CN104836425A - 基于三电平svpwm并网逆变器的lcl滤波器参数设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于三电平SVPWM并网逆变器的LCL滤波器参数设计方法，对于给定LCL滤波器参数范围内的每一组LCL滤波器参数，在三电平SVPWM调制方法下，通过傅里叶级数分析，计算每一次并网电流谐波畸变率的大小，并判断是否满足IEEE519并网标准中关于并网电流谐波畸变率的要求，对于给定LCL滤波器参数范围内并且满足要求的LCL滤波器参数，选择其中总电感最小的作为本发明所设计的LCL滤波器参数。

Description

基于三电平SVPWM并网逆变器的LCL滤波器参数设计方法

技术领域

本发明属于并网逆变器技术领域，更为具体地讲，涉及一种基于三电平SVPWM并网逆变器的LCL滤波器参数设计方法。

背景技术

随着新能源开发和利用，以及对电能质量要求的提高，并网逆变器滤波器设计成为研究热点之一。现有的电网标准对并网逆变器的输出电流提出了较高的要求，例如IEEE519并网标准中规定了并网逆变器输出的任意次并网电流谐波畸变率。

目前现有的LCL滤波器设计方法是按照开关频率处并网电流谐波畸变率小于0.3％进行计算，这样设计方法存在三个缺点，一是只考虑开关频率处的并网电流谐波畸变率进行计算是一种不精确的计算方法，这种计算方法由于存在较大误差会使得所设计的LCL滤波器电感量较大；二是只考率开关频率处的并网电流谐波畸变率所设计的LCL滤波器在其它频率处不能满足IEEE519并网标准中关于并网电流谐波畸变率的要求；三是目前现有的设计方法在设计过程中存在大量的试凑过程，不利于采用计算机进行自动化的计算。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种基于三电平SVPWM并网逆变器的LCL滤波器参数设计方法，在三电平SVPWM调制方法下，计算并网电流谐波畸变率，使满足IEEE519并网标准，保证LCL滤波器总电感最小。

为实现上述发明目的，本发明一种基于三电平SVPWM并网逆变器的LCL滤波器参数设计方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)、计算LCL滤波器总电感L＝L₁+L₂的最大值L_max和滤波电容C_d最大值C_dmax；

$L_{\max }=\frac{\sqrt{3}{U}_{\mathrm{dc}}{U}_g-3\sqrt{2}{U}_g^2}{2\sqrt{2}\mathrm{\π}{f}_n{P}_n}$

$C_{d\max }=\frac{5\%P_n}{6\mathrm{\π}{f}_n{U_g}^2}$

其中，P_n为并网逆变器额定功率；U_g为电网相电压有效值；f_n为电网频率；U_dc直流侧电压；

(2)、设置滤波电容C_d，总电感L，再根据总电感L设置电感比例系数a，且满足的a＝L₂/L₁；

(3)、判断当前滤波电容C_d是否满足C_d≤C_dmax，若满足，则进入步骤(4)；若不满足，则记录下当前LCL滤波器参数C_dopt，L_1opt，L_2opt，R_dopt，作为LCL滤波器的设计参数，并结束；

(4)、计算当前逆变侧电感L₁和电网侧电感L₂；

L₁＝L/(a+1)；L₂＝aL/(a+1)

(5)、计算当前LCL滤波器参数下的谐振频率f_res

$f_{\mathrm{res}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\sqrt{\frac{L_1+L_2}{L_1{L}_2{C}_d}}$

判断f_res是否满足10f_n＜f_res＜0.5f_sw，其中f_sw为开关频率；若满足，进入步骤(6)；若不满足，则跳转至步骤(12)；

(6)、计算阻尼电阻R_d；

$R_d=\frac{1}{6\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{res}}{C}_d};$

(7)、计算逆变侧基波电压的表达式u_AO'1；

(7.1)、计算逆变侧基波电压u_AO'1合成系数A₁和A₂：

$A_1=\left|G_{I2}\left(s\right)\right|\frac{\sqrt{2}{P}_n}{{3U}_g}\cos \∠G_{I2}\left(s\right)+\sqrt{2}\left|G_{\mathrm{Ug}}\left(s\right)\right|U_g\cos [\mathrm{\β}+\∠G_{\mathrm{Ug}}\left(s\right)]{|}_{s=j2\mathrm{\π}{f}_n}$

