CN103618491A

CN103618491A - 一种基于双三电平逆变器供电拓扑的svpwm策略

Info

Publication number: CN103618491A
Application number: CN201310595925.0A
Authority: CN
Inventors: 戴鹏; 苏良成; 吴迪; 李舟生; 吴斌; 伍小杰; 方蒽; 李姗姗; 郑飞
Original assignee: China University of Mining and Technology CUMT
Current assignee: China University of Mining and Technology CUMT
Priority date: 2013-11-21
Filing date: 2013-11-21
Publication date: 2014-03-05
Anticipated expiration: 2033-11-21
Also published as: CN103618491B

Abstract

本发明公开了一种基于双三电平逆变器供电拓扑的SVPWM策略，该策略通过三相参考相电压信号快速获得各开关器件的门控信号，每个基波周期内两个逆变器交替工作，每个开关周期内两个逆变器产生的平均零序电压为零，基于直流侧两电容电压信号来平衡中点电位。本发明的有益效果是：1.该调制策略简单快速，不需要任何坐标变换和复杂的扇区判断与查表；2.两台逆变器交替工作，其开关器件的开关频率降为原来的一半，减少开关器件损耗；3.平均零序电压消除后，两台逆变器只需要一个直流电源供电，可有效简化拓扑结构和降低成本，易于电机的四象限运行。

Description

一种基于双三电平逆变器供电拓扑的SVPWM策略

技术领域

本发明涉及多电平电力电子变流器的调制技术领域，具体地说是一种基于双三电平逆变器供电拓扑的SVPWM策略。

背景技术

在高压大功率电机调速系统中，由于功率和电压等级的提高，而开关器件的耐压及承受电流的能力有限，两电平拓扑结构的逆变器难以满足实际的工业要求。自Nabae于20世纪80年代初提出二极管钳位（NPC）三电平逆变器拓扑结构以来，NPC三电平逆变器的研究已取得很大进展，其以输出的电压、电流谐波含量低，对电机的绝缘影响较小；将变换器的容量提高一倍；功率回路结构简单，不仅降低了所使用的功率器件数目，而且增加了变换器的可靠性；共用直流母线，增加了系统的稳定性等几大优点，已经取得良好的经济效益。

由于三电平NPC逆变器受限于当前功率器件的耐压水平的影响，不易实现6kV及以上的输出电压等级。为了得到更高的输出电压，人们提出基于开绕组异步电机的双三电平逆变器供电拓扑，其电机端空间电压矢量与传统的五电平逆变器所产生的电压空间矢量一致。但是常规调制策略下，两台逆变器之间会产生较高的零序电压，因此两台逆变器必须隔离供电，以防产生过大的零序电流，影响电机工作。如果能够采用软件的方法抑制或消除零序电压，则两台逆变器只需一个直流源供电，有效降低设备成本，提高系统的可靠性。此外在电力电子变换器中，开关器件在开通与关断过程中存在一定的能量损耗，随着开关频率的提高，开关器件发热加剧，严重时会影响整个系统的正常工作。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种基于双三电平逆变器供电拓扑的SVPWM策略，该策略通过三相参考相电压信号快速获得各开关器件的门控信号，节省系统的软硬件资源；消除系统零序电压，使两台逆变器可共用一台直流源；在不改变载波频率的情况下使逆变器的实际开关频率减少一半，大幅度降低开关损耗。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案如下。

一种基于双三电平逆变器供电拓扑的SVPWM策略，其中电机的绕组两端分别与两台逆变器相应桥臂的输出端相连，采用一个电压大小为Vdc/2的直流电压源为两台逆变器供电。逆变器1与逆变器2的每相桥臂可输出三种电平的端电压（输出端与直流侧中点之间的电压）：Vdc/4、0和-Vdc/4，因此电机的每相绕组上所得相电压有五种电平：Vdc/2、Vdc/4、0、-Vdc/4和-Vdc/2。

本发明的SVPWM策略可以分为以下五个步骤实施：

(1)参考电压矢量分解为嵌位矢量和切换矢量，当参考电压矢量OT位于第一扇区（S=1）时，其所对应的嵌位矢量和切换矢量分别为OA和AT，嵌位矢量和切换矢量由两台逆变器分别获得，当参考电压矢量OT位于其它扇区（S=2、3、4、5、6）时，其所对应的嵌位矢量分别为OB、OC、OD、OE和OF，规定当参考电压矢量OT位于第二、四、六扇区（S=2、4、6）时，逆变器2输出嵌位矢量，逆变器1输出切换矢量，否则逆变器1输出嵌位矢量，逆变器2输出切换矢量，根据三相参考相电压大小关系判断参考电压矢量所在的扇区；

