CN109600065A - 一种三电平变流器不连续脉宽调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种降低共模电压和消除中点电压直流偏移的三电平变流器不连续脉宽调制方法，首先采集三电平变流器的三相电压和三相电流进行预处理，将三相电压重新排序，并利用三相电流预测下一个开关周期的相电流并重新排序，然后根据重新排列的相电压得到所有可能的钳位模式，根据重新排列的下一个周期的相电流计算出中点电流，并根据中点电压控制规则确定钳位模式来控制中点电压，在调制过程中，通过弃用具有高共模电压的基本矢量实现减小共模电压，最后根据钳位模式的占空比模型，计算出调制波，并与钳位模式下确定的载波类型进行比较，以生成特定的PWM开关序列。本发明提出的调制方法不仅能有效的控制中点电压的平衡，降低了系统的开关损耗。

Description

一种三电平变流器不连续脉宽调制方法

技术领域

本发明涉及三电平变流器的调制方法，更具体地说是涉及一种能同时达到降低共模电压，减小开关损耗和消除中点电压直流侧偏移目的的新型不连续脉宽调制方法。

背景技术

随着电力电子技术的发展，三电平变流器具有总谐波畸变率低、器件电压应力低和能量转换效率较高的优点，被广泛应用于各个领域但是往往伴随着中点电压偏移、开关损耗等问题。

中点电压控制是三电平变流器的一个关键技术问题，中点电压偏移、波动不仅会造成变流器输出电压、电流的质量降低，严重时，甚至会造成直流侧电容耐压过高导致损耗，影响变流器系统的使用寿命降低三电平变流器的共模电压也是研究的热点问题之一，较高的共模电压可能会引起一些危害，如电机的绕组绝缘材料的电压应力过高，电磁干扰过强，电机轴电流过大等。

此外，由于功率管开关频率的提高，功率管的开关损耗也随之增加。虽然利用软开关技术，可以有效的减小功率管的开关损耗，但软开关的应用会增加成本，控制复杂，而且调制时受阶段性限制。变流器的开关损耗与具体的调制方式有很大关系，可以通过改进调制方式在一定程度上减小开关损耗。

为使三电平逆变器具有良好的输出特性，高效的脉宽调制策略应满足以下三个要求：

1)具备良好的中点电压平衡能力，同时中点电压存在一定波动时，也能具有较好的输出特性；

2)抑制共模电压，提高系统的稳定性；

3)较小的开关损耗，以提高系统的效率；

事实上，在现有的研究中，降低三电平变流器的共模电压和控制中点电压这两个问题的研究是分离的，很少有研究将这两个问题综合加以解决。

因此，需要提供一种能同时减小开关损耗，降低共模电压和控制中点电压的三电平逆变器的调制方法。

发明内容

本发明的目的就在于为了解决上述问题，提供了一种降低共模电压和消除中点电压直流偏移的三电平变流器不连续脉宽调制方法，在降低系统共模电压的基础上实现中点电压的平衡控制，利用不连续调制方式在一定程度上减小开关损耗，从而实现三电平变流器的优化控制。

本发明通过以下技术方案来实现上述目的：

本发明提供了一种三电平变流器不连续脉宽调制方法，包括如下步骤：

步骤S1、采集所述三电平变流器直流侧上的上电容电压u_C1、下电容电压u_C2，三相输出相电压u_a、u_b、u_c，三相输出电流i_a、i_b、i_c，预测下一个开关周期的相电流i′_a、i′_b和i′_c，对所述相电压和所述相电流进行排序；

步骤S2.通过弃用具有高共模电压的基本电压矢量实现减小共模电压，并得到降低共模电压的空间矢量；

步骤S3.根据大小排序后的三相输出电压和降低共模电压的空间矢量，提出不连续脉宽调制下的钳位模式的约束条件，开关序列，占空比和中点电流模型；

步骤S4.根据所述下一个开关周期的相电流估计出中点电流并根据中点电压控制规则确定钳位模式以控制中点电压；

步骤S5.根据已确定钳位模式下的占空比，计算调制波并与该模式下确定的载波类型比较以生成特定的PWM开关序列。

优选的，所述对所述相电压和所述相电流进行排序具体为：

最大电压u_max＝max(u_a,u_b,u_c)，中间电压u_mid＝mid(u_a,u_b,u_c)和最小电压u_min＝min(u_a,u_b,u_c)；最大电流i′_max＝max(i'_a,i′_b,i'_c)，中间电流i′_mid＝mid(i'_a,i′_b,i'_c)和最小电流i′_min＝min(i'_a,i′_b,i'_c)。

