CN114362549A - 基于非隔离型背靠背拓扑的级联多电平变流器及其控制策略 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于非隔离型背靠背拓扑的级联多电平变流器及其控制策略，所述级联多电平变流器包括：级联且结构相同的n个子模块；其中，每个子模块均包括背靠背连接的两个H桥；所述两个H桥共用同一个直流侧电容，每个H桥的交流侧端口的两个端子均连接有电感。本发明提供的基于非隔离型背靠背拓扑的新型级联多电平变流器，在去掉DAB的同时可消除器件正常开关状态下直流侧短路的可能。

Description

基于非隔离型背靠背拓扑的级联多电平变流器及其控制策略

技术领域

本发明属于配电网电力电子装置的拓扑与控制技术领域，特别涉及一种基于非隔离型背靠背拓扑的级联多电平变流器及其控制策略。

背景技术

在“双碳”目标的背景下，光伏、风电等新能源发电量占比日益提升，新能源易受自然条件制约，呈现出不确定性以及不稳定性的特点；此外，新能源车、智能家居等负荷的接入也使得电力潮流变得更加复杂，这些会造成一系列的电能质量问题。

当网络中出现突发性故障时，传统配电网主要通过在相邻馈线之间安装机械式开关，以网络重构的方式提供自愈策略支持；然而，机械开关从调控性、响应速度、寿命等方面来看都存在明显缺陷。柔性接口装置(Soft normally open points)作为一种新型电力电子装置，克服了传统机械开关的劣势，给电网的安全可靠运行带来了曙光。

在中高压领域，级联H桥背靠背拓扑由于控制方便、易于扩展等优势而备受关注；该拓扑由基本模块级联实现多电平，其基本模块由前、后端H桥以及基于中频变压器隔离的双有源桥(DAB)组成，但是DAB的引入使得柔性接口装置的体积以及成本大幅增加，难以在配电网中大规模应用。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于非隔离型背靠背拓扑的级联多电平变流器及其控制策略，以解决上述存在的一个或多个技术问题。本发明提供的基于非隔离型背靠背拓扑的新型级联多电平变流器，在去掉DAB的同时可消除器件正常开关状态下直流侧短路的可能。

为达到上述目的，本发明采用以下技术方案：

本发明提供的一种基于非隔离型背靠背拓扑的级联多电平变流器，包括：级联且结构相同的n个子模块；

其中，每个子模块均包括背靠背连接的两个H桥；所述两个H桥共用同一个直流侧电容，每个H桥的交流侧端口的两个端子均连接有电感。

本发明的进一步改进在于，所述级联多电平变流器的两端用于连接两个电压幅值、频率和相位不同的中高压交流系统。

本发明的进一步改进在于，所述级联多电平变流器的一端用于连接交流系统，另一端用于连接负载。

本发明提供的一种基于非隔离型背靠背拓扑的级联多电平变流器的控制策略，

当所述级联多电平变流器两端连接两个不同的交流系统时：所述级联多电平变流器的一端采用定UdcQ控制策略，另一端采用定PQ控制策略；

当所述级联多电平变流器一端连接三相交流系统，另一侧连接三相负载时：所述级联多电平变流器与三相交流系统连接的一端采用定UdcQ控制策略，与三相负载相连的一端采用定VF控制策略。

本发明的进一步改进在于，所述级联多电平变流器两端均采用载波移相正弦脉冲宽度调制方式。

本发明的进一步改进在于，所述定UdcQ控制策略包括：直流总电压控制以及均压控制；控制外环为电压环，电压环中加入二阶陷波器，采用PI控制器；控制内环为电流环，采用PR控制器；

其中，采集各级H桥直流侧电压并相加得到直流侧总电压，将直流侧总电压与直流电压参考值做差，做差后的结果作为PI控制器的输入；PI控制器的输出经过二阶陷波器，得到电流内环参考值幅值I_mref；

采集交流系统电压并进行锁相得到电压相位wt，电流内环参考值i_ref＝I_mref sin(ωt)；

采集电感电流i_L并与电流内环参考值i_ref作差后的结果作为PR控制器的输入；PR控制器的输出加上系统电压u_grid后得到输出电压基波，再除以直流侧总电压得到占空比d₀；

将直流侧总电压参考值除以子模块个数n得到每一级直流侧电容参考值U_dcxref，用每一级直流侧电压U_dcx与每一级直流侧电容参考值U_dcxref作差后的结果输入PI控制器，PI控制器输出与d₀相乘得到占空比的补偿值Δd；

