CN111064377A - 避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步载波dpwm方法 - Google Patents

Abstract

一种避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步载波DPWM方法。所述方法通过在三相正弦波上叠加零序分量U_{0_p}＝1‑max得到可将相电压钳位于P电平的U_{i_p}；通过在三相正弦波上叠加零序分量U_{0_n}＝‑min‑1得到可将相电压钳位于N电平的U_{i_n}；通过在相角0到60度、120到180度、240到300度区域使用U_{i_n}或U_{i_p}、在其余区域使用U_{i_p}或U_{i_n}作为调制波，并利用调制波与特定方向的三角载波比较，分别实现同步载波DPWM I和同步载波DPWM IV；通过在相角30到90度、150到210度、270到330度区域使用U_{i_n}或U_{i_p}、在其余区域使用U_{i_p}或U_{i_n}作为调制波，并利用调制波与特定方向的三角载波比较，分别实现同步载波DPWM II和同步载波DPWM III。本发明同步载波DPWM方法能够有效降低开关频率并避免相电压两电平跳变，且其计算简单、实现方便。

Description

避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步载波DPWM方法

技术领域

本发明涉及一种PWM控制方法。

背景技术

三电平中点钳位(neutral point clamped,NPC)逆变器的主电路拓扑如图1所示，其具备器件电压应力低，输出电压和电流质量高、结构简单等优势，因此在牵引传动、风力发电、挖掘盾构等领域得到了广泛应用。

通过控制各功率器件的通断，三电平NPC逆变器每相由高到低可输出P、O、N三种不同的电平状态，其共对应27个不同的电压空间矢量，如图2所示。图2中，诸如0度、180 度等角度代表相应度数的相角，每360度相角对应一个基波周期。以300度相角处的NOP 为例，其代表A相输出N电平、B相输出O电平、C相输出P电平。

三电平NPC逆变器各空间矢量依据幅值和输出电平状态可分类为零矢量、P型小矢量、 N型小矢量、中矢量和大矢量。定义三电平NPC逆变器直流侧电压为Udc，则各空间矢量的具体分类如表1所示。

表1三电平NPC逆变器各电压空间矢量分类

当三电平NPC逆变器应用于大功率电机的牵引传动系统时，其具备宽频率输出范围的特点。文献《一种基于平均误差电流矢量幅值的三电平逆变器输出波形质量评价方法》(张国政,阎彦,王志强,等.[J].中国电机工程学报,2017,37(21):6410-6417.)指出，随着输出基波频率的增大，在载波比较低时，采用传统的异步调制策略会导致逆变器输出波形中产生大量的谐波。因此，需要采用同步调制策略来保证逆变器输出波形的同步性与对称性，以达到提高逆变器输出波形质量的目的。除此之外，大功率三电平NPC逆变器各功率器件每次开关动作的开关损耗不可忽视，为降低开关损耗，必须尽可能的降低功率器件的开关频率。

针对可以降低开关频率的同步调制策略，文献《Space-vector-basedsynchronized three-level discontinuous PWM for medium-voltage high-power VSI》(Beig AR,Kanukollu S, Hosani K A,et al.[J].IEEE Transactions on IndustrialElectronics,2014,61(8):3891–3901.)在保证输出相电压波形满足同步、三相对称(three-phase symmetry，TPS)和半波对称(half-wave symmetry，HWS)的基础上提出了四种同步DPWM(synchronized DPWM，SDPWM)开关序列，分别定义为SDPWM I、SDPWM II、SDPWMIII和SDPWM IV，其均可以消除线电压中3 的倍数次谐波和偶次谐波，从而改善了输出波形质量。四种SDPWM开关序列对应的相电压钳位状态如图3所示，具体如下：

SDPWM I在相角0到60度、120到180度、240到300度区域，小矢量只使用N型小矢量、零矢量只使用NNN，在其余区域小矢量只使用P型小矢量、零矢量只使用PPP；

SDPWM IV在相角0到60度、120到180度、240到300度区域，小矢量只使用P型小矢量、零矢量只使用PPP，在其余区域小矢量只使用N型小矢量、零矢量只使用NNN；

SDPWM II在相角30到90度、150到210度、270到330度区域，小矢量只使用P型小矢量、零矢量只使用PPP，在其余区域小矢量只使用N型小矢量、零矢量只使用NNN；

SDPWM III在相角30到90度、150到210度、270到330度区域，小矢量只使用N型小矢量、零矢量只使用NNN，在其余区域小矢量只使用P型小矢量、零矢量只使用PPP。

假定载波比为12，四种SDPWM开关序列作用下的A相输出相电压如图4所示。

文献《大功率三电平逆变器脉宽调制及磁场定向控制的研究》(殷正刚.[D].北京:中国科学院大学,2012)指出，三电平NPC逆变器在大功率场合下要严格避免相电压两电平跳变，即避免输出相电压电平状态由P直接到N或由N直接到P，否则一相桥臂的四个串联功率器件同时动作易造成各器件动态压降不等而损坏。对比图4中各SDPWM作用下的相电压波形，可发现SDPWM II、SDPWM III、SDPWM IV可能出现相电压两电平跳变，从而限制了其在三电平逆变器中的应用。

除存在相电压两电平跳变的缺陷外，各SDPWM开关序列在实现过程中还需计算电压空间矢量的作用时间，运算量较大且不可避免存在一定的计算误差，工程应用较为复杂。

发明内容

为克服传统同步DPWM开关序列存在的相电压两电平跳变和计算复杂的缺陷，本发明提出一种避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步载波DPWM方法。本发明在保证输出相电压波形满足同步、三相对称(TPS)、半波对称(HWS)的基础上避免了两电平跳变，更适用于大功率三电平逆变器。此外，本发明直接利用调制波与载波比较得到各功率器件的PWM信号，计算简单、实现方便。

针对三电平逆变器，本发明避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步载波DPWM方法通过在三相正弦波上叠加零序分量U_{0_p}＝1-max得到将相电压钳位于P电平的三相调制波 U_{i_p}；通过在三相正弦波上叠加零序分量U_{0_n}＝-min-1得到将相电压钳位于N电平的三相调制波U_{i_n}；通过在相角0到60度、120到180度、240到300度区域使用将相电压钳位于N 电平的三相调制波U_{i_n}或使用将相电压钳位于P电平的三相调制波U_{i_p}、在其余区域使用将相电压钳位于P电平的三相调制波U_{i_p}或使用将相电压钳位于N电平的三相调制波U_{i_n}，并利用所述的三相调制波与特定方向的三角载波比较，分别实现同步载波DPWM I和同步载波 DPWMIV；通过在相角30到90度、150到210度、270到330度区域使用将相电压钳位于 N电平的三相调制波U_{i_n}或使用将相电压钳位于P电平的三相调制波U_{i_p}、在其余区域使用将相电压钳位于P电平的三相调制波U_{i_p}或使用将相电压钳位于N电平的三相调制波U_{i_n}，并利用所述的三相调制波与特定方向的三角载波比较，分别实现同步载波DPWM II和同步载波DPWM III。

本发明定义三电平逆变器输出的三个电平状态由高到低分别为P电平、O电平和N电平，所述的相电压两电平跳变指的是相电压电平由P直接变为N或由N直接变为P。

本发明避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步载波DPWM方法具体如下：

1、确定避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步DPWM I/II/III/IV对应的开关序列

