CN113922689B - 一种二极管箝位型三电平变换器高性能模型预测控制算法 - Google Patents
一种二极管箝位型三电平变换器高性能模型预测控制算法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN113922689B CN113922689B CN202111499211.0A CN202111499211A CN113922689B CN 113922689 B CN113922689 B CN 113922689B CN 202111499211 A CN202111499211 A CN 202111499211A CN 113922689 B CN113922689 B CN 113922689B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- voltage vector
- current
- basic
- redundant virtual
- virtual voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
- H02M7/487—Neutral point clamped inverters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
本发明公开了一种二极管箝位型三电平变换器高性能模型预测控制算法,属电力电子与电力传动领域,该算法选取共模电压幅值较小的基本电压矢量作为控制集,使共模电压幅值减小一半,迭代次数由27次减少为19次;通过构造与基本电压矢量幅值、方向相同,中点电流不同或均为0的虚拟电压矢量,形成一对冗余矢量控制中点电位平衡。相较于传统模型预测控制算法,本算法同时实现了共模电压抑制和中点电位平衡控制,省去了权重项的设计,减少了输出电流谐波含量,解决了中点电位拉偏后再控制平衡的暂态过程中电流畸变问题,具有算法简单,适用性强的优点。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子与电力传动领域中二极管箝位型三电平变换器调制与控制领域,具体涉及一种无权重项设计即可实现共模电压抑制和中点电位平衡控制,具有低谐波含量的二极管箝位型三电平变换器高性能模型预测控制算法。
背景技术
二极管箝位型三电平变换器以其输出电压谐波含量少,耐压等级高等优点逐渐被工业广泛应用于中、高压场合。二极管箝位型三电平变换器输出侧产生较大的共模电压,会在电动机的转轴上感应出高幅值的轴电压,形成轴电流,从而破坏电气绝缘,缩短电机的使用寿命。另外高频共模电压会产生高频漏电流,产生电磁干扰,影响周围电气设备的正常工作。另外,由于电路拓扑固有的问题,存在上、下分压电容不均衡的情况,从而导致逆变器输出电压畸变,电流谐波含量增加。
随着现代控制理论及数字控制器的快速发展,模型预测控制以其动态响应快、控制简单灵活、便于处理非线性约束等优点,近年来受到广泛关注。针对二极管箝位型三电平变换器,传统的模型预测控制算法中,未考虑共模电压抑制,且控制集包含全部基本电压矢量,循环迭代次数较多;另外,通过目标函数的约束进行中点电位平衡的控制,但需要额外设计权重项,权重项会影响输出电流的谐波,尤其在中点电位拉偏后控制平衡的暂态过程中,电流畸变严重,同时权重系数的取值又难以计算。
发明内容
本发明的目的在于针对上述现有技术中的不足,提供一种二极管箝位型三电平变换器高性能模型预测算法,在抑制共模电压的基础上,省去中点电位平衡控制权重项的设计,控制中点电位平衡,进一步减少输出电流谐波含量,减小计算量。
为达到上述目的,本发明采取的技术方案是:
提供一种二极管箝位型三电平变换器高性能模型预测控制算法,其包括以下步骤:
S3,分别计算所述19个基本电压矢量作用时的中点电流,对于每一个中点电流不为0的基本电压矢量,构造一个幅值和方向相同、但中点电流不同的虚拟电压矢量,形成一对冗余,而对于每一个中点电流为0的基本电压矢量,其冗余虚拟电压矢量为其本身。
S4,建立系统预测模型公式,在k时刻分别代入所述控制集19个基本电压矢量,得到19个k+1时刻的预测输出电流。
S5,设计不含中点电位平衡控制权重项的评价函数,将目标输出电流、与所述19个k+1时刻预测输出电流代入评价函数进行循环计算,选取出使评价函数值最小的基本电压矢量作为最优基本电压矢量,最优基本电压矢量对应的冗余虚拟电压矢量称之为最优虚拟电压矢量。
S6,建立中点电位预测模型,在k时刻计算所述最优基本电压矢量、所述最优虚拟电压矢量作用后k+1时刻中点电压预测值,选取出最接近于0或等于0的电压矢量作为最优电压矢量输出到调制模块,并按照设计的脉冲序列作用于开关器件。