最终的调制波d＝d₀+Δd，经过载波移相PWM调制后得到PWM信号。

本发明的进一步改进在于，所述定PQ控制策略包括：功率外环和电流内环；

其中，采集交流侧系统电压u_grid并进行锁相后得到电压相位wt，根据给定有功功率的参考值P_ref和无功功率的参考值Q_ref计算得到电流内环的参考值；

电流内环采用PR控制器，采集电感电流i_L并与电流内环参考值i_ref作差后作为PR控制器的输入；PR控制器的输出加上系统电压u_grid后得到输出电压基波，再除以直流侧总电压U_dc得到调制波d；采用载波移相PWM调制后得到PWM信号。

本发明的进一步改进在于，所述定VF控制策略包括：电压外环和电流内环；电压外环采用PI控制，电流内环采用PR控制；

其中，采集变流器交流侧电压v_o，根据给定的交流电压幅值的参考值V_ref和频率的参考值f_ref，得到交流电压的参考值v_ref，两者作差后经过PI控制器得到电流内环的参考值i_ref；

采集电感电流i_L并与电流内环参考值i_ref作差后的结果作为PR控制器的输入；PR控制器的输出加上交流侧电压v_m后得到输出电压基波，再除以直流侧总电压U_dc得到调制波d；采用载波移相PWM调制后得到PWM信号。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

本发明提出的基于非隔离型背靠背拓扑的新型级联多电平变流器，去掉了背靠背级联多电平变流器中间的DAB环节，可显著降低设备的成本和体积；同时，能够消除正常工作的开关状态下直流侧电容短路的可能。示例性解释的，在单级倍频载波移相PWM调制方式下，每个桥臂有上管导通或下管导通2种开关状态，单个H桥有4种开关状态；每个背靠背子模块共有4*4＝16种开关状态；因此单相非隔离型背靠背两级级联变流器中，两个子模块共有16*16＝256种开关状态。经过分析，这些开关状态中有160种会造成直流侧电容短路。采用本发明所述拓扑以后，在上述160种开关状态下，电容电压施加在4个电感上，即

每个开关状态下电流变化量

在n级级联的情况下，等效开关频率提高n倍或以上(与调制方式有关)，因此等效开关频率大幅提高，故电流变化量

其中Δi表示每种开关状态下电流变化量，Uc表示单个直流侧电容电压，n表示级数，fs表示开关频率。Δi与系统电流有效值相比很小，因此变流器可以正常工作。

本发明提供的控制策略，可以实现两个交流系统的异步互联，也可以实现电网故障下负载的转移供电，能够提高配电网的稳定性和可靠性。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图做简单的介绍；显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来说，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有隔离型背靠背级联多电平变流器拓扑示意图；

图2为非隔离型背靠背级联多电平变流器正常工作状态下直流侧短路路径示意图；

图3为本发明实施例提供的新型级联多电平变流器的拓扑示意图；

图4为本发明实施例提供的新型级联多电平变流器的基本控制策略示意图；其中，图4中(a)为级联多电平变流器两端连接两个不同的交流系统时示意图，图4中(b)为级联多电平变流器一端连接三相交流系统且另一侧连接三相负载时示意图；

图5为本发明实施例中，定UdcQ控制策略的控制示意框图；

图6为本发明实施例中，各级直流电容均压控制策略的控制示意框图；

图7为本发明实施例中，定PQ控制策略的控制示意框图；

图8为本发明实施例中，定VF控制策略的控制示意框图；

图9为本发明实施例中，交流系统1(定UdcQ控制侧)变流器输出电压电流波形示意图；其中，图9中(a)为滤波前电压波形示意图，图9中(b)为滤波后电压波形示意图，图9中(c)为输出电流波形示意图；

图10为本发明实施例中，负载侧(定VF控制侧)变压器输出电压电流波形示意图；其中，图10中(a)为滤波前电压波形示意图，图10中(b)为滤波后电压波形示意图，图10中(c)为输出电流波形示意图；

图11为本发明实施例中，直流侧总电压波形示意图；

图12为本发明实施例中，直流侧均压效果波形示意图；

图13为本发明实施例中，交流系统2(定PQ控制侧)变流器输出电压电流波形示意图；其中，图13中(a)为滤波前电压波形示意图，图13中(b)为滤波后电压波形示意图，图13中(c)为输出电流波形示意图；