所述避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步DPWM I/II/III/IV对应的开关序列具体如下：

对于同步DPWM I，令载波比为12，在相角0到60度区域，当调制比小于0.5时，对应开关序列为ONO→NNO→NNN、NNN→NNO→ONO、ONO→ONN→NNN、NNN→ONN →ONO；当调制比位于0.5到0.577之间时，对应开关序列为ONP→ONO→NNO、NNN→ NNO→ONO、ONO→ONN→NNN、ONN→ONO→PNO；当调制比位于0.577到1之间时，对应开关序列为ONP→ONO→NNO、ONO→ONP→PNP、PNP→PNO→ONO、ONN→ONO →PNO；当调制比大于1时，对应开关序列为ONO→ONP→PNP、PNP→ONP→ONO、ONO →PNO→PNP、PNP→PNO→ONO；

对于同步DPWM II，令载波比为12，在相角0到60度区域，当调制比小于0.5时，对应开关序列为OOP→POP→PPP、PPP→POP→OOP、ONO→ONN→NNN、NNN→ONN→ ONO；当调制比位于0.5到0.577之间时，对应开关序列为ONP→OOP→POP、PPP→POP →OOP、ONO→ONN→NNN、ONN→ONO→PNO；当调制比位于0.577到1之间时，对应开关序列为ONP→OOP→POP、POP→PNP→ONP、PNP→PNO→ONO、ONN→ONO→PNO；当调制比大于1时，对应开关序列为ONP→PNP→POP、POP→PNP→ONP、PNP→PNO→ ONO、ONO→PNO→PNP；

对于同步DPWM III，令载波比为12，在相角0到60度区域，当调制比小于0.5时，对应开关序列为ONO→NNO→NNN、NNN→NNO→ONO、POO→POP→PPP、PPP→POP→ POO；当调制比位于0.5到0.577之间时，对应开关序列为ONP→ONO→NNO、NNN→NNO →ONO、POO→POP→PPP、POP→POO→PNO；当调制比位于0.577到1之间时，对应开关序列为ONP→ONO→NNO、ONO→ONP→PNP、PNO→PNP→POP、POP→POO→PNO；当调制比大于1时，对应开关序列为PNP→ONP→ONO、ONO→ONP→PNP、PNO→PNP→POP、 POP→PNP→PNO；

对于同步DPWM IV，令载波比为12，在相角0到60度区域，当调制比小于0.5时，对应开关序列为OOP→POP→PPP、PPP→POP→OOP、POO→POP→PPP、PPP→POP→POO；当调制比位于0.5到0.577之间时，对应开关序列为ONP→OOP→POP、PPP→POP→OOP、 POO→POP→PPP、POP→POO→PNO；当调制比位于0.577到1之间时，对应开关序列为 ONP→OOP→POP、POP→PNP→ONP、PNO→PNP→POP、POP→POO→PNO；当调制比大于1时，对应开关序列为ONP→PNP→POP、POP→PNP→ONP、PNO→PNP→POP、POP →PNP→PNO。

2、确定三相正弦波表达式

所述三相正弦波定义如下：

式(1)中，V_a、V_b、V_c为三相正弦波，A代表标幺后的正弦波幅值，有0≤A≤1，f_b代表正弦波频率，t为时间。

3、确定将相电压钳位于P电平的零序分量

通过三相正弦波叠加零序分量U_{0_p}得到将相电压钳位于P电平的三相调制波U_{i_p}。所述将相电压钳位于P电平的零序分量U_{0_p}定义如下：

U_{0_p}＝1-max (2)

对U_{0_p}定义中，max代表三相正弦波V_a、V_b和V_c的最大值。通过三相正弦波叠加零序分量U_{0_p}得到将相电压钳位于P电平的三相调制波U_{i_p}，即：

U_{a_p}＝V_a+U_{0_p} U_{b_p}＝V_b+U_{0_p} U_{c_p}＝V_c+U_{0_p} (3)

4、确定将相电压钳位于N电平的零序分量

通过三相正弦波叠加零序分量U_{0_n}得到将相电压钳位于N电平的三相调制波U_{i_n}。所述将相电压钳位于N电平的零序分量U_{0_n}定义如下：

U_{0_n}＝-min-1 (4)

对U_{0_n}定义中，min代表三相正弦波V_a、V_b和V_c的最小值。通过三相正弦波叠加零序分量U_{0_n}得到将相电压钳位于N电平的三相调制波U_{i_n}，即：

U_{a_n}＝V_a+U_{0_n} U_{b_n}＝V_b+U_{0_n} U_{c_n}＝V_c+U_{0_n}

5、确定各同步载波DPWM的三相调制波表达式以及各同步载波DPWM使用的三角载波

(1)确定下降方向起始的三角载波表达式

所述对下降方向起始的三角载波定义如下：

式(5)中，Dncarrier1、Dncarrier2分别代表下降方向起始的同相层叠三角载波的上三角载波和下三角载波；Carrier1、Carrier2分别代表初始方向为下降方向的同相层叠三角载波的上三角载波和下三角载波，flag1为Carrier1、Carrier2对应的方向标志位，其中，flag1＝0 时对应Carrier1、Carrier2为下降方向，flag1＝1时对应Carrier1、Carrier2为上升方向；Carrier3、 Carrier4代表初始方向为上升方向的同相层叠三角载波的上三角载波和下三角载波，flag2为 Carrier3、Carrier4对应的方向标志位，其中，flag2＝0时对应Carrier3、Carrier4为下降方向，flag2＝1时对应Carrier3、Carrier4为上升方向。

Carrier1、Carrier2、flag1和Carrier3、Carrier4、flag2的具体计算方法如下：

式(6)中，f_c为三角载波频率，t_c为三角载波时间因子。t_c的计算方法如下：

t_c＝t-(floor(f_ct))/f_c (7)

对t_c的计算中，t代表时间，floor表示将数值向下取整。

(2)确定上升方向起始的三角载波表达式

所述对上升方向起始的三角载波定义如下：

式(8)中，中，Upcarrier1、Upcarrier2分别代表上升方向起始的同相层叠三角载波的上三角载波和下三角载波；Carrier1、Carrier2分别代表初始方向为下降方向的同相层叠三角载波的上三角载波和下三角载波，flag1为Carrier1、Carrier2对应的方向标志位；Carrier3、 Carrier4代表初始方向为上升方向的同相层叠三角载波的上三角载波和下三角载波，flag2为 Carrier3、Carrier4对应的方向标志位。

(3)确定同步载波DPWM I的三相调制波和三角载波

所述同步载波DPWM I对应的三相调制波选择方法如下：

在相角0到60度、120到180度、240到300度区域选用将相电压钳位于N电平的三相调制波U_{i_n}作为调制波，在其余的相角区域选用将相电压钳位于P电平的三相调制波U_{i_p}作为调制波；