(2)将切换矢量修正为两电平空间矢量图中的修正矢量。参考电压矢量对应的切换矢量AT位于第二小扇区（N=2）时，切换矢量对应的修正矢量为B'T，其中扇区判断方法与步骤(1)中相同，此时所依据的三相相电压为修正过的修正相电压，其修正方法为，在原来的参考相电压基础上加上或减去一个值（k·Vdc），k的可能取值为1/3和1/6；

(3)根据步骤(2)中的修正矢量确定工作逆变器各上桥臂的假想开通时间，各上桥臂的假想开通时间分别为

\{\begin{matrix} T_{as} = {4 T}_{s} \frac{v_{a}^{*^{''}}}{V_{dc}} \\ T_{bs} = {4 T}_{s} \frac{v_{b}^{*^{''}}}{V_{dc}} \\ T_{cs} = {4 T}_{s} \frac{v_{c}^{*^{''}}}{V_{dc}} \end{matrix}

其中Ts为开关周期，

和分别由步骤(2)中的修正相电压（

和

）再次修正得到，此时修正系数k的可能取值为1/6和1/12；

(4)确定各开关器件的实际开通时间。根据每个开关周期内消除平均零序电压的要求，确定偏移时间（Toffset）的大小，在第一、第三和第五小扇区内，Toffset取0，其它小扇区内，Toffset取Ts/3，将步骤(2)中所得各上桥臂的假想开通时间加上偏移时间Toffset，即可得到各上桥臂的实际开通时间，最后根据修正矢量所在的小扇区，将所得实际开通时间和其它时间（Ts和0）重新分配给各桥臂上的开关器件，使工作逆变器输出正确的端电压，被嵌位的逆变器上各开关器件的开通时间（门控信号）只有Ts和0这两种情况，所以这些开关器件在嵌位期间会一直保持导通或关断；

(5)根据直流侧两电容电压大小及直流侧电流流向来平衡中点电位，具体实施方式为

\{\begin{matrix} p_flag = sign (i_{p}) \\ ΔT = k [(v_{dc 1} - v_{dc 2}) / (v_{dc 1} + v_{dc 2})] \times T_{s} \times p_flag \\ T_{0 N} = T_{0 N} + ΔT \\ T_{0 P} = T_{0 P} - ΔT \end{matrix}

其中，vdc1和vdc2分别为直流侧两电容电压，T0N和T0P分别为一对冗余零矢量的作用时间，Ts为开关周期，ip为直流侧电流，k为调整系数。

由于采用了上述的技术方案,本发明所取得的技术进步如下。

1.该调制策略简单快速，不需要复杂的扇区判断和查表，也不需要任何坐标变换；

2.由于两台逆变器交替工作，使其开关器件的开关频率降为原来的一半，减少器件损耗；

3.消除平均零序电压后，两台逆变器只需要一个直流源供电，可有效简化拓扑结构和降低成本，易于电机的四象限运行。

本发明SVPWM策略，在简化算法的同时降低逆变器开关频率，消除系统的零序电压，从而使两台逆变器能够共用一台直流源，这样不仅可以减少开关损耗，降低设备成本和提高系统的可靠性，而且有利于实现电机的四象限运行。

附图说明

图1为本发明实施例中双三电平逆变器驱动开绕组异步电机的主电路拓扑结构示意图；

图2为本发明实施例中双三电平逆变器供电拓扑所产生的空间电压矢量图；

图3为本发明实施例中双三电平逆变器的简化调制策略示意图。

具体实施方式

一种基于双三电平逆变器供电拓扑的SVPWM策略，其中双三电平逆变器驱动开绕组异步电机的主电路拓扑结构如图1所示。其中电机的绕组两端分别与两台逆变器相应桥臂的输出端相连，采用一个电压大小为Vdc/2的直流电压源为两台逆变器供电。逆变器1与逆变器2的每相桥臂可输出三种电平的端电压（输出端与直流侧中点之间的电压）：Vdc/4、0和-Vdc/4，因此电机的每相绕组上所得相电压有五种电平：Vdc/2、Vdc/4、0、-Vdc/4和-Vdc/2。

双三电平逆变器供电拓扑所产生的空间电压矢量图如图2所示。该拓扑对应的电压空间矢量图与传统的二极管嵌位五电平逆变器相同，因此相电压的电平数最高可达17。

本发明的调制策略可以分为以下五个步骤实施：

(1)如图2所示，将参考电压矢量分解为嵌位矢量和切换矢量，当参考电压矢量OT位于第一扇区（S=1）时，其所对应的嵌位矢量和切换矢量分别为OA和AT，嵌位矢量和切换矢量由两台逆变器分别获得，当参考电压矢量OT位于其它扇区（S=2、3、4、5、6）时，其所对应的嵌位矢量分别为OB、OC、OD、OE和OF，规定当参考电压矢量OT位于第二、四、六扇区（S=2、4、6）时，逆变器2输出嵌位矢量，逆变器1输出切换矢量，否则逆变器1输出嵌位矢量，逆变器2输出切换矢量，根据三相参考相电压大小关系判断参考电压矢量所在的扇区；