图14为本发明实施例中，定PQ控制侧变流器输出功率波形示意图；其中，图14中(a)为有功功率波形示意图，图14中(b)为无功功率波形示意图。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。

需要说明的是，本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本发明的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

下面结合附图对本发明做进一步详细描述：

请参阅图1和图2，目前应用在中高压领域的柔性接口装置的常见拓扑如图1所示，主要由三级构成，分别是前、后端的级联H桥以及中间起隔离作用的双有源桥(DAB)级。它可以实现能量的双向流动，但是中间增加的DAB级使得开关管的数量增加了一倍，成本大大增加。此外，隔离变压器的引入也会增加设备的体积，因此难以大规模应用。对于非隔离型H桥级联背靠背拓扑，如图2所示，工作时在正常开关状态下会出现直流侧短路的情况。基于此，本发明实施例提出了基于非隔离型背靠背拓扑的新型级联多电平变流器。

请参阅图3，本发明实施例提供的一种基于非隔离型背靠背拓扑的新型级联多电平变流器，包括：n个结构相同的子模块；n个子模块级联构成级联多电平变流器。其中，每个子模块均由两个H桥背靠背连接构成，可分别定义为H1桥和H2桥，它们共用同一个直流侧电容；每个子模块H1桥和H2桥的交流侧端口的两个端子均连接有电感，用来消除器件正常开关状态下直流侧短路的可能。

请参阅图4，示例性可选的，根据具体应用场景，其两端可连接两个电压幅值、频率和相位不同的中高压交流系统；也可以一端接三相交流系统，另一端接三相负载。进一步示例性可选的，本发明实施例提供的拓扑可以扩展到中高压三相交流配电网中，三个单相级联多电平变流器的L级分别与电网A、B、C相连接，三个单相级联多电平变流器的N级相连构成三相非隔离型背靠背级联多电平变流器。

本发明实施例提供的基于非隔离型背靠背拓扑的新型级联多电平变流器，去掉了背靠背级联多电平变流器中间的DAB环节，可显著降低设备的成本和体积；同时，能够消除正常工作的开关状态下直流侧电容短路的可能。

本发明实施例提供的一种基于非隔离型背靠背拓扑的新型级联多电平变流器的控制策略，包括定UdcQ控制、定PQ控制以及定VF控制；其中，为了保证系统功率平衡传输，直流侧电容电压必须保持恒定，因此一端变流器必须采用定UdcQ控制；另一端变流器的控制策略与应用场景有关：当级联多电平变流器两端连接两个不同的交流电网时，为了实现潮流控制，该变流器采用定PQ控制；当级联多电平变流器一端连接交流电网，另一侧连接三相负载时，变流器需要支撑负载电压，因此该变流器采用定VF控制。此外，两端变流器均采用载波移相正弦脉冲宽度调制(CPS-SPWM)方式。

请参阅图5和图6，本发明实施例中，定UdcQ控制策略包括：直流总电压控制以及均压控制；其中，控制外环为电压环，采用PI控制器；控制内环为电流环，采用PR控制器。此外，为了消除直流侧电压二次纹波对控制系统的影响，在电压外环中加入了二阶陷波器。具体包括以下步骤：

步骤一，采集各级H桥直流侧电压U_dc1、U_dc2、……、U_dcn，将各级直流侧电压相加得到直流侧总电压U_dc，与直流电压参考值U_dcref作差后的结果作为PI控制器的输入，PI控制器的输出再经过二阶陷波器后得到电流内环参考值幅值I_mref。

步骤二，采集交流电网电压并进行锁相得到电压相位wt，为实现高功率因数运行，减小装置给电网带来的干扰，控制电流与电压同相，因此电流内环参考值i_ref＝I_mref sin(ωt)。采集电感电流i_L并与上述电流内环参考值i_ref作差后的结果作为PR控制器的输入。另外为了减小电网电压波动对控制系统的影响，加入电压前馈控制，PR控制器的输出加上电网电压u_grid后得到输出电压基波，再除以直流侧总电压U_dc得到占空比d₀。

步骤三，将直流侧总电压参考值除以子模块个数n得到每一级直流侧电容参考值U_dcxref，用每一级直流侧电压U_dcx与上述参考值作差后的结果输入PI控制器，其输出与d₀相乘得到占空比的补偿值Δd。最终的调制波d＝d₀+Δd，经过载波移相PWM调制后得到PWM信号。

