CN103401456A - 电压型三电平中点钳位变流器双调制波双载波调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种电压型三电平中点钳位变流器双调制波双载波调制方法，包括以下步骤：（1）根据载波PWM调制方法，得到三相调制波；（2）将各相调制波U_x分解为上调制波U_xp和下调制波U_xn；（3）将上调制波U_xp、下调制波U_xn与载波进行比较后输出最终的PWM脉冲给电压型三电平中点钳位变流器。本发明根据每个载波周期中的平均中点电流为0的原则，求解上调制波U_xp和下调制波U_xn，不对直流电容电压平衡造成影响。

Description

电压型三电平中点钳位变流器双调制波双载波调制方法

【技术领域】

本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种电压型三电平中点钳位变流器调制方法。

【背景技术】

近年来，三电平中点箝位逆变器在中高压领域的应用越来越广泛，技术也越来越成熟，但是，在其固有的中点电位平衡问题方面仍然有待完善。

三电平逆变器的调制方法有载波PWM法和空间矢量PWM(space vectorPWM，SVPWM)法。

SVPWM由于电压利用率高、矢量选择灵活，受到了广泛的欢迎，但这种方法算法复杂、计算量大。相反，基本的载波PWM却具有算法简单、易于实现的优点，然而，由于三电平NPC逆变器需要控制中点电位平衡，且普遍采用零序电压注入的方法，这又给载波PWM带来了以下不足：1）所需注入零序电压的准确值计算非常复杂，这抵消了基本载波PWM算法简单的优点；2）在部分调制度和功率因数下，中点电位低频波动仍然无法完全消除，这不仅需要增大直流节点电容，还会增加逆变输出的低频谐波。

实际上，通过在调制波中注入适当的零序电压，载波PWM也可以获得和SVPWM同样高的电压利用率。如果能够进一步克服载波PWM在上述中点电位平衡控制方面的不足，必将促进其在三电平逆变器中的应用，并进一步提高逆变器的性能。

【发明内容】

本发明的目的在于提供一种全调制度、全数字化、不对直流电容电压平衡造成影响的电压型三电平中点钳位变流器双调制波双载波调制方法。

为了实现上述目的，本发明采用的技术方案是：

电压型三电平中点钳位变流器双调制波双载波调制方法，包括以下步骤：

（1）根据载波PWM调制方法，得到三相调制波：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_a=M\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ U_b=M\sin (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)\\ U_c=M\sin (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中M为调制度，ω为基波角频率；

（2）将各相调制波U_x分解为上调制波U_xp和下调制波U_xn；上调制波U_xp和下调制波U_xn的公式如下：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{xp}}=\frac{U_x+U_z+1-k}{2}(0\≤U_{\mathrm{xp}}\≤1)\\ U_{\mathrm{xn}}=\frac{U_x+U_z-1+k}{2}(-1\≤U_{\mathrm{xn}}\≤0)\end{array}\right.(x=a,b,c)---\left(2\right)$

公式（2）中k=k₁或k₂；当k=k₁时，U_Z=U_Z1;当k=k₂时，U_Z=U_Z2;

（3）将k带入式（2）中得到每相的上调制波U_xp和下调制波U_xn，将上调制波U_xp、下调制波U_xn与载波进行比较后输出最终的PWM脉冲给电压型三电平中点钳位变流器。