所述同步载波DPWM I对应的三角载波选择方法如下：

当调制比小于1时，在相角0到60度、120到180度、240到300度区域，选用上升方向起始的三角载波；在其余的相角区域，选用下降方向起始的三角载波。

当调制比大于1时，在相角0到60度、120到180度、240到300度区域，选用下降方向起始的三角载波；在其余的相角区域，选用上升方向起始的三角载波。

(4)确定同步载波DPWM IV的三相调制波和三角载波

所述同步载波DPWM IV对应的三相调制波选择方法如下：

在相角0到60度、120到180度、240到300度区域选用将相电压钳位于P电平的三相调制波U_{i_p}作为调制波，在其余的相角区域选用将相电压钳位于N电平的三相调制波U_{i_n}作为调制波；

所述同步载波DPWM IV对应的三角载波选择方法如下：

在相角0到60度、120到180度、240到300度区域，选用下降方向起始的三角载波；在其余的相角区域，选用上升方向起始的三角载波。

(5)确定同步载波DPWM II的三相调制波和三角载波

所述同步载波DPWM II对应的三相调制波选择方法如下：

在相角30到90度、150到210度、270到330度区域选用相电压钳位于N电平的三相调制波U_{i_n}作为调制波，在其余的相角区域选用相电压钳位于P电平的三相调制波U_{i_p}作为调制波；

所述同步载波DPWM II对应的三角载波选择方法如下：

当载波比为12或24时，在相角30到90度、150到210度、270到330度区域，选用上升方向起始的三角载波；在其余的相角区域，选用下降方向起始的三角载波。

当载波比为6或18且调制比小于1时，在相角30到90度、150到210度、270到330 度区域，选用下降方向起始的三角载波；在其余的相角区域，选用上升方向起始的三角载波。

当载波比为6或18且调制比大于1时，在相角30到90度、150到210度、270到330 度区域，选用上升方向起始的三角载波；在其余的相角区域，选用下降方向起始的三角载波。

(6)确定同步载波DPWM III的三相调制波和三角载波

所述同步载波DPWM III对应的三相调制波选择方法如下：

在相角30到90度、150到210度、270到330度区域选用将相电压钳位于P电平的三相调制波U_{i_p}作为调制波，在其余的相角区域选用将相电压钳位于N电平的三相调制波U_{i_n}作为调制波；

所述同步载波DPWM III对应的三角载波选择方法如下：

当载波比为12或24时，在相角30到90度、150到210度、270到330度区域，选用下降方向起始的三角载波；在其余的相角区域，选用上升方向起始的三角载波。

当载波比为6或18且调制比小于1时，在相角30到90度、150到210度、270到330 度区域，选用上升方向起始的三角载波；在其余的相角区域，选用下降方向起始的三角载波。

当载波比为6或18且调制比大于1时，在相角30到90度、150到210度、270到330 度区域，选用下降方向起始的三角载波；在其余的相角区域，选用上升方向起始的三角载波。

6、利用三相调制波与三角载波比较得到各功率器件的开关信号

本发明利用调制波与三角载波比较得到三电平逆变器各功率器件的开关信号，从而快速实现调制。定义三电平逆变器由上到下四个功率器件分别为T₁、T₂、T₃、T₄，则具体比较规则为：

1)当调制波为1或调制波同时大于Carrier_up、Carrier_dn时，控制三电平逆变器对应相T₁、T₂导通，T₃、T₄关断，输出P电平；

2)当调制波为-1或调制波同时小于Carrier_up、Carrier_dn时，控制三电平逆变器对应相T₁、T₂关断，T₃、T₄导通，输出N电平；

3)当调制波小于Carrier_up且大于Carrier_dn时，控制三电平逆变器对应相T₁、T₄关断，T₂、T₃导通，输出O电平。

上述比较规则中，Carrier_up和Carrier_dn定义如下：

当三角载波选用下降方向起始的三角载波时，有：

当三角载波选用上升方向起始的三角载波时，有：

上述定义中，Carrier_up和Carrier_dn分别代表所使用特定方向的同相层叠三角载波的上三角载波和下三角载波，Upcarrier1、Upcarrier2分别代表上升方向起始的同相层叠三角载波的上三角载波和下三角载波，Dncarrier1、Dncarrier2分别代表下降方向起始的同相层叠三角载波的上三角载波和下三角载波。

附图说明

图1三电平NPC逆变器拓扑图；

图2三电平NPC逆变器对应的空间电压矢量图；

图3四种传统同步DPWM开关序列作用下的相电压钳位状态；

图4a、图4b、图4c、图4d四种传统同步DPWM开关序列作用下的A相电压，其中：图4a为参考电压位于区域1、2时的A相电压；图4b为参考电压位于区域1、2、3、4时的 A相电压；图4c为参考电压位于区域3、4、5、6时的A相电压；图4d为参考电压位于区域5、6时的A相电压；

图5通过调制波与三角载波比较得到开关序列

的示意图；

图6通过调制波与三角载波比较得到开关序列

的示意图；

图7通过调制波与三角载波比较得到开关序列

的示意图；

图8载波比12下，本发明避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步载波DPWM 方法的流程图；

图9a、图9b、图9c是实施例中传统同步DPWM在载波比12下的相电压及线电压频谱分析，其中：图9a为参考电压位于区域5、6时，传统同步DPWM II的相电压及线电压频谱分析，图9b为参考电压位于区域1、2、3、4时，传统同步DPWM III的相电压及线电压频谱分析，图9c为参考电压位于区域5、6时，传统同步DPWM IV的相电压及线电压频谱分析；

图10a、图10b、图10c、图10d是实施例中本发明方法下同步载波DPWM I在载波比12下的相电压、调制波与载波及线电压频谱分析，其中：图10a为参考电压位于区域1、2时的仿真结果，图10b为参考电压位于区域1、2、3、4时的仿真结果，图10c为参考电压位于区域3、4、5、6时的仿真结果，图10d为参考电压位于区域5、6时的仿真结果；

图11a、图11b、图11c、图11d是实施例中本发明方法下同步载波DPWM II在载波比12下的相电压、调制波与载波及线电压频谱分析，其中：图11a为参考电压位于区域1、2 时的仿真结果，图11b为参考电压位于区域1、2、3、4时的仿真结果，图11c为参考电压位于区域3、4、5、6时的仿真结果，图11d为参考电压位于区域5、6时的仿真结果；

图12a、图12b、图12c、图12d是实施例中本发明方法下同步载波DPWM III在载波比12下的相电压、调制波与载波及线电压频谱分析，其中：图12a为参考电压位于区域1、2 时的仿真结果，图12b为参考电压位于区域1、2、3、4时的仿真结果，图12c为参考电压位于区域3、4、5、6时的仿真结果，图12d为参考电压位于区域5、6时的仿真结果；

图13a、图13b、图13c、图13d是实施例中本发明方法下同步载波DPWM IV在载波比12下的相电压、调制波与载波及线电压频谱分析，其中：图13a为参考电压位于区域1、2 时的仿真结果，图13b为参考电压位于区域1、2、3、4时的仿真结果，图13c为参考电压位于区域3、4、5、6时的仿真结果，图13d为参考电压位于区域5、6时的仿真结果；

图14a、图14b、图14c是实施例中本发明方法下同步载波DPWM I在不同载波比下的相电压、调制波与载波，其中：图14a为载波比6下的仿真结果，图14b为载波比18下的仿真结果，图14c为载波比24下的仿真结果；

