤6中得到的第一三相三电平逆变器INV1的控制信号的标幺化三相控制分量
Figure BDA00033949815700001124
相加得到第一三相三电平逆变器INV1的调制波信号ma1、mb1、mc1，将步骤9中得到的第二三相三电平逆变器INV2的零序注入分量
Figure BDA0003394981570000121
分别与步骤6中得到的第二三相三电平逆变器INV2的控制信号的标幺化三相控制分量
Figure BDA0003394981570000122
相加得到第二三相三电平逆变器INV2的调制波信号ma2、mb2、mc2，然后再分别与同向层叠三角载波比较生成驱动第一三相三电平逆变器INV1和第二三相三电平逆变器INV2开关管的PWM控制信号PWM1和PWM2；
所述调制波信号ma1、mb1、mc1和调制波信号ma2、mb2、mc2的计算方程分别为：
Figure BDA0003394981570000123
Figure BDA0003394981570000124
图6为根据本发明的实施例的具体参数在切入本发明所提零序电流抑制方法前后电感电流和零序电流的仿真波形，在切入本发明所提零序电流抑制方法前仅采用120度解耦调制，图7是切入本发明所提零序电流抑制方法前电感电流的傅里叶分析图，图8是切入本发明所提零序电流抑制方法后电感电流的傅里叶分析图，通过图6、图7和图8可以发现，在切入本发明所提零序电流抑制方法前，零序电流高频分量得到抑制，但低频分量较大，导致电感电流畸变明显，3次谐波占电感电流的3.52％，切入本发明所提方法后，零序电流高、低频分量均得到有效抑制，电感电流畸变度也明显改善，3次谐波仅占电感电流的0.27％，即切入本发明所提零序电流抑制方法后极大地改善了电感电流的电能质量。以上仿真结果表明本发明所提出的共直流母线双三电平逆变器的零序电流抑制方法的正确性和有效性。
本发明采用以上技术方案，本发明的有益效果是：1、可同时抑制系统中的高、低频零序电流，特别是可抑制由死区、管压降等非线性因素导致的低频零序电流；2、所采用的调制策略仅需计算零序注入分量，且采用载波调制，相比于现有技术减小了运算量，更易工程实现。
显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。通常在此处附图中描述和示出的本申请实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。因此，本申请的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本申请的范围，而是仅仅表示本申请的选定实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

Claims (7)