$A_2=\left|G_{I2}\left(s\right)\right|\frac{\sqrt{2}{P}_n}{{3U}_g}\sin \∠G_{I2}\left(j2\mathrm{\π}{f}_n\right)+\sqrt{2}\left|G_{\mathrm{Ug}}\left(s\right)\right|U_g\sin [\mathrm{\β}+\∠G_{\mathrm{Ug}}\left(s\right)]{|}_{s=j2\mathrm{\π}{f}_n}$

其中，β为并网电流超前电网电压角度；

|G_I2(s)|和∠G_I2(s)分别为传递函数G_I2(s)的幅值和相角；

|G_Ug(s)|和∠G_Ug(s)分别为传递函数G_Ug(s)的幅值和相角；

(7.2)、逆变侧基波电压u_AO'1的表达式为：

u_AO'1＝U_AO'1sin(2πf_nt+θ)

其中：

$U_{{\mathrm{AO}}^{\′}1}=\sqrt{A_1^2+A_2^2}$

$\mathrm{\θ}=\arcsin \frac{A_2}{\sqrt{A_1^2+A_2^2}}$

(8)、计算调制比m；

$m=\frac{\sqrt{3}{U}_{{\mathrm{AO}}^{\′}1}}{U_{\mathrm{dc}}};$

(9)、计算三电平SVPWM调制算法下逆变侧电压u_AO'中第h(2≤h≤1000)次电压谐波幅值U_AO'h；

(9.1)、计算载波比mf；

$\mathrm{mf}=\frac{f_{\mathrm{sw}}}{f_n}$

(9.2)、在一个电网频率周期内，设置逆变侧与直流侧负母线之间的电压u_AO跳变时间点，分别记为t₁，t₂，…，t_2mf+1；

(9.3)、计算u_AO的第h次谐波的余弦系数a_h和正弦系数b_h：

$a_h=\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2\mathrm{h\π}}[\underset{k=1}{\overset{\mathrm{mf}+1}{\mathrm{\Σ}}}\sin \left(2\mathrm{h\π}{f}_n{t}_{2k-1}\right)-\underset{k=1}{\overset{\mathrm{mf}}{\mathrm{\Σ}}}\sin \left(2\mathrm{h\π}{f}_n{t}_{2k}\right)-2\cos \left(\frac{\mathrm{h\π}{f}_n}{f_{\mathrm{sw}}}\right)]$

$b_h=\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2\mathrm{h\π}}[\underset{k=1}{\overset{\mathrm{mf}}{\mathrm{\Σ}}}\sin \left(2\mathrm{h\π}{f}_n{t}_{2k}\right)-\underset{k=1}{\overset{\mathrm{mf}+1}{\mathrm{\Σ}}}\sin \left(2\mathrm{h\π}{f}_n{t}_{2k-1}\right)+2\sin \left(\frac{\mathrm{h\π}{f}_n}{f_{\mathrm{sw}}}\right)]$

(9.4)、计算u_AO中第h次谐波的幅值c_h为：

$c_h=\sqrt{a_h^2+b_h^2}$

(9.5)、逆变侧电压u_AO'中第h次谐波的幅值U_AO'h为：

(10)、计算并网电流的第h(2≤h≤1000)次谐波电流畸变率η_h；

(10.1)、按下式计算并网电流基波幅值合成系数B₁和B₂：

$B_1=\left|G_{{\mathrm{AO}}^{\′}}\left(s\right)\right|U_{{\mathrm{AO}}^{\′}1}\cos [\mathrm{\θ}+\∠G_{{\mathrm{AO}}^{\′}}\left(s\right)]+\sqrt{2}\left|G_g\left(s\right)\right|U_g\cos [\∠G_g\left(s\right)]{|}_{s=j2\mathrm{\π}{f}_n}$

$B_2=\left|G_{{\mathrm{AO}}^{\′}}\left(s\right)\right|U_{{\mathrm{AO}}^{\′}1}\sin [\mathrm{\θ}+\∠G_{{\mathrm{Ao}}^{\′}}\left(s\right)]+\sqrt{2}\left|G_g\left(s\right)\right|U_g\sin [\∠G_g\left(s\right)]{|}_{s=j2\mathrm{\π}{f}_n}$