其中为基本电压矢量,为直流母线电压的采样值,j为虚部单位,、、为开关函数,定义为=1、0、-1,x=a、b、c,用字母p代表时的状态,用字母o代表时的状态,用字母n代表时的状态,p、o、n中任取三个形成的任意一种组合均对应一个基本电压矢量,共种组合对应27个基本电压矢量。
进一步地,所述S2中共模电压幅值计算公式为:
其中为共模电压幅值,为直流母线电压的采样值,、、为开关函数,定义为=1、0、-1,x=a、b、c,用字母p代表时的状态,用字母o代表时的状态,用字母n代表时的状态,p、o、n中任取三个形成的任意一种组合均对应一个基本电压矢量;共模电压幅值为0的基本电压矢量为ooo、pon、opn、npo、nop、onp、pno;共模电压幅值为的基本电压矢量为poo、opo、oop、oon、noo、ono、pnn、npn、nnp、ppn、npp、pnp;共模电压幅值为的基本电压矢量为onn、non、nno、ppo、opp、pop;共模电压幅值为的基本电压矢量为ppp、nnn。
进一步地,所述S3中中点电流计算公式为:
其中,为中点电流,为x相输出电流,为开关函数,定义为=1、0、-1,x=a、b、c,用字母p代表时的状态,用字母o代表时的状态,用字母n代表时的状态,p、o、n中任取三个形成的任意一种组合均对应一个基本电压矢量;中点电流不为0的基本电压矢量为poo、opo、oop、oon、noo、ono、pon、opn、npo、nop、onp、pno,中点电流为0的基本电压矢量为ooo、pnn、npn、nnp、ppn、npp、pnp;poo的冗余虚拟电压矢量由pno、pon、ooo按照等比例各占1/3合成;opo的冗余虚拟电压矢量由opn、npo、ooo按照等比例各占1/3合成;oop的冗余虚拟电压矢量由nop、onp、ooo按照等比例各占1/3合成;oon的冗余虚拟电压矢量由pon、opn、ooo按照等比例各占1/3合成;noo的冗余虚拟电压矢量由npo、nop、ooo按照等比例各占1/3合成;ono的冗余虚拟电压矢量由onp、pno、ooo按照等比例各占1/3合成;pon的冗余虚拟电压矢量由pon、pnn、ppn按照等比例各占1/3合成;opn的冗余虚拟电压矢量由opn、ppn、npn按照等比例各占1/3合成;npo的冗余虚拟电压矢量由npo、npn、npp按照等比例各占1/3合成;nop的冗余虚拟电压矢量由nop、npp、nnp按照等比例各占1/3合成;onp的冗余虚拟电压矢量由onp、nnp、pnp按照等比例各占1/3合成;pno的冗余虚拟电压矢量由pno、pnp、pnn按照等比例各占1/3合成;ooo的的冗余虚拟电压矢量为ooo;pnn的冗余虚拟电压矢量为pnn;npn的冗余虚拟电压矢量为npn;nnp的冗余虚拟电压矢量为nnp;ppn的冗余虚拟电压矢量为ppn;npp的冗余虚拟电压矢量为npp;pnp的冗余虚拟电压矢量为pnp。
进一步地,所述S4中系统预测模型公式为:
其中、为k+1时刻输出电流,、为k时刻采样的输出电流,R为输出电阻,L为输出电感,为输出电流的采样周期,、为k+1时刻输出电压;将所述19个基本电压矢量的、坐标分量作为、代入,得到19个k+1时刻输出电流、。
进一步地,所述S5中不含中点电位平衡控制权重项的评价函数定义为:
其中J为评价函数,、为目标输出电流,、为k+1时刻输出电流;所述评价函数的每一个值对应一个基本电压矢量,选取出使得评价函数值最小的基本电压矢量作为最优基本电压矢量,最优基本电压矢量对应的冗余虚拟电压矢量称之为最优虚拟电压矢量。
进一步地,所述S6中中点电位预测模型计算公式为:
其中为k+1时刻中点电位,为k时刻x相输出电流,为k时刻开关状态取值,C为直流母线电容容值,为输出电流的采样周期;将k时刻最优基本电压矢量、最优虚拟电压矢量代入,选取出最接近于0或等于0的电压矢量作为最优电压矢量输出到调制模块,并按照设计的脉冲序列作用于开关器件。
与现有技术相比,本发明的有益效果是:
(1)通过舍弃共模电压幅值较大的基本电压矢量,不仅有效抑制了共模电压,同时极大减小了计算量;
(2)基于矢量合成原理,对每一个基本电压矢量构建冗余虚拟电压矢量,保证中点电位平衡的控制的同时,省去了权重项设计,简化了计算过程,减少了输出电流谐波含量,抑制了中点电位平衡控制暂态过程中电流畸变;
(3)通过合理设计冗余虚拟电压矢量脉冲序列,保证输出电压满足三相对称、半波对称和1/4对称,有效解决了输出电压不对称带来的控制性能变差问题。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案,下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍,显而易见地,下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例,对于本领域普通技术人员来讲,在不付出创造性劳动的前提下,还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为二极管箝位型三电平变换器拓扑图;