图15a、图15b、图15c是实施例中本发明方法下同步载波DPWM II在不同载波比下的相电压、调制波与载波，其中：图15a为载波比6下的仿真结果，图15b为载波比18下的仿真结果，图15c为载波比24下的仿真结果；

图16a、图16b、图16c是实施例中本发明方法下同步载波DPWM III在不同载波比下的相电压、调制波与载波，其中：图16a为载波比6下的仿真结果，图16b为载波比18下的仿真结果，图16c为载波比24下的仿真结果；

图17a、图17b、图17c是实施例中本发明方法下同步载波DPWM IV在不同载波比下的相电压、调制波与载波，其中：图17a为载波比6下的仿真结果，图17b为载波比18下的仿真结果，图17c为载波比24下的仿真结果。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步说明。

针对三电平逆变器，本发明避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步载波DPWM方法通过在三相正弦波上叠加零序分量U_{0_p}＝1-max得到将相电压钳位于P电平的U_{i_p}；通过在三相正弦波上叠加零序分量U_{0_n}＝-min-1得到将相电压钳位于N电平的U_{i_n}；通过在相角0到60度、120到180度、240到300度区域使用将相电压钳位于N电平的三相调制波U_{i_n}或使用将相电压钳位于P电平的三相调制波U_{i_p}、在其余区域使用将相电压钳位于P电平的三相调制波U_{i_p}或使用将相电压钳位于N电平的三相调制波U_{i_n}，并利用三相调制波与特定方向的三角载波比较，分别实现同步载波DPWM I和同步载波DPWM IV；通过在相角30 到90度、150到210度、270到330度区域使用将相电压钳位于N电平的三相调制波U_{i_n}或使用将相电压钳位于P电平的三相调制波U_{i_p}、在其余区域使用将相电压钳位于P电平的三相调制波U_{i_p}或使用将相电压钳位于N电平的三相调制波U_{i_n}，并利用三相调制波与特定方向的三角载波比较，分别实现同步载波DPWM II和同步载波DPWM III。

本发明避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步载波DPWM方法具体如下：

1、确定避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步DPWM开关序列

本发明避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步载波DPWM方法原理在于基于载波实现可避免相电压两电平跳变的同步DPWM I、同步DPWM II、同步DPWM III和同步DPWM IV。故首先确定可避免相电压两电平跳变的同步DPWM I、同步DPWM II、同步 DPWMIII和同步DPWM IV各自对应的开关序列。

以同步DPWM IV为例，如图4d所示，当参考电压由区域A.6进入B.5时，同步DPWM IV在连续两个采样周期内的开关序列为PNO→PNP→POP→ONN→PNN→PNO。此时扇区A 和扇区B交界处的矢量为POP→ONN，会导致相电压两电平跳变和三相功率器件同时动作。为避免交界处的矢量为POP→ONN，可采用对偶模式来修改开关序列，即将开关序列修改为 POP→PNP→PNO→PNO→PNN→ONN。

再以同步DPWM II为例，如图4d所示，当参考电压由区域A.6进入B.5时，同步DPWMII在连续两个采样周期内的开关序列为ONO→PNO→PNP→ONN→PNN→PNO。此时扇区A 和扇区B交界处的矢量为PNP→ONN，会导致C相的相电压出现两电平跳变。为避免交界处的矢量为PNP→ONN，可采用对偶模式来修改开关序列，即将开关序列修改为PNP→PNO →ONO→PNO→PNN→ONN。

在保证输出相电压波形满足同步、半波对称、三相对称的前提下，利用对偶模式来修改开关序列的思路，可得到避免相电压两电平跳变的同步DPWM I、同步DPWM II、同步DPWM III和同步DPWM IV。假定载波比为12，四种可避免相电压两电平跳变的同步DPWM开关序列总结于表2。

2、确定三相正弦波表达式

表2避免相电压两电平跳变的同步DPWM I、同步DPWM II、同步DPWM III和同步DPWM IV

为基于载波实现可避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步DPWM I、同步DPWMII、同步DPWM III和同步DPWM IV，本发明方法需确定各同步载波DPWM方法各自对应的三相调制波表达式和三角载波表达式。三相调制波表达式由三相正弦波叠加零序分量得到，故首先确定三相正弦波表达式。

3、确定将相电压钳位于P电平的零序分量

本发明方法可将相电压钳位于P电平的零序分量U_{0_p}＝1-max，其中max代表三相正弦波的最大值。对零序分量U_{0_p}推导过程如下：

由表2可知，当参考电压位于图2所示的六边形区域内时，可将相电压钳位于P电平的各同步DPWM为零矢量首发且冗余零矢量只使用PPP的开关序列；当参考电压位于图2所示的六边形区域外时，可将相电压钳位于P电平的各同步DPWM为小矢量首发且冗余小矢量只使用P型小矢量的开关序列。

首先推导零矢量首发且冗余零矢量只使用PPP的开关序列对应的零序分量表达式。

假定参考电压位于图2中的区域A.1，零矢量首发且冗余零矢量使用PPP和OOO的开关序列为

通过调制波与三角载波比较得到开关序列

的示意图如图5所示。定义采样周期为T_S，PPP、OOO、POP、OOP 在一个采样周期内的作用时间分别为k₁T₀、(1-k₁)T₀、T₁、T₂，则有：

式(11)中，V_a、V_b和V_c分别代表A相、B相和C相正弦波，U_{a_p}、U_{b_p}和U_{c_p}对应可将相电压钳位于P电平的三相调制波，U_{0_p}为可将相电压钳位于P电平的零序分量，k₁为冗余零矢量为PPP和OOO的时间分配因子，有0≤k₁≤1，Ts代表采样周期。由图5可进一步得式(12)：

由式(11)和式(12)可得到：

U_{0_p}＝k₁+(k₁-1)V_b-k₁V_c (13)

当同步DPWM为零矢量首发且冗余零矢量只使用PPP的开关序列，对应式(13)中k₁＝1，则有U_{0_p}＝1-V_c。

进一步推导小矢量首发且冗余小矢量只使用P型小矢量的开关序列对应的零序分量表达式。

假定参考电压位于图2中的区域A.5，则小矢量首发的开关序列为

利用等效调制波与三角载波比较得到开关序列

的示意图如图6所示。定义采样周期为T_S，POP、ONO、PNP、ONP在一个采样周期内的作用时间分别为k₂T₃、(1-k₂)T₃、T₄、T₅，则有：

式(14)中，k₂为冗余小矢量为POP和ONO的时间分配因子，有0≤k₂≤1。由图6可进一步得式(15)：

由式(15)和式(14)可得到：

U_{0_p}＝(2k₂-1)+(k₂-1)V_b-k₂V_c (16)

当同步DPWM为小矢量首发且冗余小矢量只使用P型小矢量的开关序列，对应式(16) 中k₂＝1，则有U_{0_p}＝1-V_c。

同样原理可求解得到图2其余区域的将相电压钳位于P电平的统一零序分量表达式，总结于式(17)：

U_{0_p}＝1-max (17)