请参阅图7，本发明实施例中，定PQ控制包括功率外环和电流内环，具体包括以下步骤：

步骤一，采集交流侧电网电压u_grid，锁相后得到电压相位wt，根据给定有功功率的参考值P_ref和无功功率的参考值Q_ref计算得到电流内环的参考值，具体为：

p＝P_ref-P_ref·cos(2wt)-Q_ref·sin(2wt)＝P_ref-S·cos(2wt-θ)

i_ref＝p/u_grid；式中，p代表变流器输出的瞬时功率，S为视在功率，ugrid为电网电压瞬时值，iref为电流内环参考值；

步骤二，电流内环采用PR控制器，采集电感电流i_L并与上述电流内环参考值i_ref作差后作为PR控制器的输入。另外为了减小电网电压波动对控制系统的影响，加入电压前馈控制，PR控制器的输出加上电网电压u_grid后得到输出电压基波，再除以直流侧总电压U_dc得到调制波d。

步骤三，采用载波移相PWM调制后得到PWM信号。

请参阅图8，本发明实施例中，定VF控制包括电压外环和电流内环，电压外环采用PI控制，电流内环采用PR控制，具体包括以下步骤：

步骤一，采集变流器交流侧电压v_o，根据给定的交流电压幅值的参考值V_ref和频率的参考值f_ref，可以得到交流电压的参考值v_ref，两者作差后经过PI控制器即可得到电流内环的参考值i_ref。

步骤二，采集电感电流i_L并与上述电流内环参考值i_ref作差后的结果作为PR控制器的输入。另外为了减小交流侧电压波动对控制系统的影响，加入电压前馈控制，PR控制器的输出加上交流侧电压v_m后得到输出电压基波，再除以直流侧总电压U_dc得到调制波d。

步骤三，采用载波移相PWM调制后得到PWM信号。

进一步示例性可选的，该控制策略可以扩展到三相交流系统中，控制策略完全相同，只需要控制B、C相相位依次滞后120°。

本发明提出的控制方案可以实现两个交流系统的异步互联，也可以实现电网故障下负载的转移供电，提高了配电网的稳定性和可靠性。

具体实施例1

在Simulink/Matlab中设置该系统仿真参数：该拓扑由3个子模块构成，子模块H桥交流端口连接的电感均为0.5mH，子模块直流侧电容容值均为1mF。背靠背变流器前端连接交流电源，输入电压3000V，后端接电阻负载，阻值55Ω。

本发明实施例仿真实验中，前端变流器采用如图5、图6所示的定UdcQ控制策略，控制直流侧总电压4500V，每一级直流侧电压1500V。后端变流器采用如图8所示的定VF控制，控制输出电压3300V。仿真结果如图9、图10所示。

仿真结果表明，本发明实施例提出的拓扑消除了正常工作状态下直流侧短路的可能，采用的定VF控制策略能够实现右端电网故障时负载侧的正常供电。

具体实施例2

在Simulink/Matlab中设置该系统仿真参数：该拓扑由3个子模块构成，子模块H桥交流端口连接的电感均为0.5mH，子模块直流侧电容容值均为1mF。背靠背变流器前端连接交流系统1，输入电压3000V，后端接交流系统2，输入电压3000V。

本发明实施例仿真实验中，前端变流器采用如图5、图6所示的定UdcQ控制策略，控制直流侧总电压4500V，每一级直流侧电压1500V。后端变流器采用如图8所示的定PQ控制，仿真开始时，控制有功功率P＝50kW，无功功率Q＝-50kVar。0.5s时，控制有功功率P＝50kW，无功功率Q＝0Var。仿真结果如图11、图12、图13和图14所示。

仿真结果表明，本发明实施例提出的拓扑消除了正常工作状态下直流侧短路的可能；其中，图11是直流侧总电压，图12是各级直流侧电压，仿真结果表明本发明采用的定UdcQ控制策略能够稳定的控制直流侧电压并且均压效果良好；图13是后端变流器输出的电压电流，图14是输出的有功和无功功率，仿真结果表明本发明采用的定PQ控制策略能够实现稳态时配电网的潮流控制。

综上所述，本发明实施例具体公开了一种基于非隔离型背靠背拓扑的新型级联多电平变流器及其控制策略；该变流器以H桥背靠背拓扑为子模块级联构成，通过在H桥交流侧每个端子上连接电感消除正常开关状态下直流侧电容短路的可能。并且针对变流器两侧分别接不同交流系统和一侧接交流系统一侧接负载两种应用场景提出了变流器的控制策略，该拓扑实现了稳态下的潮流调控以及故障状态下负载的转移供电，具有一定的实际应用价值。