其中：

|G_AO'(s)|和∠G_AO'(s)分别为传递函数G_AO'(s)的幅值和相角；

|G_g(s)|和∠G_g(s)分别为传递函数G_g(s)的幅值和相角；

(10.2)、计算并网电流基波幅值：

$I_{21m}=\sqrt{B_1^2+B_2^2}$

(10.3)、计算并网电流第h次谐波电流幅值：

I_2hm＝|G_AO'(jhω_n)|U_AO'h

(10.4)、计算并网电流第h次谐波电流畸变率η_h：

${\mathrm{\η}}_h=\frac{I_{2\mathrm{hm}}}{I_{21m}}$

(11)、判断η_h是否满足IEEE519并网标准中的并网电流谐波畸变率标准，如果满足，则更新当前总电感的最大值L_max＝L₁+L₂-0.01L_max，记录下当前LCL滤波器参数分别为C_dopt，L_1opt，L_2opt，R_dopt，转至步骤(16)；若不满足，则进入步骤(12)；

(12)、更新电感比例系数a＝a-0.1；

(13)、判断是否满足a＞0，若满足，则返回步骤(4)；若不满足，则进入步骤(14)；

(14)、更新总电感L＝L+0.01L_max，电感比例系数a＝1；

(15)、判断是否满足L≤L_max，若满足，则返回步骤(4)；若不满足，则进入步骤(16)；

(16)、更新滤波电容C_d＝C_d+0.1C_dmax，总电感L＝0.01L_max，电感比例系数a＝1，转至步骤(3)。

本发明的发明目的是这样实现的：

本发明一种基于三电平SVPWM并网逆变器的LCL滤波器参数设计方法，对于给定LCL滤波器参数范围内的每一组LCL滤波器参数，在三电平SVPWM调制方法下，通过傅里叶级数分析，计算每一次并网电流谐波畸变率的大小，并判断是否满足IEEE519并网标准中关于并网电流谐波畸变率的要求，对于给定LCL滤波器参数范围内并且满足要求的LCL滤波器参数，选择其中总电感最小的作为本发明所设计的LCL滤波器参数。本发明所设计出的LCL滤波器参数在各次并网电流谐波畸变率均满足IEEE519并网标准的要求条件下使得总电感最小，并且本发明提出了一个易于通过计算机实现的设计步骤。

附图说明

图1是采用LCL滤波器的三电平储能逆变器拓扑图；

图2是单相LCL滤波器等效电路图；

图3是基于三电平SVPWM并网逆变器的LCL滤波器参数设计方法流程图；

图4是并网电流谐波畸变率。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。

实施例

图1是采用LCL滤波器的三电平储能逆变器拓扑图。

在本实施例中，如图1所示，图中U_dc表示直流侧线电压，L₁，L₂，C_d，R_d组成LCL滤波器，u_g表示电网电压。

图2是单相LCL滤波器等效电路图。

如图2所示，在本实施例中，L₁表示逆变侧电感，L₂表示网侧电感，C_d表示滤波电容，R_d表示阻尼电阻。

下面结合实例，对本发明进行详细说明，如下：

图3是基于三电平SVPWM并网逆变器的LCL滤波器参数设计方法流程图。

在本实施例中，如图3所示，基于三电平SVPWM并网逆变器的LCL滤波器参数设计方法，包括以下步骤：

S1、计算LCL滤波器总电感L＝L₁+L₂的最大值L_max和滤波电容C_d最大值C_dmax；

$L_{\max }=\frac{\sqrt{3}{U}_{\mathrm{dc}}{U}_g-3\sqrt{2}{U}_g^2}{2\sqrt{2}\mathrm{\π}{f}_n{P}_n}=13.8\mathrm{mH}$

$C_{d\max }=\frac{5\%P_n}{6\mathrm{\π}{f}_n{U_g}^2}\≈11\mathrm{\μF}$

其中，P_n为并网逆变器额定功率；U_g为电网相电压有效值；f_n为电网频率；U_dc直流侧电压；

在本实施例中，额定功率P_n为10kVA，直流侧电压U_dc为700V，电网相电压有效值U_g为220V，电网频率f_n为50Hz。

S2、设置滤波电容C_d，总电感L，再根据总电感L设置电感比例系数a，且满足的a＝L₂/L₁；

在本实施例中，设置滤波电容C_d初始值为0.5C_dmax＝5.5μF，总电感L初始值为0.01L_max≈0.1mH，电感比例a的初始值为1；

S3、判断当前滤波电容C_d是否满足C_d≤C_dmax，若满足，则进入步骤S4；若不满足，则记录下当前LCL滤波器参数C_dopt，L_1opt，L_2opt，R_dopt，作为LCL滤波器的设计参数，并结束；在本实施例中，初始时刻的当前滤波电容C_d为设的置滤波电容C_d；