图5为本发明所提算法的流程框图;
图6为传统算法共模电压幅值的实验结果;
图7为本发明所提算法共模电压幅值的实验结果;
图8为传统算法稳态满载情况下输出电流的实验结果;
图9为本发明所提算法稳态满载情况下输出电流的实验结果;
图10为传统算法和本发明所提算法在不同输出电流情况下,电流总谐波畸变率对比;
图11为传统算法在中点电位拉偏后平衡控制的暂态过程实验结果;
图12为本发明所提算法在中点电位拉偏后平衡控制的暂态过程实验结果。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明,以便于本技术领域的技术人员理解本发明,但应该清楚,本发明不限于具体实施方式的范围,对本技术领域的普通技术人员来讲,只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内,这些变化是显而易见的,一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。
具体的实施步骤如下:
一种二极管箝位型三电平变换器高性能模型预测控制算法,包括以下步骤:
步骤1:建立二极管箝位型三电平变换器数学模型。二极管箝位型三电平变换器拓扑如图1所示,C 1、C 2分别为直流侧上、下电容,、、、(x=a、b、c)为各相桥臂上的4个开关管,L、R分别为输出侧滤波电感、电阻。在二极管箝位型三电平变换器中,定义开关函数为=1、0、-1,x=a、b、c,并用字母p代表时的状态,用字母o代表时的状态,用字母n代表时的状态,p、o、n中任取三个形成的任意一种组合均对应一个基本电压矢量,共个基本电压矢量。以a相桥臂为例,分别为、导通,、关断,此时,用字母p表示;、导通,、关断,此时,用字母o表示;、导通,、关断,此时,用字母n表示。
其中j为虚部单位。
步骤2:二极管箝位型三电平变换器的共模电压定义为输出中性点n与直流侧上、下电容中点o之间的电位差,结合开关状态,共模电压的计算公式为:
共模电压幅值为0的基本电压矢量为ooo、pon、opn、npo、nop、onp、pno;共模电压幅值为的基本电压矢量为,poo、opo、oop、oon、noo、ono、pnn、npn、nnp、ppn、npp、pnp;共模电压幅值为的基本电压矢量为onn、non、nno、ppo、opp、pop;共模电压幅值为的基本电压矢量为ppp、nnn。舍弃共模电压幅值为和的基本电压矢量ppp、nnn、onn、non、nno、ppo、opp、pop共8个,剩余19个基本电压矢量ooo、pon、opn、npo、nop、onp、pno、poo、opo、oop、oon、noo、ono、pnn、npn、nnp、ppn、npp、pnp组成控制集。
步骤3:计算控制集中每一个基本电压矢量作用时中点电流,中点电流计算公式为:
其中,为中点电流,为x相输出电流。中点电流为0的基本电压矢量为ooo、pnn、npn、nnp、ppn、npp、pnp;中点电流为的基本电压矢量为poo、noo;中点电流为的基本电压矢量为opo、ono;中点电流为的基本电压矢量为oop、oon;中点电流为的基本电压矢量为opn、onp;中点电流为的基本电压矢量为pon、nop;中点电流为的基本电压矢量为npo、pno。
步骤4:为控制集中每一个基本电压矢量构造冗余虚拟电压矢量,构造的基本原则是:对于中点电流为0的基本电压矢量,构造冗余虚拟电压矢量是其本身;对于中点电流不为0的基本电压矢量,构造冗余虚拟电压矢量要求幅值和方向相同,但中点电流不同。
按照构造原则:ooo的的冗余虚拟电压矢量为ooo;pnn的冗余虚拟电压矢量为pnn;npn的冗余虚拟电压矢量为npn;nnp的冗余虚拟电压矢量为nnp;ppn的冗余虚拟电压矢量为ppn,npp的冗余虚拟电压矢量为npp,pnp的冗余虚拟电压矢量为pnp。
poo的冗余虚拟电压矢量由pno、pon、ooo按照等比例各占1/3合成;opo的冗余虚拟电压矢量由opn、npo、ooo按照等比例各占1/3合成;oop的冗余虚拟电压矢量由nop、onp、ooo按照等比例各占1/3合成;oon的冗余虚拟电压矢量由pon、opn、ooo按照等比例各占1/3合成;noo的冗余虚拟电压矢量由npo、nop、ooo按照等比例各占1/3合成;ono的冗余虚拟电压矢量由onp、pno、ooo按照等比例各占1/3合成。图3示出了poo的冗余虚拟电压矢量构造过程。
pon的冗余虚拟电压矢量由pon、pnn、ppn按照等比例各占1/3合成;opn的冗余虚拟电压矢量由opn、ppn、npn按照等比例各占1/3合成;npo的冗余虚拟电压矢量由npo、npn、npp按照等比例各占1/3合成;nop的冗余虚拟电压矢量由nop、npp、nnp按照等比例各占1/3合成;onp的冗余虚拟电压矢量由onp、nnp、pnp按照等比例各占1/3合成;pno的冗余虚拟电压矢量由pno、pnp、pnn按照等比例各占1/3合成。图4示出了pon的冗余虚拟电压矢量构造过程。