优选的，所述步骤S1中所述预测下一个开关周期的相电流的方法具体为：

S1.1利用Clarke变换将ABC三相静止坐标系下的电流矢量变换为静止参考坐标系αβ下的矢量，即：

[i_α,i_β,i₀]^T＝C_3S/2S[i_a,i_b,i_c]^T (1)

S1.2利用旋转变换来预测下一个开关周期在静止参考坐标系αβ下的电流矢量，即：

S1.3利用反Clarke变换来获得下一个开关周期在ABC三相静止坐标系下的电流矢量，即：

[i′_a,i′_b,i′_c]^T＝C_2S/3S[i′_α,i′_β,i′₀]^T (3)

因此，

其中，变换矩阵 C_2S/3S＝C_3S/2S ^-1。

所述步骤S1中，还包括对采集的相电压和预测的相电流进行重新排序：

最大电压u_max＝max(u_a,u_b,u_c)，中间电压u_mid＝mid(u_a,u_b,u_c)和最小电压u_min＝min(u_a,u_b,u_c)；最大电流i′_max＝max(i'_a,i′_b,i'_c)，中间电流i′_mid＝mid(i'_a,i′_b,i'_c)和最小电流i′_min＝min(i'_a,i′_b,i'_c)；

优选的，所述通过弃用具有高共模电压的基本电压矢量实现减小共模电压，并得到降低共模电压的空间矢量，包括共模电压降低到u_dc/6，其中，u_dc为变流器直流侧电压，并有：u_dc＝u_C1+u_C2。

优选的，所述步骤S4中的中点电压规则，具体为：

中点电压Δu_NP＝u_C2-u_C1>0时的控制规律：

(1)当中点电压Δu_NP＝u_C2-u_C1>0时，如果一个或多个钳位模式伴随着正的中点电流，在这些钳位模式下中点电压都将减小，所以应该选择具有最大中点电流的钳位模式，以尽快恢复中点电压。

(2)当中点电压Δu_NP＝u_C2-u_C1>0时，如果所有钳位模式都伴随着负的中点电流，在这些钳位模式下中点电压将增加，所以应选择具有最小绝对值中点电流的钳位模式，以使中点电压偏移尽可能慢。

而在中点电压Δu_NP＝u_C2-u_C1<0时的控制规律与上述情况刚好相反。

(1)当中点电压Δu_NP＝u_C2-u_C1<0时，如果一个或多个钳位模式伴随着正的中点电流，在这些钳位模式下中点电压都将减小，所以选择具有最小绝对值中点电流的钳位模式，以使中点电压偏移尽可能慢；

(2)当中点电压Δu_NP＝u_C2-u_C1<0时，如果所有钳位模式都伴随着负的中点电流，在这些钳位模式下中点电压将增加，所以选择具有最大中点电流的钳位模式，以尽快恢复中点电压；

优选的，所述步骤S5中，具体包括以下步骤：

步骤S5.1根据几何关系得到所述三电平变流器的双调制波表示为：

式中，u′_X表示所述三电平变流器X相的调制波(X＝max,mid,min)；

步骤S5.2不同钳位模式下最大电压、中间电压和最小电压对应的载波类型具体为：

从而根据已确定钳位模式下的占空比，计算调制波并与该模式下确定的载波类型比较以生成特定的PWM开关序列，其中，PB1和PB2模式表示u_max被钳位到正母线分别基于最近相邻三矢量和非最近相邻三矢量的矢量合成原则来合成参考矢量；NB1和NB2模式表示u_min被钳位到负母线分别基于最近相邻三矢量和非最近相邻三矢量的矢量合成原则来合成参考矢量；NP1、NP2和NP3模式分别表示u_mid被钳位到中点、u_min被钳位到中点和u_max被钳位到中点。