S4、计算当前逆变侧电感L₁和电网侧电感L₂；

L₁＝L/(a+1)；L₂＝aL/(a+1)

S5、计算当前LCL滤波器参数下的谐振频率f_res

$f_{\mathrm{res}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\sqrt{\frac{L_1+L_2}{L_1{L}_2{C}_d}}$

判断f_res是否满足10f_n＜f_res＜0.5f_sw，其中f_sw为开关频率，在本实施例中，开关频率f_sw取值为9kHz；若满足，进入步骤S6；若不满足，则跳转至步骤S12；

S6)计算阻尼电阻R_d；

$R_d=\frac{1}{6\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{res}}{C}_d};$

S7、计算逆变侧基波电压的表达式u_AO'1；

S7.1、计算逆变侧基波电压u_AO'1合成系数A₁和A₂：

$A_1=\left|G_{I2}\left(s\right)\right|\frac{\sqrt{2}{P}_n}{{3U}_g}\cos \∠G_{I2}\left(s\right)+\sqrt{2}\left|G_{\mathrm{Ug}}\left(s\right)\right|U_g\cos [\mathrm{\β}+\∠G_{\mathrm{Ug}}\left(s\right)]{|}_{s=j2\mathrm{\π}{f}_n}$

$A_2=\left|G_{I2}\left(s\right)\right|\frac{\sqrt{2}{P}_n}{{3U}_g}\sin \∠G_{I2}\left(j2\mathrm{\π}{f}_n\right)+\sqrt{2}\left|G_{\mathrm{Ug}}\left(s\right)\right|U_g\sin [\mathrm{\β}+\∠G_{\mathrm{Ug}}\left(s\right)]{|}_{s=j2\mathrm{\π}{f}_n}$

其中，β为并网电流超前电网电压角度；

|G_I2(s)|和∠G_I2(s)分别为传递函数G_I2(s)的幅值和相角；

|G_Ug(s)|和∠G_Ug(s)分别为传递函数G_Ug(s)的幅值和相角；

G_I2(s)按下式计算：

$G_{I2}\left(s\right)=\frac{L_1{L}_2{C}_d{s}^3+(L_1+L_2)C_d{R}_d{s}^2+(L_1+L_2)s}{C_d{R}_{d}s+1}$

G_Ug(s)按下式计算：

$G_{\mathrm{Ug}}\left(s\right)=\frac{L_1{C}_d{s}^2+C_d{R}_{d}s+1}{C_d{R}_{d}s+1}$

S7.2、逆变侧基波电压u_AO'1的表达式为：

u_AO'1＝U_AO'1sin(2πf_nt+θ)

其中：

$U_{{\mathrm{AO}}^{\′}1}=\sqrt{A_1^2+A_2^2}$

$\mathrm{\θ}=\arcsin \frac{A_2}{\sqrt{A_1^2+A_2^2}}$

S8、计算调制比m；

$m=\frac{\sqrt{3}{U}_{{\mathrm{AO}}^{\′}1}}{U_{\mathrm{dc}}};$

S9、计算三电平SVPWM调制算法下逆变侧电压u_AO'中第h(2≤h≤1000)次电压谐波幅值U_AO'h；

S9.1、计算载波比mf；

$\mathrm{mf}=\frac{f_{\mathrm{se}}}{f_n}=180$

S9.2、按照三电平SVPWM调制算法，当空间参考矢量角度为-π时为0时刻，在一个电网频率周期内有mf个开关周期，参考矢量共被计算mf次，每一次计算可以得到逆变侧与直流侧负母线之间的电压u_AO跳变两次的时间点，这样一个电网频率周期内可以得到u_AO总共跳变2mf次，将u_AO跳变时间点分别记为t₁，t₂，…，t_2mf，电网周期的结束时间t_2mf+1＝1/f_n；

S9.3、计算u_AO的第h次谐波的余弦系数a_h和正弦系数b_h：

$a_h=\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2\mathrm{h\π}}[\underset{k=1}{\overset{\mathrm{mf}+1}{\mathrm{\Σ}}}\sin \left(2\mathrm{h\π}{f}_n{t}_{2k-1}\right)-\underset{k=1}{\overset{\mathrm{mf}}{\mathrm{\Σ}}}\sin \left(2\mathrm{h\π}{f}_n{t}_{2k}\right)-2\cos \left(\frac{\mathrm{h\π}{f}_n}{f_{\mathrm{sw}}}\right)]$