根据中点电流计算公式:ooo、pnn、npn、nnp、ppn、npp、pnp中点电流为0,其冗余虚拟电压矢量中点电流为0;poo、noo中点电流为,其冗余虚拟电压矢量中点电流为;opo、ono中点电流为,其冗余虚拟电压矢量中点电流为;oop、oon中点电流为,其冗余虚拟电压矢量中点电流为;opn、onp中点电流为,其冗余虚拟电压矢量中点电流为;pon、nop中点电流为,其冗余虚拟电压矢量中点电流为;npo、pno中点电流为,其冗余虚拟电压矢量中点电流为。
步骤6:设计不含中点电位平衡控制权重项的评价函数为:
步骤7:建立中点电位预测模型,k+1时刻中点电压预测值计算公式为:
步骤8:若所选电压矢量为三矢量合成的冗余虚拟电压矢量,按照以下规则设计脉冲序列:尽可能减小不同基本电压矢量之间切换时产生的开关工作次数;输出相电压满足三相对称、半波对称和1/4对称。poo的冗余虚拟电压矢量脉冲序列为pno→ooo→pon;opo的冗余虚拟电压矢量脉冲序列为opn→ooo→npo;oop的冗余虚拟电压矢量脉冲序列为nop→ooo→onp;oon的冗余虚拟电压矢量脉冲序列为pon→ooo→opn;noo的冗余虚拟电压矢量脉冲序列为npo→ooo→nop;ono的冗余虚拟电压矢量脉冲序列为onp→ooo→pno;pon的冗余虚拟电压矢量脉冲序列为pnn→pon→ppn;opn的冗余虚拟电压矢量脉冲序列为ppn→opn→npn;npo的冗余虚拟电压矢量脉冲序列为npn→npo→npp;nop的冗余虚拟电压矢量脉冲序列为npp→nop→nnp;onp的冗余虚拟电压矢量脉冲序列为nnp→onp→pnp;pno的冗余虚拟电压矢量脉冲序列为pnp→pno→pnn。
所提发明方法的流程框图如图5所示。k时刻的三相输出电流、、经过静止坐标系3/2变换得到、,和19个基本电压矢量分别代入预测模型,得到19个k+1时刻输出电流、,根据目标输出电流、计算出19个评价函数值,选取出使评价函数值最小的基本电压矢量作为最优基本电压矢量,计算最优基本电压矢量、其对应的冗余虚拟电压矢量作用后k+1时刻中点电压预测值,选取出使得最接近于0或等于0的电压矢量作为最优电压矢量输出到调制模块,再根据所设计的脉冲序列作用于开关器件。
图6为传统算法共模电压幅值的实验结果。图7为本发明所提算法共模电压幅值的实验结果。对比图6和图7可以发现,本发明提出的一种二极管箝位型三电平变换器高性能模型预测控制算法能够抑制共模电压,使共模电压幅值减小一半。
图8为传统算法稳态满载情况下输出电流的实验结果。图9为本发明所提算法稳态满载情况下输出电流的实验结果。对比图8和图9可以发现,当控制中点电位波动范围均在5V以内时,本发明提出的一种二极管箝位型三电平变换器高性能模型预测控制算法能够减少输出电流的谐波含量。
图10为传统算法和本发明所提算法在不同输出电流情况下,电流总谐波畸变率对比。通过对比可以发现,本发明提出的一种二极管箝位型三电平变换器高性能模型预测控制算法在绝大部分调制区间,输出电流谐波含量均低于传统算法。
图11为传统算法在中点电位拉偏后平衡控制的暂态过程实验结果。
图12为本发明所提算法在中点电位拉偏后平衡控制的暂态过程实验结果。通过对比可以发现,本发明提出的一种二极管箝位型三电平变换器高性能模型预测控制算法,在中点电位拉偏后平衡控制的暂态过程中输出电流不会发生畸变。上述结果验证了该方法的有效性和可行性。
虽然结合附图对发明的具体实施方式进行了详细地描述,但不应理解为对本专利的保护范围的限定。在权利要求书所描述的范围内,本领域技术人员不经创造性劳动即可做出的各种修改和变形仍属本专利的保护范围。
Claims (6)
1.一种二极管箝位型三电平变换器高性能模型预测控制算法,其特征在于,包括以下步骤:
S3,分别计算所述19个基本电压矢量作用时的中点电流,对于每一个中点电流不为0的基本电压矢量,构造一个幅值和方向相同、但中点电流不同的虚拟电压矢量,形成一对冗余,而对于每一个中点电流为0的基本电压矢量,其冗余虚拟电压矢量为其本身;
S4,建立系统预测模型公式,在k时刻分别代入所述控制集19个基本电压矢量,得到19个k+1时刻的预测输出电流;
S5,设计不含中点电位平衡控制权重项的评价函数,将目标输出电流、与所述19个k+1时刻预测输出电流代入评价函数进行循环计算,选取出使评价函数值最小的基本电压矢量作为最优基本电压矢量,最优基本电压矢量对应的冗余虚拟电压矢量称之为最优虚拟电压矢量;
S6,建立中点电位预测模型,在k时刻计算所述最优基本电压矢量、所述最优虚拟电压矢量作用后k+1时刻中点电压预测值,选取出最接近于0或等于0的电压矢量作为最优电压矢量输出到调制模块,并按照设计的脉冲序列作用于开关器件;
其中,S3中中点电流计算公式为:
其中,为中点电流,为x相输出电流,为开关函数,定义为=1、0、-1,x=a、b、c,用字母p代表=1时的状态,用字母o代表=0时的状态,用字母n代表=-1时的状态,p、o、n中任取三个形成的任意一种组合均对应一个基本电压矢量,中点电流不为0的基本电压矢量为poo、opo、oop、oon、noo、ono、pon、opn、npo、nop、onp、pno,中点电流为0的基本电压矢量为ooo、pnn、npn、nnp、ppn、npp、pnp,poo的冗余虚拟电压矢量由pno、pon、ooo按照等比例各占1/3合成,opo的冗余虚拟电压矢量由opn、npo、ooo按照等比例各占1/3合成,oop的冗余虚拟电压矢量由nop、onp、ooo按照等比例各占1/3合成,oon的冗余虚拟电压矢量由pon、opn、ooo按照等比例各占1/3合成,noo的冗余虚拟电压矢量由npo、nop、ooo按照等比例各占1/3合成,ono的冗余虚拟电压矢量由onp、pno、ooo按照等比例各占1/3合成,pon的冗余虚拟电压矢量由pon、pnn、ppn按照等比例各占1/3合成,opn的冗余虚拟电压矢量由opn、ppn、npn按照等比例各占1/3合成,npo的冗余虚拟电压矢量由npo、npn、npp按照等比例各占1/3合成,nop的冗余虚拟电压矢量由nop、npp、nnp按照等比例各占1/3合成,onp的冗余虚拟电压矢量由onp、nnp、pnp按照等比例各占1/3合成,pno的冗余虚拟电压矢量由pno、pnp、pnn按照等比例各占1/3合成,ooo的的冗余虚拟电压矢量为ooo,pnn的冗余虚拟电压矢量为pnn,npn的冗余虚拟电压矢量为npn,nnp的冗余虚拟电压矢量为nnp,ppn的冗余虚拟电压矢量为ppn,npp的冗余虚拟电压矢量为npp,pnp的冗余虚拟电压矢量为pnp。
3.根据权利要求1所述的一种二极管箝位型三电平变换器高性能模型预测控制算法,其特征在于,所述S2中共模电压幅值计算公式为:
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN202111499211.0A CN113922689B (zh) | 2021-12-09 | 2021-12-09 | 一种二极管箝位型三电平变换器高性能模型预测控制算法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN202111499211.0A CN113922689B (zh) | 2021-12-09 | 2021-12-09 | 一种二极管箝位型三电平变换器高性能模型预测控制算法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
CN113922689A CN113922689A (zh) | 2022-01-11 |
CN113922689B true CN113922689B (zh) | 2022-02-22 |
Family
ID=79248799
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
CN202111499211.0A Active CN113922689B (zh) | 2021-12-09 | 2021-12-09 | 一种二极管箝位型三电平变换器高性能模型预测控制算法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
CN (1) | CN113922689B (zh) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN115549505B (zh) * | 2022-11-30 | 2023-03-10 | 成都希望电子研究所有限公司 | 三电平npc逆变器的中点电位和共模电压协同控制方法 |
CN115811244B (zh) * | 2023-02-10 | 2023-04-21 | 希望森兰科技股份有限公司 | 中点电位可控的低谐波二极管钳位三电平同步过调制算法 |
CN116032144B (zh) * | 2023-03-29 | 2023-06-16 | 成都希望电子研究所有限公司 | 谐波与中点电位协同控制的同步过调制算法 |
CN116169917A (zh) * | 2023-04-26 | 2023-05-26 | 希望森兰科技股份有限公司 | 一种无权重系数低共模电压模型预测控制算法 |
Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN103036460A (zh) * | 2012-11-26 | 2013-04-10 | 天津大学 | 一种三电平电压源型变换器模型预测控制方法 |