1.一种共直流母线双三电平逆变器的零序电流抑制方法，共直流母线双三电平逆变器包括直流电压源Sdc、第一直流电容Cdc1、第二直流电容Cdc2、第一三相三电平逆变器INV1、第二三相三电平逆变器INV2、三相滤波电感L和三相开绕组变压器T；第一直流电容Cdc1和第二直流电容Cdc2串联后接在直流电压源Sdc的正极P与负极N之间，对应的连接点记为中点n，中点n与第一三相三电平逆变器INV1的中点O1以及第二三相三电平逆变器INV2的中点O2相连接，第一三相三电平逆变器INV1和第二三相三电平逆变器INV2的直流侧均与直流电压源Sdc并联；三相开绕组变压器T的原边绕组为拆开状态，三相开绕组变压器T的原边绕组中位于同一侧的三个不同相的端子共同作为三相开绕组变压器T原边绕组的输入端子，三相开绕组变压器T的原边绕组中位于另一侧的三个不同相的端子共同作为三相开绕组变压器T原边绕组的输出端子；三相滤波电感L的每相两个端子，在三相滤波电感L的同一侧的三个不同相的端子作为三相滤波电感L的输入端子，并连接至第一三相三电平逆变器INV1的交流输出侧；在三相滤波电感L的另一侧的三个不同相端子作为三相滤波电感L的输出端子，分别与三相开绕组变压器T原边绕组的同一侧的三个不同相的端子对应连接；三相开绕组变压器T原边绕组的位于另一侧的三个不同相的端子对应连接至第二三相三电平逆变器INV2的交流输出侧；三相开绕组变压器T的副边通过星形连接或三角形连接并入电网G；其特征在于：零序电流抑制方法包括以下步骤：
步骤1，采集直流电压源Sdc的电压并记为直流电压vdc，采集三相开绕组变压器T的原边绕组相电压并记为三相交流电压vta、vtb、vtc，采集三相滤波电感L输入侧的电流并记为电感电流ia、ib、ic；
步骤2，基于三相交流电压vta、vtb、vtc经锁相环得到三相交流电压的相角θ和三相交流电压的dq分量vtd、vtq；
步骤3，结合电感电流ia、ib、ic和三相交流电压的相角θ经单同步旋转坐标变换方程得到电感电流的dq分量id、iq和零序电流i0；
步骤4，先设定有功电流指令id_ref和无功电流指令iq_ref，然后三相交流电压的dq分量vtd、vtq和电感电流的dq分量id、iq，通过电流闭环控制方程得到双三电平逆变器的总控制信号的dq分量
Figure RE-FDA0003435962300000011
电流闭环控制方程为:
Figure RE-FDA0003435962300000021
式中，Kp_i为电流环比例积分调节器的比例系数，Ki_i为电流环比例积分调节器的积分系数，ω为基波角频率，L为滤波电感值；
步骤5，将双三电平逆变器总控制信号的dq分量
Figure RE-FDA0003435962300000022
分别乘以2/vdc后得到双三电平逆变器总控制信号的标幺化dq分量
Figure RE-FDA0003435962300000023
再经控制信号解耦方程得到第一三相三电平逆变器INV1的控制信号的标幺化dq分量
Figure RE-FDA0003435962300000024
和第二三相三电平逆变器INV2的控制信号的标幺化dq分量
Figure RE-FDA0003435962300000025
控制信号解耦方程为：
Figure RE-FDA0003435962300000026
Figure RE-FDA0003435962300000027
步骤6，根据第一三相三电平逆变器INV1的控制信号的标幺化dq分量
Figure RE-FDA0003435962300000028
第二三相三电平逆变器INV2的控制信号的标幺化dq分量
Figure RE-FDA0003435962300000029
和三相交流电压的相角θ，经单同步旋转坐标反变换方程得到第一三相三电平逆变器INV1的控制信号的标幺化三相控制分量
Figure RE-FDA00034359623000000210
Figure RE-FDA00034359623000000211
和第二三相三电平逆变器INV2的控制信号的标幺化三相控制分量
Figure RE-FDA00034359623000000212
步骤7，先设定零序电流的参考指令i0_ref，将零序电流i0经零序电流闭环控制方程得到零序调节信号Δk；零序电流闭环控制方程为：
Figure RE-FDA00034359623000000213
式中，Kp_0为零序电流环比例准谐振调节器的的比例系数，Kr_0为零序电流环比例准谐振调节器的的谐振系数，ωc为比例准谐振调节器的带宽，ωr为比例准谐振调节器的谐振频率；
步骤8，将第一三相三电平逆变器INV1的控制信号的标幺化三相控制分量
Figure RE-FDA00034359623000000214
和第二三相三电平逆变器INV2的控制信号的标幺化三相控制分量
Figure RE-FDA00034359623000000215
经计算得到第一三相三电平逆变器INV1的控制信号的修正分量
Figure RE-FDA0003435962300000031
和第二三相三电平逆变器INV2的控制信号的修正分量
Figure RE-FDA0003435962300000032
修正分量
Figure RE-FDA0003435962300000033
和
Figure RE-FDA0003435962300000034
的计算公式分别如下：
Figure RE-FDA0003435962300000035
Figure RE-FDA0003435962300000036
Figure RE-FDA0003435962300000037
Figure RE-FDA0003435962300000038
Figure RE-FDA0003435962300000039
Figure RE-FDA00034359623000000310