$b_h=\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2\mathrm{h\π}}[\underset{k=1}{\overset{\mathrm{mf}}{\mathrm{\Σ}}}\sin \left(2\mathrm{h\π}{f}_n{t}_{2k}\right)-\underset{k=1}{\overset{\mathrm{mf}+1}{\mathrm{\Σ}}}\sin \left(2\mathrm{h\π}{f}_n{t}_{2k-1}\right)+2\sin \left(\frac{\mathrm{h\π}{f}_n}{f_{\mathrm{sw}}}\right)]$

S9.4、计算u_AO中第h次谐波的幅值c_h为：

$c_h=\sqrt{a_h^2+b_h^2}$

S9.5、逆变侧电压u_AO'中第h次谐波的幅值U_AO'h为：

S10、计算并网电流的第h(2≤h≤1000)次谐波电流畸变率η_h；

S10.1、按下式计算并网电流基波幅值合成系数B₁和B₂：

$B_1=\left|G_{{\mathrm{AO}}^{\′}}\left(s\right)\right|U_{{\mathrm{AO}}^{\′}1}\cos [\mathrm{\θ}+\∠G_{{\mathrm{AO}}^{\′}}\left(s\right)]+\sqrt{2}\left|G_g\left(s\right)\right|U_g\cos [\∠G_g\left(s\right)]{|}_{s=j2\mathrm{\π}{f}_n}$

$B_2=\left|G_{{\mathrm{AO}}^{\′}}\left(s\right)\right|U_{{\mathrm{AO}}^{\′}1}\sin [\mathrm{\θ}+\∠G_{{\mathrm{Ao}}^{\′}}\left(s\right)]+\sqrt{2}\left|G_g\left(s\right)\right|U_g\sin [\∠G_g\left(s\right)]{|}_{s=j2\mathrm{\π}{f}_n}$

其中：

|G_AO'(s)|和∠G_AO'(s)分别为传递函数G_AO'(s)的幅值和相角；

|G_g(s)|和∠G_g(s)分别为传递函数G_g(s)的幅值和相角；

G_AO'(s)按下式计算：

$G_{{\mathrm{AO}}^{\′}}\left(s\right)=\frac{C_d{R}_{d}s+1}{L_1{L}_2{C}_d{s}^3+(L_1+L_2)C_d{R}_d{s}^2+(L_1+L_2)s}$

G_g(s)按下式计算：

$G_g\left(s\right)=-\frac{L_1{C}_d{s}^2+C_d{R}_{d}s+1}{L_1{L}_2{C}_d{s}^3+(L_1+L_2)C_d{R}_d{s}^2+(L_1+L_2)s}$

S10.2、计算并网电流基波幅值：

$I_{21m}=\sqrt{B_1^2+B_2^2}$

S10.3、计算并网电流第h次谐波电流幅值：

I_2hm＝|G_AO'(jhω_n)|U_AO'h

S10.4、计算并网电流第h次谐波电流畸变率η_h：

${\mathrm{\η}}_h=\frac{I_{2\mathrm{hm}}}{I_{21m}}$

在本实施例中，并网电流谐波畸变率如图4所示，其中，并网电流的部分谐波电流畸变率如表1所示。

表1是并网电流的部分谐波电流畸变率具体数值。

谐波次数h	并网电流谐波畸变率
		44	0.0736％
50	0.0721％
		172	0.0501％
188	0.0431％
		359	0.0492％
361	0.0473％

S11、根据表2，判断η_h是否满足IEEE519并网标准中的并网电流谐波畸变率标准，如果满足，则更新当前总电感的最大值L_max＝L₁+L₂-0.01L_max，记录下当前LCL滤波器参数分别为C_dopt，L_1opt，L_2opt，R_dopt，转至步骤S16；若不满足，则进入步骤S12；