CN103401452A (zh) * | 2013-07-26 | 2013-11-20 | 河南科技大学 | 基于vsvpwm的三电平逆变器中点电位补偿平衡控制策略 |
CN105071678A (zh) * | 2015-07-17 | 2015-11-18 | 苏州大学张家港工业技术研究院 | 一种有限开关状态模型预测控制方法及装置 |
CN106911147A (zh) * | 2017-04-19 | 2017-06-30 | 福州大学 | 一种含延时补偿的有限集模型预测电压控制方法 |
CN108768196A (zh) * | 2018-06-20 | 2018-11-06 | 西安理工大学 | 一种新型三电平npc变流器的调制及中点电位控制策略 |
WO2021114748A1 (zh) * | 2019-12-12 | 2021-06-17 | 福州大学 | 基于模型预测虚拟电压矢量控制的逆变器环流抑制方法 |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN103956919A (zh) * | 2014-04-15 | 2014-07-30 | 中国矿业大学 | 电网电压不平衡三电平整流器简化模型预测控制方法 |
US11309791B2 (en) * | 2019-02-15 | 2022-04-19 | Board Of Trustees Of Michigan State University | Systems and methods for voltage conversion implementing a switched-capacitor circuit |
CN110086363A (zh) * | 2019-06-14 | 2019-08-02 | 烟台大学 | 一种三相三电平八开关整流器的改进模型预测控制方法 |
-
2021
- 2021-12-09 CN CN202111499211.0A patent/CN113922689B/zh active Active
Patent Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN103036460A (zh) * | 2012-11-26 | 2013-04-10 | 天津大学 | 一种三电平电压源型变换器模型预测控制方法 |
CN103401452A (zh) * | 2013-07-26 | 2013-11-20 | 河南科技大学 | 基于vsvpwm的三电平逆变器中点电位补偿平衡控制策略 |
CN105071678A (zh) * | 2015-07-17 | 2015-11-18 | 苏州大学张家港工业技术研究院 | 一种有限开关状态模型预测控制方法及装置 |
CN106911147A (zh) * | 2017-04-19 | 2017-06-30 | 福州大学 | 一种含延时补偿的有限集模型预测电压控制方法 |
CN108768196A (zh) * | 2018-06-20 | 2018-11-06 | 西安理工大学 | 一种新型三电平npc变流器的调制及中点电位控制策略 |
WO2021114748A1 (zh) * | 2019-12-12 | 2021-06-17 | 福州大学 | 基于模型预测虚拟电压矢量控制的逆变器环流抑制方法 |
Non-Patent Citations (2)
Title |
---|
A Virtual Space Vector-Based Model Predictive Control for Inherent DC-Link Voltage Balancing of Three-Level T-Type Converters;Waleed Alhosaini, et al;《 IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics 》;20200615;第9卷(第2期);第1751-1764页 * |
带参数辨识功能的三电平变换器高效;张永昌,等;《电气工程学报》;20180430;第13卷(第4期);第1-10页 * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN113922689A (zh) | 2022-01-11 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CN113922689B (zh) | 一种二极管箝位型三电平变换器高性能模型预测控制算法 | |
CN109787498B (zh) | 全功率因数范围三电平变流器中点平衡控制方法及系统 | |
CN109217701B (zh) | 三电平整流器共模电压抑制pwm方法、调制器及系统 | |