式(17)中，max代表三相正弦波V_a、V_b和V_c的最大值。

4、确定可将相电压钳位于N电平的零序分量

本发明方法可将相电压钳位于N电平的零序分量U_{0_n}＝-min-1，其中min代表三相正弦波的最小值。对零序分量U_{0_n}推导过程如下：

由表2可知，当参考电压位于图2内六边形区域内时，可将相电压钳位于N电平的各同步DPWM为零矢量首发且冗余零矢量只使用NNN的开关序列；当参考电压位于图2内六边形区域外时，可将相电压钳位于N电平的各同步DPWM为小矢量首发且冗余小矢量只使用 N型小矢量的开关序列。

首先推导零矢量首发且冗余零矢量只使用NNN的开关序列对应的零序分量表达式。

假定参考电压位于图2区域A.1，零矢量首发且冗余零矢量使用NNN和OOO的开关序列为

通过调制波与三角载波比较得到开关序列

的示意图如图7。定义采样周期为T_S，NNN、OOO、NNO、ONO在一个采样周期内的作用时间分别为k₃T₆、(1-k₃)T₆、T₇、T₈，则有：

式(18)中，V_a、V_b和V_c分别代表A相、B相和C相正弦波，U_{a_n}、U_{b_n}和U_{c_n}对应可将相电压钳位于N电平的三相调制波，U_{0_n}为可将相电压钳位于N电平的零序分量，k₃为冗余零矢量为NNN和OOO的时间分配因子，有0≤k₃≤1。由图7可进一步得式(19)：

由式(18)和式(19)可得到：

U_{0_n}＝(k₃-1)V_c-k₃-k₃V_b (20)

当同步DPWM为零矢量首发且冗余零矢量只使用NNN的开关序列，对应式(20)中k₃＝1，则有U_{0_n}＝-1-V_b。

进一步推导小矢量首发且冗余小矢量只使用N型小矢量的开关序列对应的零序分量表达式。假定参考电压位于图2区域A.5，当同步DPWM为小矢量首发且冗余小矢量只使用N型小矢量的开关序列时，对应式(16)中k₂＝0，有U_{0_n}＝-1-V_b。

同样原理可求解得到图2其余区域可将相电压钳位于N电平的统一零序分量表达式，总结于式(21):

U_{0_n}＝-min-1 (21)

式(21)中，min代表三相正弦波V_a、V_b和V_c的最小值。

5、确定各同步载波DPWM的三相调制波表达式以及各同步载波DPWM使用的三角载波

(1)确定各同步载波DPWM的三相调制波表达式

在确定三相正弦波表达式和零序分量表达式基础上，利用三相正弦波叠加零序分量，可得到三相调制波表达式。具体如下：

式(22)中，U_{a_p}、U_{b_p}和U_{c_p}对应可将相电压钳位于P电平的三相调制波，U_{a_n}、U_{b_n}和U_{c_n}对应可将相电压钳位于N电平的三相调制波。

由图3分析各同步DPWM在不同相角区域内的相电压钳位状态，结合式(22)，可得出以下结论：

1)针对同步DPWM I，在相角0到60度区域B相钳位到N、120到180度区域C相钳位到N、240到300度区域A相钳位到N；在相角60到120度区域A相钳位到P、180到 240度区域B相钳位到P、300到360度区域C相钳位到P。故同步载波DPWM I在相角0 到60度、120到180度、240到300度区域使用将相电压钳位于N电平的三相调制波U_{a_n}、 U_{b_n}和U_{c_n}作为调制波，在其余区域使用将相电压钳位于P电平的三相调制波U_{a_p}、U_{b_p}和 U_{c_p}作为调制波；

2)针对同步DPWM II，在相角30到90度区域B相钳位到N、150到210度区域C相钳位到N、270到330度区域A相钳位到N；在相角90到150度区域A相钳位到P、210 到270度区域B相钳位到P、330到30度区域C相钳位到P。故同步载波DPWM II在相角 30到90度、150到210度、270到330度区域使用将相电压钳位于N电平的三相调制波U_{a_n}、 U_{b_n}和U_{c_n}作为调制波，在其余区域使用将相电压钳位于P电平的三相调制波U_{a_p}、U_{b_p}和 U_{c_p}作为调制波；

3)针对同步DPWM III，在相角30到90度区域A相钳位到P、150到210度区域B相钳位到P、270到330度区域C相钳位到P；在相角90到150度区域C相钳位到N、210到 270度区域A相钳位到N、330到30度区域B相钳位到N。故同步载波DPWM III在相角 30到90度、150到210度、270到330度区域使用将相电压钳位于P电平的三相调制波U_{a_p}、 U_{b_p}和U_{c_p}作为调制波，在其余区域使用将相电压钳位于N电平的三相调制波U_{a_n}、U_{b_n}和U_{c_n}作为调制波；

4)针对同步DPWM IV，在相角0到30度和270到300度区域C相钳位到P、30到60 度和120到150度区域A相钳位到P、150到180度和240到270度区域B相钳位到P；在相角210到240度和300到330度区域A相钳位到N、60到90度和330到0度区域B相钳位到N、90到120度和180到210度区域C相钳位到N。故同步载波DPWM IV在相角0 到60度、120到180度、240到300度区域使用将相电压钳位于P电平的三相调制波U_{a_p}、 U_{b_p}和U_{c_p}作为调制波，在其余区域使用将相电压钳位于N电平的三相调制波U_{a_n}、U_{b_n}和U_{c_n}作为调制波。

(2)确定各同步载波DPWM使用的三角载波

本发明利用三相调制波与特定方向的三角载波比较实现同步载波DPWM I、同步载波 DPWM II、同步载波DPWM III和同步载波DPWM IV。在确定三相调制波表达式的基础上，进一步确定各同步载波DPWM方法所使用的特定方向三角载波。

特定方向的三角载波为上升方向起始的三角载波或下降方向起始的三角载波，为正确选择特定方向的三角载波，需在调制初始时刻同时生成两组方向相反的三角载波，然后在各采样点处判断两组三角载波各自对应的方向。定义Upcarrier1、Upcarrier2代表上升方向起始的同相层叠三角载波，Dncarrier1、Dncarrier2代表下降方向起始的同相层叠三角载波。对比图6可知，三相调制波与Upcarrier1、Upcarrier2比较可得到P型小矢量首发的开关序列，与Dncarrier1、Dncarrier2比较可得到N型小矢量首发的开关序列。对比图5可知，三相调制波与Upcarrier1、Upcarrier2比较可得到开关序列PPP→OOO，与Dncarrier1、Dncarrier2 比较可得到开关序列OOO→PPP。对比图7可知，三相调制波与Dncarrier1、Dncarrier2比较可得到开关序列NNN→OOO，与Upcarrier1、Upcarrier2比较可得到开关序列OOO→NNN。

基于以上结论，结合表2，可得到载波比12下各同步载波DPWM的三角载波选择方法：

1)针对同步载波DPWM I，当调制比小于1时，在相角0到60度、120到180度、240 到300度区域，选用Upcarrier1、Upcarrier2；在其余区域，选用Dncarrier1、Dncarrier2。当调制比大于1时，在相角0到60度、120到180度、240到300度区域，选用Dncarrier1、Dncarrier2；在其余区域，选用Upcarrier1、Upcarrier2；

2)针对同步载波DPWM II，在相角30到90度、150到210度、270到330度区域，选用Upcarrier1、Upcarrier2；在其余区域，选用Dncarrier1、Dncarrier2；