最后应当说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制，尽管参照上述实施例对本发明进行了详细的说明，所属领域的普通技术人员应当理解：依然可以对本发明的具体实施方式进行修改或者等同替换，而未脱离本发明精神和范围的任何修改或者等同替换，其均应涵盖在本发明的权利要求保护范围之内。

Claims (8)

1.一种基于非隔离型背靠背拓扑的级联多电平变流器，其特征在于，包括：级联且结构相同的n个子模块；

其中，每个子模块均包括背靠背连接的两个H桥；所述两个H桥共用同一个直流侧电容，每个H桥的交流侧端口的两个端子均连接有电感。

2.根据权利要求1所述的一种基于非隔离型背靠背拓扑的级联多电平变流器，其特征在于，所述级联多电平变流器的两端用于连接两个电压幅值、频率和相位不同的中高压交流系统。

3.根据权利要求1所述的一种基于非隔离型背靠背拓扑的级联多电平变流器，其特征在于，所述级联多电平变流器的一端用于连接交流系统，另一端用于连接负载。

4.一种权利要求1所述的基于非隔离型背靠背拓扑的级联多电平变流器的控制策略，其特征在于，

当所述级联多电平变流器两端连接两个不同的交流系统时：所述级联多电平变流器的一端采用定UdcQ控制策略，另一端采用定PQ控制策略；

当所述级联多电平变流器一端连接三相交流系统，另一侧连接三相负载时：所述级联多电平变流器与三相交流系统相连的一端采用定UdcQ控制策略，与三相负载相连的一端采用定VF控制策略。

5.根据权利要求4所述的控制策略，其特征在于，所述级联多电平变流器两端均采用载波移相正弦脉冲宽度调制方式。

6.根据权利要求4所述的控制策略，其特征在于，所述定UdcQ控制策略包括：直流总电压控制以及均压控制；控制外环为电压环，电压环中加入二阶陷波器，采用PI控制器；控制内环为电流环，采用PR控制器；

其中，采集各级H桥直流侧电压并相加得到直流侧总电压，将直流侧总电压与直流电压参考值做差，做差后的结果作为PI控制器的输入；PI控制器的输出经过二阶陷波器，得到电流内环参考值幅值I_mref；

采集交流系统电压并进行锁相得到电压相位wt，电流内环参考值i_ref＝I_mrefsin(ωt)；

采集电感电流i_L并与电流内环参考值i_ref作差后的结果作为PR控制器的输入；PR控制器的输出加上系统电压u_grid后得到输出电压基波，再除以直流侧总电压得到占空比d₀；

将直流侧总电压参考值除以子模块个数n得到每一级直流侧电容参考值U_dcxref，用每一级直流侧电压U_dcx与每一级直流侧电容参考值U_dcxref作差后的结果输入PI控制器，PI控制器输出与d₀相乘得到占空比的补偿值Δd；

最终的调制波d＝d₀+Δd，经过载波移相PWM调制后得到PWM信号。

7.根据权利要求6所述的控制策略，其特征在于，所述定PQ控制策略包括：功率外环和电流内环；

其中，采集交流侧系统电压u_grid并进行锁相后得到电压相位wt，根据给定有功功率的参考值P_ref和无功功率的参考值Q_ref计算得到电流内环的参考值；

电流内环采用PR控制器，采集电感电流i_L并与电流内环参考值i_ref作差后作为PR控制器的输入；PR控制器的输出加上系统电压u_grid后得到输出电压基波，再除以直流侧总电压U_dc得到调制波d；采用载波移相PWM调制后得到PWM信号。

8.根据权利要求6所述的控制策略，其特征在于，所述定VF控制策略包括：电压外环和电流内环；电压外环采用PI控制，电流内环采用PR控制；

其中，采集变流器交流侧电压v_o，根据给定的交流电压幅值的参考值V_ref和频率的参考值f_ref，得到交流电压的参考值v_ref，两者作差后经过PI控制器得到电流内环的参考值i_ref；

采集电感电流i_L并与电流内环参考值i_ref作差后的结果作为PR控制器的输入；PR控制器的输出加上交流侧电压v_m后得到输出电压基波，再除以直流侧总电压U_dc得到调制波d；采用载波移相PWM调制后得到PWM信号。

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