表2是IEEE519并网标准。

表2

表中：THD表示总谐波畸变率。

S12、更新电感比例系数a＝a-0.1；

S13、判断是否满足a＞0，若满足，则返回步骤S4；若不满足，则进入步骤S14；

S14、更新总电感L＝L+0.01L_max，电感比例系数a＝1；

S15、判断是否满足L≤L_max，若满足，则返回步骤S4；若不满足，则进入步骤S16；

S16、更新滤波电容C_d＝C_d+0.1C_dmax，总电感L＝0.01L_max，电感比例系数a＝1，转至步骤S3。

通过本发明，可以准确的设计出LCL滤波器参数，具体参数值如表3所示。

表3是采用本发明设计的LCL滤波器参数。

L1	L2	Cd	Rd
				1.2mH	1.1mH	8.5μF	2.7Ω

表3

尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。

Claims (2)

1.一种基于三电平SVPWM并网逆变器的LCL滤波器参数设计方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)、计算LCL滤波器总电感L＝L₁+L₂的最大值L_max和滤波器电容C_d最大值C_dmax；

$L_{\max }=\frac{\sqrt{3}{U}_{\mathrm{dc}}{U}_g-3\sqrt{2}{U}_g^2}{2\sqrt{2}\mathrm{\π}{f}_n{P}_n}$

$C_{d\max }=\frac{5\%P_n}{6\mathrm{\π}{f}_n{U_g}^2}$

其中，P_n为并网逆变器额定功率；U_g为电网相电压有效效值；f_n为电网频率；U_dc直流侧电压；

(2)、设置滤波器电容C_d，总电感L，再根据总电感L设置电感比例系数a，且满足的a＝L₂/L₁；

(3)、判断当前滤波器电容C_d是否满足C_d≤C_d max，若满足，则进入步骤(4)；若不满足，则记录下当前LCL滤波器参数C_dopt，L_1opt，L_2opt，R_dopt，作为LCL滤波器的设计参数，并结束；

(4)、计算当前逆变侧电感L₁和电网侧电感L₁；

L₁＝L/(a+1)；L₂＝aL/(a+1)

(5)、计算当前LCL滤波器参数下的谐振频率f_res

$f_{\mathrm{res}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\sqrt{\frac{L_1+L_2}{L_1{L}_2{C}_d}}$

判断f_res是否满足10f_n＜f_re＜0.5f_sw，其中f_sw为开关频率；若满足，进入步骤(6)；若不满足，则跳转至步骤(12)；

(6)、计算阻尼电阻R_d；

$R_d=\frac{1}{6\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{res}}{C}_d};$

(7)、计算逆变侧基波电压的表达式u_AO'1；

(7.1)、计算逆变侧基波电压u_AO'1合成系数A₁和A₂：

$A_1=\left|G_{I2}\left(s\right)\right|\frac{\sqrt{2}{P}_n}{3U_g}\cos \∠G_{I2}\left(s\right)+\sqrt{2}\left|G_{\mathrm{Ug}}\left(s\right)\right|U_g\cos [\mathrm{\β}+\∠G_{\mathrm{Ug}}\left(s\right)]{|}_{s=j2\mathrm{\π}{f}_n}$

$A_2=\left|G_{I2}\left(s\right)\right|\frac{\sqrt{2}{P}_n}{3U_g}\sin \∠G_{I2}\left(j2\mathrm{\π}{f}_n\right)+\sqrt{2}\left|G_{\mathrm{Ug}}\left(s\right)\right|U_g\sin [\mathrm{\β}+\∠G_{\mathrm{Ug}}\left(s\right)]{|}_{s=j2\mathrm{\π}{f}_n}$

其中，β为并网电流超前电网电压角度；

|G_I2(s)|和∠G_I2(s)分别为传递函数G_I2(s)的幅值和相角；

|G_Ug(s)|和∠G_Ug(s)分别为传递函数G_Ug(s)的幅值和相角；

(7.2)、逆变侧基波电压u_AO'1的表达式为：

u_AO'1＝U_AO'1sin(2πf_nt+θ)