3)针对同步载波DPWM III，在相角30到90度、150到210度、270到330度区域，选用Dncarrier1、Dncarrier2；在其余区域，选用Upcarrier1、Upcarrier2；

4)针对同步载波DPWM IV，在相角0到60度、120到180度、240到300度区域，选用Dncarrier1、Dncarrier2；在其余区域，选用Upcarrier1、Upcarrier2。

可利用同样思路确定载波比6、18、24下，各同步载波DPWM方法对应的三角载波。

6、利用三相调制波与三角载波组比较实现调制

通过确定各同步载波DPWM对应的三相调制波和三角载波，并利用三相调制波与三角载波进行比较，可直接得到各功率器件的开关信号，从而快速实现调制。

以载波比12为例，避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步载波DPWM方法的实施流程如图8所示。

本发明克服了传统同步DPWM开关序列存在的相电压两电平跳变和计算复杂缺陷，其利用简单的调制波与三角载波比较的方式来实现调制，在保证输出相电压波形满足同步、TPS、 HWS的基础上避免了两电平跳变，且其计算简单、实现方便，故其更适用于大功率三电平逆变器。

下面结合实施例说明本发明的实施效果。

本发明实施例借助PSIM软件搭建三电平NPC逆变器模型，利用仿真验证本发明提出的避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步载波DPWM方法的有效性。实施例仿真条件如下：仿真步长2e-6s，直流侧电压200V，基波频率50Hz，逆变输出负载为5Ω电阻串联10mH电感。

图9a、图9b、图9c是实施例中传统同步DPWM在载波比12下的相电压及线电压频谱分析，其中：图9a为参考电压位于区域5、6时，传统同步DPWM II的相电压及线电压频谱分析，图9b为参考电压位于区域1、2、3、4时，传统同步DPWM III的相电压及线电压频谱分析，图9c为参考电压位于区域5、6时，传统同步DPWM IV的相电压及线电压频谱分析。由图9a～图9c可知，传统同步DPWM II/III/IV作用下的线电压不含偶次谐波和3的倍数次谐波，对应相电压波形满足HWS和TPS，其在一定程度上优化了谐波性能。但各传统同步DPWM的相电压可能存在两电平跳变，从而限制了其在三电平逆变器中的应用。

图10a、图10b、图10c、图10d是实施例中本发明控制方法下同步载波DPWM I在载波比12下的相电压、调制波与载波及线电压频谱分析，其中：图10a为参考电压位于区域1、 2时的仿真结果，图10b为参考电压位于区域1、2、3、4时的仿真结果，图10c为参考电压位于区域3、4、5、6时的仿真结果，图10d为参考电压位于区域5、6时的仿真结果。由图 10a～图10d可知，在载波比12下的任意调制比区间内，同步载波DPWM I直接利用调制波与载波比较得到各功率器件的PWM信号，其可以在避免相电压两电平跳变的前提下消除线电压中的偶次谐波和3的倍数次谐波，故其相比传统同步DPWM I更适用于三电平NPC逆变器。

图11a、图11b、图11c、图11d是实施例中本发明控制方法下同步载波DPWM II在载波比12下的相电压、调制波与载波及线电压频谱分析，其中：图11a为参考电压位于区域1、2时的仿真结果，图11b为参考电压位于区域1、2、3、4时的仿真结果，图11c为参考电压位于区域3、4、5、6时的仿真结果，图11d为参考电压位于区域5、6时的仿真结果。由图 11a～图11d可知，在载波比12下的任意调制比区间内，同步载波DPWM II直接利用调制波与载波比较得到各功率器件的PWM信号，其可以在避免相电压两电平跳变的前提下消除线电压中的偶次谐波和3的倍数次谐波，故其相比传统同步DPWM II更适用于三电平NPC逆变器。

图12a、图12b、图12c、图12d是实施例中本发明控制方法下同步载波DPWM III在载波比12下的相电压、调制波与载波及线电压频谱分析，其中：图12a为参考电压位于区域1、2时的仿真结果，图12b为参考电压位于区域1、2、3、4时的仿真结果，图12c为参考电压位于区域3、4、5、6时的仿真结果，图12d为参考电压位于区域5、6时的仿真结果。由图 12a～图12d可知，在载波比12下的任意调制比区间内，同步载波DPWM III直接利用调制波与载波比较得到各功率器件的PWM信号，其可以在避免相电压两电平跳变的前提下消除线电压中的偶次谐波和3的倍数次谐波，故其相比传统同步DPWM III更适用于三电平NPC 逆变器。

图13a、图13b、图13c、图13d是实施例中本发明控制方法下同步载波DPWM IV在载波比12下的相电压、调制波与载波及线电压频谱分析，其中：图13a为参考电压位于区域1、2时的仿真结果，图13b为参考电压位于区域1、2、3、4时的仿真结果，图13c为参考电压位于区域3、4、5、6时的仿真结果，图13d为参考电压位于区域5、6时的仿真结果。由图 13a～图13d可知，在载波比12下的任意调制比区间内，同步载波DPWM IV直接利用调制波与载波比较得到各功率器件的PWM信号，其可以在避免相电压两电平跳变的前提下消除线电压中的偶次谐波和3的倍数次谐波，故其相比传统同步DPWM IV更适用于三电平NPC 逆变器。

图14a、图14b、图14c是实施例中本发明方法下同步载波DPWM I在不同载波比下的A相电压、调制波与载波，其中：图14a为载波比6下的仿真结果，图14b为载波比18下的仿真结果，图14c为载波比24下的仿真结果。由图14a～图14c可知，同步载波DPWM I 在不同载波比下均可有效避免相电压两电平跳变，且其可将A相相电压在相角60到120度区域钳位到P、在240到300度区域钳位到N，从而降低了开关频率。

图15a、图15b、图15c是实施例中本发明方法下同步载波DPWM II在不同载波比下的 A相电压、调制波与载波，其中：图15a为载波比6下的仿真结果，图15b为载波比18下的仿真结果，图15c为载波比24下的仿真结果。由图15a～图15c可知，同步载波DPWM II 在不同载波比下均可有效避免相电压两电平跳变，且其可将A相相电压在相角90到150度区域钳位到P、在270到330度区域钳位到N，从而降低了开关频率。

图16a、图16b、图16c是实施例中本发明方法下同步载波DPWM III在不同载波比下的 A相电压、调制波与载波，其中：图16a为载波比6下的仿真结果，图16b为载波比18下的仿真结果，图16c为载波比24下的仿真结果。由图16a～图16c可知，同步载波DPWM III 在不同载波比下均可有效避免相电压两电平跳变，且其可将A相相电压在相角30到90度区域钳位到P、在210到270度区域钳位到N，从而降低了开关频率。

图17a、图17b、图17c是实施例中本发明方法下同步载波DPWM IV在不同载波比下的A相电压、调制波与载波，其中：图17a为载波比6下的仿真结果，图17b为载波比18 下的仿真结果，图17c为载波比24下的仿真结果。由图17a～图17c可知，同步载波DPWM IV在不同载波比下均可有效避免相电压两电平跳变，且其可将A相相电压在相角30到60 度和120到150度区域钳位到P、在210到240度和300到330度区域钳位到N，从而降低了开关频率。