相对于现有技术，本发明的有益效果是：本发明提供了一种全调制度、全数字化、不对直流电容电压平衡造成影响的电压型三电平载波调制策略，该方法实现简单，应用效果好。

【附图说明】

图1是三电平二极管钳位型变流器主电路拓扑图；

图2是传统三电平二极管钳位型变流器载波调制策略的三相调制波（M=1）；

图3是k=k₁，U_z=U_z1时本发明三电平二极管钳位型变流器双调制波双载波调制方法的三相调制波（M=1）；

图4是k=k₂，U_z=U_z2时本发明三电平二极管钳位型变流器双调制波双载波调制方法的三相调制波（M=1）。

【具体实施方式】

下面结合附图对本发明作进一步说明。

如图1所示给出了本发明中二极管钳位型三电平变流器的原理图，包括三相交流部分（若为三电平逆变器结构，则三相交流部分为负载；若为三电平整流器、静止无功发生器等装置，则三相交流部分为交流源加三相交流平波电抗器）、三电平直流侧外接部分（若为三电平逆变器结构，则直流侧外接部分为直流电压源，该直流源可为实际电源，也可为通过交流电源整流得到的直流源；若为三电平整流器结构，则直流侧外接部分为负载；若为三电平静止无功发生器，则直流侧无外接部分）、三电平NPC变流器主电路部分、电压传感器、电流传感器、AD转换芯片和数字处理器，其中，电压传感器检测三相交流部分电压和直流侧各电容电压、电流传感器检测交流侧各相电流，电压传感器和电流传感器通过AD转换芯片与数字处理器连接，数字处理器与五通过相应的驱动电路控制三电平变流器中各功率器件的开关。

本发明电压型三电平中点钳位变流器双调制波双载波调制方法的具体步骤如下：

(1)根据载波PWM调制方法，得到相应的三相调制波,其中M为调制度，ω为基波角频率；

$\left\{\begin{array}{c}{U}_a=M\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ U_b=M\sin (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)\\ U_c=M\sin (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right.---\left(1\right)$

（2）将各相调制波U_x（x=a,b,c）分解为上调制波U_xp和下调制波U_xn，根据每个载波周期中的平均中点电流为0的原则，求解上调制波U_xp和下调制波U_xn（其中k为M和ωt的函数，U_z为三相调制波中叠加的零序分量）；

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{xp}}=\frac{U_x+U_z+1-k}{2}(0\≤U_{\mathrm{xp}}\≤1)\\ U_{\mathrm{xn}}=\frac{U_x+U_z-1+k}{2}(-1\≤U_{\mathrm{xn}}\≤0)\end{array}\right.(x=a,b,c)---\left(2\right)$

本发明中给出其具体求解过程：

在传统的三相调制波中叠加零序分量U_z可以提高整个三电平系统的电压利用率，新的调制波为：

U_x'＝U_x+U_z(x＝a,b,c)                    （3）

根据上调制波和下调制波的定义：

U_xp+U_xn＝U_x+U_z(x＝a,b,c)                 （4）

定义d_xo为一个载波周期中x相连接到直流侧电容中点O的占空比，则有：

d_xo＝1+U_xn-U_xp                           （5）

欲使载波调制策略在每个开关周期中对直流电容电压均无影响，应保证：

Σ(1+U_xn-U_xp)·i_x≡0                     （6）

由于i_x与U_x之间的相位差不固定，一个比较实用的解为：

1+U_an-U_ap＝1+U_bn-U_bp＝1+U_cn-U_cp           （7）

且需满足：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{xp}\max }={-U}_{\mathrm{xn}\min }\\ U_{\mathrm{xp}\min }=U_{\mathrm{xn}\max }=0\end{array}\right.(x=a,b,c)---\left(8\right)$

令：

1+U_xn-U_xp＝k    （9）

有：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{xp}}=\frac{U_x+U_z+1-k}{2}\\ U_{\mathrm{xn}}=\frac{U_x+U_z-1+k}{2}\end{array}\right.---\left(10\right)$

根据减小调制算法开关损耗的原则计算k值和U_z

式（10）中有k和U_z两个变量,为了减小系统的开关损耗,可以使一段时间内U_xp为最值（0或1），U_xn为最值（0或-1）,解得:

$\left\{\begin{array}{c}{k}_{\mathrm{xp}\left(1\right)}=U_x+U_z-1\\ k_{\mathrm{xp}\left(0\right)}=U_x+U_z+1\\ k_{\mathrm{xn}\left(0\right)}={-U}_x-U_z+1\\ k_{\mathrm{xn}(-1)}={-U}_x-U_z-1\end{array}\right.(x=a,b,c)---\left(11\right)$