Ezoji et al. | A new control method for dynamic voltage restorer with asymmetrical inverter legs based on fuzzy logic controller | |
CN107204630B (zh) | 兼具快速动态响应的海岛npc型电源高精度控制方法 | |
CN115549505B (zh) | 三电平npc逆变器的中点电位和共模电压协同控制方法 | |
CN111478565B (zh) | Vienna整流器的高次谐波抑制控制器的设计方法 | |
Lee et al. | Improved sensorless vector control for induction motor drives fed by a matrix converter using nonlinear modeling and disturbance observer | |
CN106972773B (zh) | 一种三电平并网逆变器恒定开关频率模型预测控制方法 | |
CN106712557B (zh) | 一种基于合成中矢量的t型三电平逆变器中点电位平衡方法 | |
CN113746108B (zh) | 一种t型三电平sapf开路故障序列模型预测容错控制方法 | |
CN114759816A (zh) | 调节t型三电平逆变器中共模电压的中点电位控制方法 | |
Townsend et al. | Capacitance minimization in modular multilevel converters: A reliable and computationally efficient algorithm to identify optimal circulating currents and zero-sequence voltages | |
CN109962480B (zh) | 静止无功发生器无锁相环控制系统、方法及应用 | |
Segundo-Ramirez et al. | Stability analysis based on bifurcation theory of the DSTATCOM operating in current control mode | |
Cheng et al. | A Modified One Cycle Control of VIENNA Rectifier for Neutral Point Voltage Balancing Control Based on Cycle-by-cycle Correction | |
Kahia et al. | Direct power control of three-level PWM rectifier under unbalanced and harmonically distorted grid voltage conditions | |
CN112001142A (zh) | 一种半桥型模块化多电平换流器的实时仿真方法 | |
CN112052638A (zh) | 一种全桥型模块化多电平换流器的实时仿真方法 | |
CN114157170B (zh) | 基于滑模控制的t型三电平整流器模型预测功率控制方法 | |
Cortez et al. | Three-phase active power filter based on the four states commutation cell DC-AC converter. Design and implementation | |
Shah et al. | Three-phase AC-DC voltage disturbance rejection control strategy by using inverter decoupling topology | |
CN113937785B (zh) | 一种statcom相间直流电压均衡控制方法及系统 | |
Bonala et al. | Improved model predictive current control for single-phase NPC shunt active power filter | |
Waware et al. | Multilevel inverter based active power filter using space vector modulation |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
PB01 | Publication | ||
PB01 | Publication | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
GR01 | Patent grant | ||
GR01 | Patent grant |