如图9a、图9b、图9c～图17a、图17b、图17c所示，实施例的结果验证了本发明避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步载波DPWM方法的有效性。在不同载波比下，本发明所提出的同步载波DPWM I、同步载波DPWM II、同步载波DPWM III和同步载波DPWM IV均可以使得输出相电压波形在避免相电压两电平跳变的前提下满足TPS和HWS，故其相比于传统同步DPWM方法更适用于大功率三电平逆变器。此外，本发明直接利用调制波与载波比较得到各功率器件的PWM信号，其无需计算各空间矢量的作用时间，故其实现更加方便。

Claims (14)

1.一种避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步载波DPWM方法，其特征在于，针对三电平逆变器，所述方法通过在三相正弦波上叠加零序分量U_{0_p}＝1-max得到将相电压钳位于P电平的三相调制波U_{i_p}；通过在三相正弦波上叠加零序分量U_{0_n}＝-min-1得到将相电压钳位于N电平的三相调制波U_{i_n}；通过在相角0到60度、120到180度、240到300度区域使用将相电压钳位于N电平的三相调制波U_{i_n}或使用将相电压钳位于P电平的三相调制波U_{i_p}、在其余区域使用将相电压钳位于P电平的三相调制波U_{i_p}或使用将相电压钳位于N电平的三相调制波U_{i_n}，并利用所述的三相调制波与特定方向的三角载波比较，分别实现同步载波DPWM I和同步载波DPWM IV；通过在相角30到90度、150到210度、270到330度区域使用将相电压钳位于N电平的三相调制波U_{i_n}或使用将相电压钳位于P电平的三相调制波U_{i_p}、在其余区域使用将相电压钳位于P电平的三相调制波U_{i_p}或使用将相电压钳位于N电平的三相调制波U_{i_n}，并利用所述的三相调制波与特定方向的三角载波比较，分别实现同步载波DPWM II和同步载波DPWM III。

2.根据权利要求1所述的避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步载波DPWM方法，其特征在于，定义所述的三电平逆变器输出的三个电平状态由高到低分别为P电平、O电平和N电平，所述的相电压两电平跳变是指相电压电平由P直接变为N或由N直接变为P。

3.根据权利要求1所述的避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步载波DPWM方法，其特征在于，所述的同步载波DPWM方法步骤如下：

(1)确定避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步DPWM I/II/III/IV对应的开关序列；

(2)确定三相正弦波表达式；

(3)确定将相电压钳位于P电平的零序分量；

(4)确定将相电压钳位于N电平的零序分量；

(5)确定各同步载波DPWM的三相调制波表达式以及各同步载波DPWM使用的三角载波；具体为：

1)确定下降方向起始的三角载波表达式；

2)确定上升方向起始的三角载波表达式；

3)确定同步载波DPWM I的三相调制波和三角载波；

4)确定同步载波DPWM IV的三相调制波和三角载波；

5)确定同步载波DPWM II的三相调制波和三角载波；

6)确定同步载波DPWM III的三相调制波和三角载波；

(6)利用三相调制波与三角载波比较得到各功率器件的开关信号，实现调制。

4.根据权利要求3所述的避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步载波DPWM方法，其特征在于，所述步骤(1)中的避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步DPWM I/II/III/IV对应的开关序列具体如下：

对于同步DPWM I，令载波比为12，在相角0到60度区域，当调制比小于0.5时，对应开关序列为ONO→NNO→NNN、NNN→NNO→ONO、ONO→ONN→NNN、NNN→ONN→ONO；当调制比位于0.5到0.577之间时，对应开关序列为ONP→ONO→NNO、NNN→NNO→ONO、ONO→ONN→NNN、ONN→ONO→PNO；当调制比位于0.577到1之间时，对应开关序列为ONP→ONO→NNO、ONO→ONP→PNP、PNP→PNO→ONO、ONN→ONO→PNO；当调制比大于1时，对应开关序列为ONO→ONP→PNP、PNP→ONP→ONO、ONO→PNO→PNP、PNP→PNO→ONO；

对于同步DPWM II，令载波比为12，在相角0到60度区域，当调制比小于0.5时，对应开关序列为OOP→POP→PPP、PPP→POP→OOP、ONO→ONN→NNN、NNN→ONN→ONO；当调制比位于0.5到0.577之间时，对应开关序列为ONP→OOP→POP、PPP→POP→OOP、ONO→ONN→NNN、ONN→ONO→PNO；当调制比位于0.577到1之间时，对应开关序列为ONP→OOP→POP、POP→PNP→ONP、PNP→PNO→ONO、ONN→ONO→PNO；当调制比大于1时，对应开关序列为ONP→PNP→POP、POP→PNP→ONP、PNP→PNO→ONO、ONO→PNO→PNP；

对于同步DPWM III，令载波比为12，在相角0到60度区域，当调制比小于0.5时，对应开关序列为ONO→NNO→NNN、NNN→NNO→ONO、POO→POP→PPP、PPP→POP→POO；当调制比位于0.5到0.577之间时，对应开关序列为ONP→ONO→NNO、NNN→NNO→ONO、POO→POP→PPP、POP→POO→PNO；当调制比位于0.577到1之间时，对应开关序列为ONP→ONO→NNO、ONO→ONP→PNP、PNO→PNP→POP、POP→POO→PNO；当调制比大于1时，对应开关序列为PNP→ONP→ONO、ONO→ONP→PNP、PNO→PNP→POP、POP→PNP→PNO；

对于同步DPWM IV，令载波比为12，在相角0到60度区域，当调制比小于0.5时，对应开关序列为OOP→POP→PPP、PPP→POP→OOP、POO→POP→PPP、PPP→POP→POO；当调制比位于0.5到0.577之间时，对应开关序列为ONP→OOP→POP、PPP→POP→OOP、POO→POP→PPP、POP→POO→PNO；当调制比位于0.577到1之间时，对应开关序列为ONP→OOP→POP、POP→PNP→ONP、PNO→PNP→POP、POP→POO→PNO；当调制比大于1时，对应开关序列为ONP→PNP→POP、POP→PNP→ONP、PNO→PNP→POP、POP→PNP→PNO。

5.根据权利要求3所述的避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步载波DPWM方法，其特征在于，所述步骤(2)确定的三相正弦波定义如下：

上式中，V_a、V_b、V_c为三相正弦波，A代表标幺后的正弦波幅值，有0≤A≤1，f_b代表正弦波频率，t为时间。

6.根据权利要求3所述的避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步载波DPWM方法，其特征在于，所述步骤(3)的零序分量U_{0_p}定义如下：

U_{0_p}＝1-max

对U_{0_p}定义中，max代表三相正弦波V_a、V_b和V_c的最大值；通过三相正弦波叠加零序分量U_{0_p}得到将相电压钳位于P电平的三相调制波U_{i_p}，即：

U_{a_p}＝V_a+U_{0_p} U_{b_p}＝V_b+U_{0_p} U_{c_p}＝V_c+U_{0_p。}

7.根据权利要求3所述的避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步载波DPWM方法，其特征在于，所述步骤(4)的零序分量U_{0_n}定义如下：