上式中的k_xy(j),x=a,b,c,y=p,n,j=1,0,-1,表示使得x（a,b,c）相的y(p,n)调制波为j（1,0,-1）值时对应的k解。

上式中存在如下约束条件：

$\left\{\begin{array}{c}{k}_{\mathrm{xp}\left(1\right)}={-k}_{\mathrm{xn}\left(0\right)},k_{\mathrm{xp}\left(0\right)}={-k}_{\mathrm{xn}(-1)},(x=a,b,c)\\ k_{\mathrm{xz}\left(j\right)}\≠k_{\mathrm{yz}\left(j\right)},(x,y=a,b,c,x\≠y,z=p,n,j=\mathrm{1,0},-1)\\ k_{\mathrm{xp}\left(1\right)}\≠k_{\mathrm{xp}\left(0\right)},k_{\mathrm{xn}\left(0\right)}\≠k_{\mathrm{xn}(-1)},(x=a,b,c)\end{array}\right.---\left(12\right)$

由于以上的式子中存在U_z这个未知数，可以联立两个k_xy(j)求解U_z：

$U_{\mathrm{zl}}=\left\{\begin{array}{c}1-U_x,k_{\mathrm{xp}\left(1\right)}=k_{\mathrm{xn}\left(0\right)}\\ {-U}_x,k_{\mathrm{xp}\left(1\right)}=k_{\mathrm{xn}(-1)}{\mathrm{ork}}_{\mathrm{xp}\left(0\right)}=k_{\mathrm{xn}\left(0\right)}\\ -1-U_x,k_{\mathrm{xp}\left(0\right)}=k_{\mathrm{xn}(-1)}\end{array}\right.(x=a,b,c)---\left(13\right)$

$U_{z2}=\left\{\begin{array}{c}1-\frac{U_x+U_y}{2},(k_{\mathrm{xp}}=k_{\mathrm{yn}\left(0\right)}{\mathrm{ork}}_{\mathrm{xn}\left(0\right)}=k_{\mathrm{yp}\left(1\right)})\\ -\frac{U_x+U_y}{2},\left(\begin{array}{c}{k}_{\mathrm{xp}\left(1\right)}=k_{\mathrm{yn}(-1)}{\mathrm{ork}}_{\mathrm{xp}\left(0\right)}=k_{\mathrm{yn}\left(0\right)}\\ {\mathrm{ork}}_{\mathrm{xn}\left(0\right)}=k_{\mathrm{yp}\left(0\right)}{\mathrm{ork}}_{\mathrm{xn}(-1)}=k_{\mathrm{yp}\left(1\right)}\end{array}\right)\\ -1-\frac{U_x+U_y}{2},(k_{\mathrm{xp}\left(0\right)}=k_{\mathrm{yn}(-1)}{\mathrm{ork}}_{\mathrm{xn}(-1)}=k_{\mathrm{yp}\left(0\right)})\end{array}\right.(x,y=a,b,c,x\≠y)---\left(14\right)$

U_z和k值需满足：

$\left\{\begin{array}{c}0\≤U_{\mathrm{xp}}=\frac{U_x+U_z+1-k}{2}\≤1\\ -1\≤U_{\mathrm{xn}}=\frac{U_x+U_z-1+k}{2}\≤0\end{array}\right.---\left(15\right)$

满足上式的U_z和k的解及其对应的ωt的范围为：

上式中的k₁/U_z1和k₂/U_z2这两组解会使得d_xo恒为0，这个结果最终会使得三电平调制退化为两电平调制，需舍弃，故实际中只存在如下的解：

$\left\{\begin{array}{c}k=\±[1+(U_b-U_c)/2],U_z=-(U_b+U_c)/2,\mathrm{\ωt}\∈[0,\mathrm{\π}/6]\∪[11\mathrm{\π}/\mathrm{6,2}\mathrm{\π}]\\ k=\±[1+(U_b-U_a)/2],U_z=-(U_a+U_b)/2,\mathrm{\ωt}\∈[\mathrm{\π}/6,\mathrm{\π}/2]\\ k=\±[1+(U_c-U_a)/2],U_z=-(U_c+U_a)/2,\mathrm{\ωt}\∈[\mathrm{\π}/\mathrm{2,5}\mathrm{\π}/6]\\ k=\±[1+(U_c-U_b)/2],U_z=-(U_b+U_c)/2,\mathrm{\ωt}\∈[5\mathrm{\π}/6,7\mathrm{\π}/6,]\\ k=\±[1+(U_a-U_b)/2],U_z=-(U_a+U_b)/2,\mathrm{\ωt}\∈[7\mathrm{\π}/\mathrm{6,3}\mathrm{\π}/2]\\ k=\±[1+(U_a-U_c)/2],U_z=-(U_c+U_a)/2,\mathrm{\ωt}\∈[3\mathrm{\π}/\mathrm{2,11}\mathrm{\π}/6]\end{array}\right.---\left(17\right)$