本发明的有益效果在于：

1)本发明在调制过程中，选择共模电压较小的空间矢量，可将系统的共模电压降低到u_dc/6；

2)减小开关损耗；将一相钳位到正母线、负母线或中点，使三相在一个开关周期内总开关动作次数为四次(传统的连续脉宽调制方法动作次数为六次)；

3)根据中点电压控制规则选择合适的钳位模式，以控制中点电压，能完全消除中点电压的直流偏移，并尽可能减小交流纹波。

说明书附图

图1为本发明三电平变流器不连续脉宽调制方法的流程图；

图2为现有技术中中点钳位型三电平变流器的主电路图；

图3为降低共模电压的基本矢量图；

图4a PB1的开关序列；

图4b PB2的开关序列；

图4c NB1的开关序列；

图4d NB1的开关序列；

图4e NP1的应用空间；

图4f NP2的应用空间；

图4g NP3的应用空间；

图5a PB1和PB2的应用区间；

图5b NB1和NB2的应用空间；

图5c NP1的应用空间；

图5d NP2的应用空间；

图5e NP3的应用空间；

图6钳位模式的重叠区域；

图7凸载波的凹载波的图形；

图8PB2模式的开关序列图；

具体实施方式

下面结合附图对本申请作进一步详细描述，有必要在此指出的是，以下具体实施方式只用于对本申请进行进一步的说明，不能理解为对本申请保护范围的限制，该领域的技术人员可以根据上述申请内容对本申请作出一些非本质的改进和调整。

实施例1

本实施例提供了一种降低共模电压和消除中点电压直流偏移的三电平变流器不连续脉宽调制方法，如图1所示，包括以下步骤：

步骤S1：利用电压传感器采集图2中所述三电平变流器直流侧上的上电容电压u_C1、下电容电压u_C2，三相输出相电压u_a、u_b和u_c和三相输出电流i_a、i_b和i_c，判断三相输出相电压大小，得到最大电压u_max＝max(u_a,u_b,u_c)，中间电压u_mid＝mid(u_a,u_b,u_c)和最小电压u_min＝min(u_a,u_b,u_c)；利用采集到的三相输出电流预测下一个开关周期的相电流i′_a、i′_b和i′_c并判断大小，得到最大电流i′_max＝max(i'_a,i′_b,i'_c)，中间电流i′_mid＝mid(i'_a,i′_b,i'_c)和最小电流i′_min＝min(i'_a,i′_b,i'_c)；

具体实施中利用当前开关周期的相电流来预测下一个开关周期的相电流，预测方法如下：

首先，利用Clarke变换将ABC三相静止坐标系下的电流矢量变换为静止参考坐标系αβ下的矢量，即：

[i_α,i_β,i₀]^T＝C_3S/2S[i_a,i_b,i_c]^T (1)

然后，利用旋转变换来预测下一个开关周期在静止参考坐标系αβ下的电流矢量，即：

最后，利用反Clarke变换来获得下一个开关周期在ABC三相静止坐标系下的电流矢量，即：

[i′_a,i′_b,i′_c]^T＝C_2S/3S[i′_α,i′_β,i′₀]^T (3)

由上述部分可总结出，相电流可以通过如下方法预测：

在(1)-(4)式中,变换矩阵 并且C_2S/3S＝C_3S/2S ^-1；

步骤S2：通过弃用具有高共模电压的基本电压矢量，将系统的共模电压降低到u_dc/6，其中，u_dc为变流器直流侧电压，并有：u_dc＝u_C1+u_C2。如图3所示是降低共模电压的空间矢量图，其中虚线代表弃用的基本电压矢量；

步骤S3.根据所述三相输出电压的大小排序和降低共模电压的空间矢量，提出不连续脉宽调制下，所有可能的钳位模式及其约束条件，开关序列，占空比和中点电流模型，其开关序列模型如图4所示；

图5(a)、(b)、(c)、(d)、(e)显示了所有钳位模式的适用区域。从中可以看出这些钳位模式存在许多重叠区域，如图6所示。单一钳位模式区域内，虽然中点电压不可控，但满足中点电压自平衡条件。当参考矢量位于钳位模式重叠区域时，选择适当的钳位模式，就可以实现对中点电压的控制。

步骤S4.根据所述下一个开关周期的相电流估计出中点电流并根据中点电压控制规则确定钳位模式以控制中点电压，具体规则；

中点电压Δu_NP＝u_C2-u_C1>0时的控制规律：

(1)当中点电压Δu_NP＝u_C2-u_C1>0时，如果一个或多个钳位模式伴随着正的中点电流，在这些钳位模式下中点电压都将减小，所以选择具有最大中点电流的钳位模式，以尽快恢复中点电压；