其中：

$U_{{\mathrm{AO}}^{\′}1}=\sqrt{A_1^2+A_2^2}$

$\mathrm{\θ}=\arcsin \frac{A_2}{\sqrt{A_1^2+A_2^2}}$

(8)、计算调制比m；

$m=\frac{\sqrt{3}{U}_{{\mathrm{AO}}^{\′}1}}{U_{\mathrm{dc}}};$

(9)、计算三电平SVPWM调制算法下逆变侧电压u_AO'中第h(2≤h≤1000)次电压谐波幅值U_AO'h；

(9.1)、计算载波比mf；

$\mathrm{mf}=\frac{f_{\mathrm{sw}}}{f_n}$

(9.2)、在一个电网频率周期内，设置逆变侧与直流侧负母线之间的电压u_AO跳变时间点，分别记为t₁，t₂，…，t_2mf+1；

(9.3)、计算u_AO的第h次谐波的余弦系数a_h和正弦系数b_h：

$a_h=\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2\mathrm{h\π}}[\underset{k=1}{\overset{\mathrm{mf}+1}{\mathrm{\Σ}}}\sin \left(2\mathrm{h\π}{f}_n{t}_{2k-1}\right)-\underset{k=1}{\overset{\mathrm{mf}}{\mathrm{\Σ}}}\sin \left(2\mathrm{h\π}{f}_n{t}_{2k}\right)-2\cos \left(\frac{\mathrm{h\π}{f}_n}{f_{\mathrm{sw}}}\right)]$

$b_h=\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2\mathrm{h\π}}[\underset{k=1}{\overset{\mathrm{mf}}{\mathrm{\Σ}}}\sin \left(2\mathrm{h\π}{f}_n{t}_{2k}\right)-\underset{k=1}{\overset{\mathrm{mf}+1}{\mathrm{\Σ}}}\sin \left(2\mathrm{h\π}{f}_n{t}_{2k-1}\right)+2\sin \left(\frac{\mathrm{h\π}{f}_n}{f_{\mathrm{sw}}}\right)]$

(9.4)、计算u_AO中第h次谐波的幅值c_h为：

$c_h=\sqrt{a_h^2+b_h^2}$

(9.5)、逆变侧电压u_AO'中第h次谐波的幅值U_AO'h为：

(10)、计算并网电流的第h(2≤h≤1000)次谐波电流畸变率η_h；

(10.1)、按下式计算并网电流基波幅值合成系数B₁和B₂：

$B_1=\left|G_{{\mathrm{AO}}^{\′}}\left(s\right)\right|U_{{\mathrm{AO}}^{\′}1}\cos [\mathrm{\θ}+\∠G_{{\mathrm{AO}}^{\′}}\left(s\right)]+\sqrt{2}\left|G_g\left(s\right)\right|U_g\cos [\∠G_g\left(s\right)]{|}_{s=j2\mathrm{\π}{f}_n}$

$B_2=\left|G_{{\mathrm{AO}}^{\′}}\left(s\right)\right|U_{{\mathrm{AO}}^{\′}1}\sin [\mathrm{\θ}+\∠G_{{\mathrm{AO}}^{\′}}\left(s\right)]+\sqrt{2}\left|G_g\left(s\right)\right|U_g\sin [\∠G_g\left(s\right)]{|}_{s=j2\mathrm{\π}{f}_n}$

其中：

|G_AO'(s)|和∠G_AO'(s)分别为传递函数G_AO'(s)的幅和相角；

|G_g(s)|和∠G_g(s)分别为传递函数G_g(s)的幅值和相角；

(10.2)、计算并网电流基波幅值：

$I_{21m}=\sqrt{B_1^2+B_2^2}$

(10.3)、计算并网电流第h次谐波电流幅值：

I_2hm＝|G_AO'(jhω_n)|U_AO'h

(10.4)、计算并网电流第h次谐波电流畸变率η_h：

${\mathrm{\η}}_h=\frac{I_{2\mathrm{hm}}}{I_{21m}}$

(11)、判断η_h是否满足IEEE519并网标准中的并网电流谐波畸变率标准，如果满足，则更新当前总电感的最大值L_max＝L₁+L₂-0.01L_max，记录下当前LCL滤波器参数分别为C_dopt，L_1opt，L_2opt，R_dopt，转至步骤(16)；若不满足，则进入步骤(12)；

(12)、更新电感比例系数a＝a-0.1；

(13)、判断是否满足a＞0，若满足，则返回步骤(4)；若不满足，则进入步骤(14)；

(14)、更新总电感L＝L+0.01L_max，电感比例系数a＝1；

(15)、判断是否满足L≤L_max，若满足，则返回步骤(4)；若不满足，则进入步骤(16)；

(16)、更新滤波器电容C_d＝C_d+0.1C_d max，总电感L＝0.01L_max，a＝1，转至步骤(3)。

2.根据权利要求1所述的基于三电平SVPWM并网逆变器的LCL滤波器参数设计方法，其特征在于，所述的步骤(3)中，初始时刻时，当前滤波器电容C_d等于设置的滤波器电容C_d；电感比例系数a初始值设置为1。