上式中的k和U_z为分段函数，k在每个π/3区域中有两个解，U_z在每个π/3区域中有一个解，共有2⁶=64个解，其中的绝大多数解都使得U_xp和U_xn不连续，当U_xp和U_xn连续时有：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{xy}(\frac{\mathrm{\π}}{6}-)}=U_{\mathrm{xy}(\frac{\mathrm{\π}}{6}+)}\\ U_{\mathrm{xy}(\frac{\mathrm{\π}}{2}-)}=U_{\mathrm{xy}(\frac{\mathrm{\π}}{2}+)}\\ U_{\mathrm{xy}(\frac{5\mathrm{\π}}{6}-)}=U_{\mathrm{xy}(\frac{5\mathrm{\π}}{6}+)}\\ U_{\mathrm{xy}(\frac{7\mathrm{\π}}{6}-)}=U_{\mathrm{xy}(\frac{7\mathrm{\π}}{6}+)}\\ U_{\mathrm{xy}(\frac{3\mathrm{\π}}{2}-)}=U_{\mathrm{xy}(\frac{3\mathrm{\π}}{2}+)}\\ U_{\mathrm{xy}(\frac{11\mathrm{\π}}{6}-)}=U_{\mathrm{xy}(\frac{11\mathrm{\π}}{6}+)}\end{array}\right.(x=a,b,c,y=p,n)---\left(18\right)$

根据上式，解得使x相的上调制波U_xp（下调制波U_xn）连续的解为：

（3）将k带入式（2）中得到新型调制策略每相的上下调制波U_xp和U_xn，将上下调制波U_xp和U_xn与载波进行比较后输出最终的PWM脉冲给电压型三电平中点钳位变流器。

图3和图4分别为k和Uz分别为k₁、U_z1和k₂、U_z2时的三相上下调制波U_xp和U_xn，相较于传统的单相单调波策略，本发明提出的新型调制策略增加自由度k和U_z，通过k和U_z的合理取值就可以使得调制策略对中点电压的平衡无影响，k和U_z的推导过程较为复杂，但结果十分简单，实现简便易行，同时不受调制度和负载的影响。但需要说明的是，本发明提出的调策略会增加功率器件的开关损耗，与传统的载波SPWM策略相比，增加了1/3倍的器件开关损耗。

Claims (1)

1.电压型三电平中点钳位变流器双调制波双载波调制方法，其特征在于，包括以下步骤：

（1）根据载波PWM调制方法，得到三相调制波：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_a=M\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ U_b=M\sin (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)\\ U_c=M\sin (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中M为调制度，ω为基波角频率；

（2）将各相调制波U_x分解为上调制波U_xp和下调制波U_xn；上调制波U_xp和下调制波U_xn的公式如下：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{xp}}=\frac{U_x+U_z+1-k}{2}(0\≤U_{\mathrm{xp}}\≤1)\\ U_{\mathrm{xn}}=\frac{U_x+U_z-1+k}{2}(-1\≤U_{\mathrm{xn}}\≤0)\end{array}\right.(x=a,b,c)---\left(2\right)$

公式（2）中k=k₁或k₂；当k=k₁时，U_Z=U_Z1;当k=k₂时，U_Z=U_Z2;

（3）将k带入式（2）中得到每相的上调制波U_xp和下调制波U_xn，将上调制波U_xp、下调制波U_xn与载波进行比较后输出最终的PWM脉冲给电压型三电平中点钳位变流器。

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