步骤9，取第一三相三电平逆变器INV1的控制信号的修正分量
Figure RE-FDA00034359623000000311
三者中的最大值和最小值并分别记为
Figure RE-FDA00034359623000000312
和
Figure RE-FDA00034359623000000313
取第二三相三电平逆变器INV2的控制信号的修正分量
Figure RE-FDA00034359623000000314
Figure RE-FDA00034359623000000315
三者中的最大值和最小值并分别记为
Figure RE-FDA00034359623000000316
和
Figure RE-FDA00034359623000000317
然后将零序调节信号Δk经零序注入分量计算方程后分别得到第一三相三电平逆变器INV1的零序注入分量
Figure RE-FDA00034359623000000318
和第二三相三电平逆变器INV2的零序注入分量
Figure RE-FDA00034359623000000319
零序注入分量计算方程分别为：
Figure RE-FDA00034359623000000320
Figure RE-FDA00034359623000000321
步骤10，将第一三相三电平逆变器INV1的零序注入分量
Figure RE-FDA00034359623000000322
分别与第一三相三电平逆变器INV1的控制信号的标幺化三相控制分量
Figure RE-FDA00034359623000000323
相加得到第一三相三电平逆变器INV1的调制波信号ma1、mb1、mc1，将第二三相三电平逆变器INV2的零序注入分量
Figure RE-FDA00034359623000000324
分别与第二三相三电平逆变器INV2的控制信号的标幺化三相控制分量
Figure RE-FDA00034359623000000325
相加得到第二三相三电平逆变器INV2的调制波信号ma2、mb2、mc2，然后再分别与同向层叠三角载波比较生成驱动第一三相三电平逆变器INV1和第二三相三电平逆变器INV2开关管的PWM控制信号PWM1和PWM2。
2.根据权利要求1所述的一种共直流母线双三电平逆变器的零序电流抑制方法，其特征在于：第一三相三电平逆变器INV1和第二三相三电平逆变器INV2的拓扑为T型三电平拓扑或中点钳位型三电平拓扑。
3.根据权利要求1所述的一种共直流母线双三电平逆变器的零序电流抑制方法，其特征在于：三相开绕组变压器T的A相绕组有两个端子A1和A2，B相绕组有两个端子B1和B2，C相绕组有两个端子C1和C2，设定端子A1、B1和C1在同一侧，共同作为三相开绕组变压器T原边绕组的输入端子，端子A2、B2和C2在同一侧，共同作为三相开绕组变压器T原边绕组的输出端子；
三相滤波电感L的A相两个端子A3和A4，B相两个端子B3和B4，C相两个端子C3和C4，设定端子A3、B3和C3在三相滤波电感L的同一侧并以该三个端子作为三相滤波电感L的输入端子，端子A4、B4和C4在三相滤波电感L的另一侧并以该三个端子作为三相滤波电感L的输出端子；三相滤波电感L的端子A3、B3和C3连接至第一三相三电平逆变器INV1的交流输出侧，端子A4、B4和C4分别与三相开绕组变压器T原边绕组的端子A1、B1和C1相连接；三相开绕组变压器T原边绕组的端子A2、B2和C2接至第二三相三电平逆变器INV2的交流输出侧。
4.根据权利要求1所述的一种共直流母线双三电平逆变器的零序电流抑制方法，其特征在于：步骤3中单同步旋转坐标变换方程为：
Figure RE-FDA0003435962300000041
其中，id为有功电流，iq无功电流。
5.根据权利要求1所述的一种共直流母线双三电平逆变器的零序电流抑制方法，其特征在于：步骤5中双三电平逆变器的总控制信号的标幺化dq分量
Figure RE-FDA0003435962300000042
的计算公式为：
Figure RE-FDA0003435962300000051
6.根据权利要求1所述的一种共直流母线双三电平逆变器的零序电流抑制方法，其特征在于：步骤6中单同步旋转坐标反变换方程为：
Figure RE-FDA0003435962300000052
Figure RE-FDA0003435962300000053
7.根据权利要求1所述的一种共直流母线双三电平逆变器的零序电流抑制方法，其特征在于：步骤10中调制波信号ma1、mb1、mc1和调制波信号ma2、mb2、mc2的计算方程分别为：
Figure RE-FDA0003435962300000054
Figure RE-FDA0003435962300000055
CN202111480231.3A 2021-12-06 2021-12-06 一种共直流母线双三电平逆变器的零序电流抑制方法 Withdrawn CN114142757A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202111480231.3A CN114142757A (zh) 2021-12-06 2021-12-06 一种共直流母线双三电平逆变器的零序电流抑制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202111480231.3A CN114142757A (zh) 2021-12-06 2021-12-06 一种共直流母线双三电平逆变器的零序电流抑制方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN114142757A true CN114142757A (zh) 2022-03-04