(2)当中点电压Δu_NP＝u_C2-u_C1>0时，如果所有钳位模式都伴随着负的中点电流，在这些钳位模式下中点电压将增加，所以选择具有最小绝对值中点电流的钳位模式，以使中点电压偏移尽可能慢；

而在中点电压Δu_NP＝u_C2-u_C1<0时的控制规律与上述情况刚好相反；

(1)当中点电压Δu_NP＝u_C2-u_C1<0时，如果一个或多个钳位模式伴随着正的中点电流，在这些钳位模式下中点电压都将减小，所以选择具有最小绝对值中点电流的钳位模式，以使中点电压偏移尽可能慢；

(2)当中点电压Δu_NP＝u_C2-u_C1<0时，如果所有钳位模式都伴随着负的中点电流，在这些钳位模式下中点电压将增加，所以选择具有最大中点电流的钳位模式，以尽快恢复中点电压；

具体实施中一个开关周期内，中点电压变化与中点电流之间的关系为:

其中，C₁和C₂分别是上下电容容值，u_C1和u_C2分别是上下电容电压，I_m是电流峰值，T_s是采样时间，是归一化的中点电流。由此可知，正的中点电流使中点电压降低，负的中点电流使中点电压升高。

步骤S5.根据已确定钳位模式下的占空比，计算调制波并与该模式下确定的载波类型比较以生成特定的PWM开关序列；

步骤S5.1：根据几何关系得到所述三电平变流器的双调制波表示为：

式中，u′_X表示所述三电平变流器X相的调制波(X＝max,mid,min)；

步骤S5.2：不同钳位模式下最大电压、中间电压和最小电压对应的载波类型具体为：

图7分别显示了凹载波和凸载波。图8以PB2模式为例，给出了将调制波与该模式下确定的载波类型进行比较以生成特定的PWM开关序列。

实施例2

以参考向量落在PB1和NB2的重叠区域为例，首先计算各自的中点电流

根据下一个周期重新排列的相电流得PB1模式下的中点电流：

i_NP,PB1＝(2-u_max+u_mid)i′_mid+(2-u_max+u_min)i′_min

NB2模式下的中点电流：

i_NP,NB2＝(2-u_max+u_min)i′_max+(u_mid-u_min)i′_mid

当中点电压Δu_NP＝u_C2-u_C1>0，如果i_NP,PB1和i_NP,NB2都大于零，应该选择具有最大中点电流的钳位模式，以尽快恢复中点电压；如果i_NP,PB1和i_NP,NB2异号，应该选择具有正的中点电流的钳位模式，以尽快恢复中点电压；如果i_NP,PB1和i_NP,NB2都小于零，应该选择具有最小绝对值的中点电流的钳位模式，以使中点电压偏移尽可能慢。而在中点电压Δu_NP＝u_C2-u_C1<0时的控制规律与上述情况刚好相反。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种三电平变流器不连续脉宽调制方法，其特征在于，所述方法包括如下步骤：

步骤S1、采集所述三电平变流器直流侧上的上电容电压u_C1、下电容电压u_C2，三相输出相电压u_a、u_b、u_c，三相输出电流i_a、i_b、i_c，根据采集的所述三相输出电流预测下一个开关周期的相电流i′_a、i′_b和i′_c，对所述三相输出电压和预测的相电流进行排序；

步骤S2、通过弃用具有高共模电压的基本电压矢量实现减小共模电压，并得到降低共模电压的空间矢量；

步骤S3、根据大小排序后的三相输出电压和降低共模电压的空间矢量，提出不连续脉宽调制下的钳位模式的约束条件，开关序列，占空比和中点电流模型；

步骤S4、根据所述下一个开关周期的相电流估计出中点电流并根据中点电压控制规则确定钳位模式以控制中点电压；

步骤S5、根据已确定钳位模式下的占空比，计算调制波并与该模式下确定的载波类型比较以生成特定的PWM开关序列。

2.根据权利要求1所述的三电平变流器不连续脉宽调制方法，其特征在于，所述对所述相电压和所述相电流进行排序具体为：

最大电压u_max＝max(u_a,u_b,u_c)，中间电压u_mid＝mid(u_a,u_b,u_c)和最小电压u_min＝min(u_a,u_b,u_c)；最大电流i′_max＝max(i'_a,i′_b,i'_c)，中间电流i′_mid＝mid(i'_a,i′_b,i'_c)和最小电流i′_min＝min(i'_a,i′_b,i'_c)。