U_{0_n}＝-min-1

对U_{0_n}定义中，min代表三相正弦波V_a、V_b和V_c的最小值；通过三相正弦波叠加零序分量U_{0_n}得到将相电压钳位于N电平的三相调制波U_{i_n}，即：

U_{a_n}＝V_a+U_{0_n} U_{b_n}＝V_b+U_{0_n} U_{c_n}＝V_c+U_{0_n}。

8.根据权利要求3所述的避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步载波DPWM方法，其特征在于，所述步骤(5)中的下降方向起始的三角载波定义如下：

上式定义中，Dncarrier1、Dncarrier2分别代表下降方向起始的同相层叠三角载波的上三角载波和下三角载波；Carrier1、Carrier2分别代表初始方向为下降方向的同相层叠三角载波的上三角载波和下三角载波，flag1为Carrier1、Carrier2对应的方向标志位，其中，flag1＝0时对应Carrier1、Carrier2为下降方向，flag1＝1时对应Carrier1、Carrier2为上升方向；Carrier3、Carrier4分别代表初始方向为上升方向的同相层叠三角载波的上三角载波和下三角载波，flag2为Carrier3、Carrier4对应的方向标志位，其中，flag2＝0时对应Carrier3、Carrier4为下降方向，flag2＝1时对应Carrier3、Carrier4为上升方向；Carrier1、Carrier2、flag1和Carrier3、Carrier4、flag2的计算方法如下：

上式中，f_c为三角载波频率，t_c为三角载波时间因子；t_c的计算方法如下：

t_c＝t-(floor(f_ct))/f_c

对t_c的计算中，t代表时间，floor表示将数值向下取整。

9.根据权利要求3所述的避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步载波DPWM方法，其特征在于，所述的步骤(5)中上升方向起始的三角载波定义如下：

上式中，Upcarrier1、Upcarrier2分别代表上升方向起始的同相层叠三角载波的上三角载波和下三角载波；Carrier1、Carrier2分别代表初始方向为下降方向的同相层叠三角载波的上三角载波和下三角载波，flag1为Carrier1、Carrier2对应的方向标志位；Carrier3、Carrier4分别代表初始方向为上升方向的同相层叠三角载波的上三角载波和下三角载波，flag2为Carrier3、Carrier4对应的方向标志位。

10.根据权利要求3所述的避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步载波DPWM方法，其特征在于，所述步骤(5)中，确定同步载波DPWM I的三相调制波和三角载波的方法如下：

在相角0到60度、120到180度、240到300度区域使用将相电压钳位于N电平的三相调制波U_i__n、在其余的相角区域使用将相电压钳位于P电平的三相调制波U_i__p作为调制波，并利用该调制波与特定方向的三角载波比较，实现同步载波DPWM I；所述特定方向的三角载波选择方法如下：

当调制比小于1时，在相角0到60度、120到180度、240到300度区域，选用上升方向起始的三角载波，在其余区域选用下降方向起始的三角载波；

当调制比大于1时，在相角0到60度、120到180度、240到300度区域，选用下降方向起始的三角载波，在其余区域选用上升方向起始的三角载波。

11.根据权利要求3所述的避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步载波DPWM方法，其特征在于，所述步骤(5)中，确定同步载波DPWM IV的三相调制波和三角载波的方法如下：

在相角0到60度、120到180度、240到300度区域使用将相电压钳位于P电平的三相调制波U_{i_p}、在其余的相角区域使用将相电压钳位于N电平的三相调制波U_{i_n}作为调制波，并利用该调制波与特定方向的三角载波比较，实现同步载波DPWM IV；所述特定方向的三角载波选择方法如下：

在相角0到60度、120到180度、240到300度区域，选用下降方向起始的三角载波；在其余的相角区域，选用上升方向起始的三角载波。

12.根据权利要求3所述的避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步载波DPWM方法，其特征在于，所述的步骤(5)中，确定同步载波DPWM II的三相调制波和三角载波的方法如下：

在相角30到90度、150到210度、270到330度区域使用将相电压钳位于N电平的三相调制波U_{i_n}、在其余的相角区域使用将相电压钳位于P电平的三相调制波U_{i_p}作为调制波，并利用该调制波与特定方向的三角载波比较，实现同步载波DPWM II；所述特定方向的三角载波选择方法如下：

当载波比为12或24时，在相角30到90度、150到210度、270到330度区域，选用上升方向起始的三角载波；在其余的相角区域，选用下降方向起始的三角载波；

当载波比为6或18且调制比小于1时，在相角30到90度、150到210度、270到330度区域，选用下降方向起始的三角载波；在其余的相角区域，选用上升方向起始的三角载波；

当载波比为6或18且调制比大于1时，在相角30到90度、150到210度、270到330度区域，选用上升方向起始的三角载波；在其余的相角区域，选用下降方向起始的三角载波。

13.根据权利要求3所述的避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步载波DPWM方法，其特征在于，所述的步骤(5)中，确定同步载波DPWM III的三相调制波和三角载波的方法如下：

在相角30到90度、150到210度、270到330度区域使用将相电压钳位于P电平的三相调制波U_{i_p}、在其余区域使用将相电压钳位于N电平的三相调制波U_{i_n}作为调制波，并利用该调制波与特定方向的三角载波比较，实现同步载波DPWM III；所述的特定方向的三角载波选择方法如下：

当载波比为12或24时，在相角30到90度、150到210度、270到330度区域，选用下降方向起始的三角载波；在其余的相角区域，选用上升方向起始的三角载波；

当载波比为6或18且调制比小于1时，在相角30到90度、150到210度、270到330度区域，选用上升方向起始的三角载波；在其余的相角区域，选用下降方向起始的三角载波；

当载波比为6或18且调制比大于1时，在相角30到90度、150到210度、270到330度区域，选用下降方向起始的三角载波；在其余的相角区域，选用上升方向起始的三角载波。

14.根据权利要求1所述的避免三电平逆变器相电压两电平跳变的同步载波DPWM方法，其特征在于，所述步骤(6)利用三相调制波与三角载波比较得到各功率器件的开关信号的方法如下：

定义三电平逆变器由上到下四个功率器件分别为T₁、T₂、T₃、T₄，具体比较规则为：

1)当调制波为1或调制波同时大于Carrier_up、Carrier_dn时，控制三电平逆变器对应相T₁、T₂导通，T₃、T₄关断，输出P电平；

2)当调制波为-1或调制波同时小于Carrier_up、Carrier_dn时，控制三电平逆变器对应相T₁、T₂关断，T₃、T₄导通，输出N电平；

3)当调制波小于Carrier_up且大于Carrier_dn时，控制三电平逆变器对应相T₁、T₄关断，T₂、T₃导通，输出O电平；

上述比较规则中，所述的Carrier_up和Carrier_dn定义如下：

当特定方向的三角载波选用下降方向起始的三角载波时，有：

当特定方向的三角载波选用上升方向起始的三角载波时，有：

上述定义中，Carrier_up和Carrier_dn分别代表所使用特定方向的同相层叠三角载波的上三角载波和下三角载波，Upcarrier1、Upcarrier2分别代表上升方向起始的同相层叠三角载波的上三角载波和下三角载波，Dncarrier1、Dncarrier2分别代表下降方向起始的同相层叠三角载波的上三角载波和下三角载波。

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