Family

ID=80384532

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202111480231.3A Withdrawn CN114142757A (zh) 2021-12-06 2021-12-06 一种共直流母线双三电平逆变器的零序电流抑制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN114142757A (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114884360A (zh) * 2022-04-22 2022-08-09 电子科技大学 一种适用于宽范围场景的无功功率最优双向调制策略

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114884360A (zh) * 2022-04-22 2022-08-09 电子科技大学 一种适用于宽范围场景的无功功率最优双向调制策略
CN114884360B (zh) * 2022-04-22 2023-04-14 电子科技大学 一种适用于宽范围场景的无功功率最优双向调制策略

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Varschavsky et al. Cascaded nine-level inverter for hybrid-series active power filter, using industrial controller
CN111245017B (zh) 一种弱电网下并网逆变器电容电压前馈控制方法
CN104065255B (zh) 一种基于零序环流前馈的并联三相四桥臂逆变器环流抑制方法
CN103346689B (zh) 电感不平衡条件下并网逆变器并联系统环流抑制方法
CN103001527B (zh) 基于三次谐波注入的三相四桥臂逆变器并联环流抑制方法
Yan et al. Suppression of major current harmonics for dual three-phase PMSMs by virtual multi three-phase systems
CN108418226B (zh) 开绕组双逆变器光伏发电系统的无功补偿控制方法
CN105553309A (zh) 一种t型三电平逆变器及其中点平衡控制方法
CN111327213A (zh) 并联三相电压型pwm变流器中抑制零序环流的控制方法
CN114142757A (zh) 一种共直流母线双三电平逆变器的零序电流抑制方法
CN111030131B (zh) 基于负序虚拟阻抗的mmc-statcom环流抑制装置
Šedo et al. Current harmonics compensation in single-phase grid-connected inverter
CN115411964A (zh) 一种船用微网逆变器、调制策略及控制方法
CN113098304B (zh) 三相维也纳整流器的控制电路及其混合载波调制方法
Zhu et al. VSC control strategy for HVDC compensating harmonic components
Sun et al. Research on zero-sequence circulating current suppression strategy based on T-type three-level photovoltaic grid-connected inverters
CN110854905B (zh) 开绕组双逆变器光伏发电系统的功率均分控制方法
CN111969875B (zh) 一种减小三相并联电压源型逆变器循环电流的方法
Kumar et al. Fault-tolerant grid-connected single to three-phase multilevel converter for induction motor drive
CN111146801B (zh) 共直流母线双逆变器光伏发电系统的零序电流抑制方法
Rodríguez et al. High power synchronous machine fed by a cascaded regenerative inverter
Wang et al. CUK-SEPIC DC-DC CONVERTER INTEGRATED THREE-PHASE GRID-CONNECTED TRANSFORMERLESS INVERTER FOR PHOTOVOLTAIC APPLICATIONS
Sekiguchi et al. A Combined-Compensation Control on Harmonic Resonance for Grid-Connected Converters
Akdogan et al. MDSOGI Based Selective Virtual Impedance Method for Grid-Connected Inverters in an Unbalanced and Distorted Weak Grid
CN115664238B (zh) 飞轮储能系统并联多相三电平逆变器零序环流抑制方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
WW01 Invention patent application withdrawn after publication
WW01 Invention patent application withdrawn after publication

Application publication date: 20220304