3.根据权利要求2所述的三电平变流器不连续脉宽调制方法，其特征在于，所述步骤S1中所述预测下一个开关周期的相电流的方法具体为：

S1.1、利用Clarke变换将ABC三相静止坐标系下的电流矢量变换为静止参考坐标系αβ下的矢量，即：

[i_α,i_β,i₀]^T＝C_3S/2S[i_a,i_b,i_c]^T (1)

S1.2、利用旋转变换来预测下一个开关周期在静止参考坐标系αβ下的电流矢量，即：

S1.3、利用反Clarke变换来获得下一个开关周期在ABC三相静止坐标系下的电流矢量，即：

[i′_a,i′_b,i′_c]^T＝C_2S/3S[i′_α,i′_β,i′₀]^T (3)

其中，变换矩阵 C_2S/3S＝C_3S/2S ^-1。

4.根据权利要求3所述的三电平变流器不连续脉宽调制方法，其特征在于，所述通过弃用具有高共模电压的基本电压矢量实现减小共模电压，并得到降低共模电压的空间矢量，包括共模电压降低到u_dc/6，其中，u_dc为变流器直流侧电压，并有：u_dc＝u_C1+u_C2。

5.根据权利要求3所述的三电平变流器不连续脉宽调制方法，其特征在于，所述步骤S4中的中点电压规则，具体为：

中点电压Δu_NP＝u_C2-u_C1>0时的控制规律：

(1)当中点电压Δu_NP＝u_C2-u_C1>0时，如果一个或多个钳位模式伴随着正的中点电流，在这些钳位模式下中点电压都将减小，所以选择具有最大中点电流的钳位模式，以尽快恢复中点电压；

(2)当中点电压Δu_NP＝u_C2-u_C1>0时，如果所有钳位模式都伴随着负的中点电流，在这些钳位模式下中点电压将增加，所以选择具有最小绝对值中点电流的钳位模式，以使中点电压偏移尽可能慢；

而在中点电压Δu_NP＝u_C2-u_C1<0时的控制规律与上述情况刚好相反；

(1)当中点电压Δu_NP＝u_C2-u_C1<0时，如果一个或多个钳位模式伴随着正的中点电流，在这些钳位模式下中点电压都将减小，所以选择具有最小绝对值中点电流的钳位模式，以使中点电压偏移尽可能慢；

(2)当中点电压Δu_NP＝u_C2-u_C1<0时，如果所有钳位模式都伴随着负的中点电流，在这些钳位模式下中点电压将增加，所以选择具有最大中点电流的钳位模式，以尽快恢复中点电压；

在一个开关周期内，中点电压变化与中点电流之间的关系为:

根据该关系公式，正的中点电流使中点电压降低，负的中点电流使中点电压升高，

其中，C₁和C₂分别是上下电容容值，u_C1和u_C2分别是上下电容电压，I_m是电流峰值，T_s是采样时间，是归一化的中点电流。

6.根据权利要求5所述的三电平变流器不连续脉宽调制方法，其特征在于，所述步骤S5具体包括以下步骤：

步骤S5.1根据几何关系得到所述三电平变流器的双调制波表示为：

式中，u′_X表示所述三电平变流器X相的调制波其中，X＝(max,mid,min)；

步骤S5.2不同钳位模式下最大电压、中间电压和最小电压对应的载波类型具体为：

从而根据已确定钳位模式下的占空比，计算调制波并与该模式下确定的载波类型比较以生成特定的PWM开关序列，其中，PB1和PB2模式表示u_max被钳位到正母线分别基于最近相邻三矢量和非最近相邻三矢量的矢量合成原则来合成参考矢量；NB1和NB2模式表示u_min被钳位到负母线分别基于最近相邻三矢量和非最近相邻三矢量的矢量合成原则来合成参考矢量；NP1、NP2和NP3模式分别表示u_mid被钳位到中点、u_min被钳位到中点和u_max被钳位到中点。