(2)如图3所示双三电平逆变器的简化调制策略示意图，将切换矢量修正为两电平空间矢量图中的修正矢量，当图2中参考电压矢量对应的切换矢量AT位于第二小扇区（N=2）时，切换矢量对应的修正矢量为B'T，其中扇区判断方法与步骤(1)中相同，此时所依据的三相相电压为修正过的修正相电压，其修正方法为，在原来的参考相电压基础上加上或减去一个值（k·Vdc），k的可能取值为1/3和1/6；

\{\begin{matrix} T_{as} = {4 T}_{s} \frac{v_{a}^{*^{''}}}{V_{dc}} \\ T_{bs} = {4 T}_{s} \frac{v_{b}^{*^{''}}}{V_{dc}} \\ T_{cs} = {4 T}_{s} \frac{v_{c}^{*^{''}}}{V_{dc}} \end{matrix}

其中Ts为开关周期，

和

分别由步骤(2)中的修正相电压（

和）再次修正得到，此时修正系数k的可能取值为1/6和1/12；

(4)确定各开关器件的实际开通时间，根据每个开关周期内消除平均零序电压的要求，确定偏移时间（Toffset）的大小，在第一、第三和第五小扇区内，Toffset取0，其它小扇区内，Toffset取Ts/3，将步骤(2)中所得各上桥臂的假想开通时间加上偏移时间Toffset，即可得到各上桥臂的实际开通时间，最后根据修正矢量所在的小扇区，将所得实际开通时间和其它时间（Ts和0）重新分配给各桥臂上的开关器件，使工作逆变器输出正确的端电压，被嵌位的逆变器上各开关器件的开通时间（门控信号）只有Ts和0这两种情况，所以这些开关器件在嵌位期间会一直保持导通或关断；

\{\begin{matrix} p_flag = sign (i_{p}) \\ ΔT = k [(v_{dc 1} - v_{dc 2}) / (v_{dc 1} + v_{dc 2})] \times T_{s} \times p_flag \\ T_{0 N} = T_{0 N} + ΔT \\ T_{0 P} = T_{0 P} - ΔT \end{matrix}

Claims

1.一种基于双三电平逆变器供电拓扑的SVPWM策略，其特征在于它的步骤包括：

(1)将参考电压矢量分解为嵌位矢量和切换矢量，当参考电压矢量OT位于第一扇区（S=1）时，其所对应的嵌位矢量和切换矢量分别为OA和AT，嵌位矢量和切换矢量由两台逆变器分别获得，当参考电压矢量OT位于其它扇区（S=2、3、4、5、6）时，其所对应的嵌位矢量分别为OB、OC、OD、OE和OF，规定当参考电压矢量OT位于第二、四、六扇区（S=2、4、6）时，逆变器2输出嵌位矢量，逆变器1输出切换矢量，否则逆变器1输出嵌位矢量，逆变器2输出切换矢量，根据三相参考相电压大小关系判断参考电压矢量所在的扇区；

(2)将切换矢量修正为两电平空间矢量图中的修正矢量；参考电压矢量对应的切换矢量AT位于第二小扇区（N=2）时，切换矢量对应的修正矢量为B'T，其中扇区判断方法与步骤(1)中相同，此时所依据的三相相电压为修正过的修正相电压，其修正方法为，在原来的参考相电压基础上加上或减去一个值（k·Vdc），k的可能取值为1/3和1/6；

\{\begin{matrix} T_{as} = {4 T}_{s} \frac{v_{a}^{*^{''}}}{V_{dc}} \\ T_{bs} = {4 T}_{s} \frac{v_{b}^{*^{''}}}{V_{dc}} \\ T_{cs} = {4 T}_{s} \frac{v_{c}^{*^{''}}}{V_{dc}} \end{matrix}

其中Ts为开关周期，

和分别由步骤(2)中的修正相电压（

和

）再次修正得到，此时修正系数k的可能取值为1/6和1/12；

\{\begin{matrix} p_flag = sign (i_{p}) \\ ΔT = k [(v_{dc 1} - v_{dc 2}) / (v_{dc 1} + v_{dc 2})] \times T_{s} \times p_flag \\ T_{0 N} = T_{0 N} + ΔT \\ T_{0 P} = T_{0 P} - ΔT \end{matrix}