CN101243602A - 用于初级侧控制功率转换器的闭合回路脉宽调制控制器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种用于初级侧控制功率转换器的闭合回路脉宽调制控制器。电压波形检测器产生电压反馈信号和放电时间信号。电流波形检测器通过测量初级侧切换电流而产生电流波形信号。积分器通过将电流波形信号与放电时间信号进行积分来产生电流反馈信号。积分器的时间常数与切换信号的切换周期相关，因此电流反馈信号与功率转换器的输出电流成正比例。闭合回路脉宽调制控制器还包括电压回路误差放大器和电流回路误差放大器。脉宽调制电路和比较器依据电压回路误差放大器和电流回路误差放大器的输出来控制切换信号的脉冲宽度。因此功率转换器的输出电压与最大输出电流于是获得调节。

Description

用于初级侧控制功率转换器的闭合回路脉宽调制控制器

技术领域

本发明涉及一种用于功率转换器的脉冲宽度调制(脉宽调制)控制器，且更明确地说涉及一种用于开关模式功率转换器的脉宽调制控制器。

背景技术

各种功率转换器已广泛用于提供经调节的电压和电流。为了安全起见，离线功率转换器必须在其初级侧与次级侧之间提供电隔离(galvanicisolation)。在控制电路配备在功率转换器的初级侧的情况下，需要光耦合器和次级侧调节器来调节功率转换器的输出电压和输出电流。本发明的目的是提供一种脉宽调制控制器，其用于控制功率转换器在初级侧的输出电压和输出电流，而不需要光耦合器和次级侧调节器。因此，可降低功率转换器的尺寸和成本。

发明内容

一种用于初级侧控制功率转换器的闭合回路脉宽调制控制器包括：电压波形检测器，其产生电压反馈信号和放电时间信号。电压波形检测器经由分压器的电阻器耦合到变压器的辅助绕组。放电时间信号表示次级侧切换电流的放电时间。电流波形检测器通过电流感测装置对初级侧切换电流进行取样来产生电流波形信号。积分器用于将电流波形信号与放电时间信号进行积分来产生电流反馈信号。振荡器产生用于决定切换信号的切换频率的振荡信号。切换信号用于切换变压器并调节功率转换器的输出。积分器的时间常数与切换信号的切换周期相关，因此电流反馈信号与功率转换器的输出电流成正比例。第一运算放大器和第一参考电压形成电压回路误差放大器以放大电压反馈信号并提供回路增益以用于输出电压控制。第二运算放大器和第二参考电压形成电流回路误差放大器以放大电流反馈信号并提供回路增益以用于输出电流控制。切换控制电路包含脉宽调制电路、第一比较器和第二比较器，用于依据电压回路误差放大器的输出和电流回路误差放大器的输出来产生切换信号并控制切换信号的脉冲宽度。因此，调节了功率转换器的输出电压和最大输出电流。

应了解，上文大体上的描述和下文详细的描述均是示范性的，且希望提供对所主张的本发明的更阐释。通过考虑随后的描述内容和附图将明白其它目的和优点。

附图说明

附图是为了提供对本发明的更理解，且附图并入本说明书中并组成本说明书的一部分。附图说明本发明实施例，并与描述内容一起用于阐释本发明的原理。

图1示出了具有闭合回路脉宽调制控制器的功率转换器的示意图。

图2示出了功率转换器和闭合回路脉宽调制控制器的主要波形。

图3示出了根据本发明的闭合回路脉宽调制控制器的优选实施例。

图4示出了根据本发明的电压波形检测器的优选实施例。

图5示出了根据本发明的振荡器的优选实施例。

图6示出了根据本发明的电流波形检测器的优选实施例。

图7示出了根据本发明的积分器的优选实施例。

图8示出了根据本发明的脉宽调制电路的电路示意图。

图9示出了根据本发明的加法器的电路示意图。

图10示出了根据本发明的可编程电流源的电路示意图。

具体实施方式

图1示出了功率转换器。所述功率转换器包含变压器10，其具有辅助绕组N_A、初级绕组N_P和次级绕组N_S。为了调节功率转换器的输出电压V_O和输出电流I_O，闭合回路脉宽调制控制器70提供切换信号V_PWM给晶体管20以切换该变压器10。图2示出了图1中的功率转换器的各种信号波形。当切换信号V_PWM为逻辑高时，将相应地产生初级侧切换电流I_P。初级侧切换电流I_P的峰I_PI可由下式给出，

$I_{\mathrm{PI}}=\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L_P}\×T_{\mathrm{ON}}---\left(1\right)$

其中V_IN是施加到变压器10的输入电压；L_P是变压器10的初级绕组N_P的电感；T_ON是切换信号V_PWM的接通时间。

一旦切换信号V_PWM降为逻辑低，存储在变压器10中的能量就将传递到变压器10的次级侧，并经由整流器40传递到功率转换器的输出。相应地产生次级侧切换电流I_S。次级侧切换电流I_S的峰值I_SI可由下式表达，

$I_{\mathrm{SI}}=\frac{(V_O+V_F)}{L_S}\×T_{\mathrm{DS}}---\left(2\right)$

其中V_O是功率转换器的输出电压；V_F是整流器40的正向电压降；L_S是变压器10的次级绕组N_S的电感；T_DS是次级侧切换电流I_S的放电时间。

同时，在变压器10的辅助绕组N_A处产生一反射电压V_AUX。反射电压V_AUX由下式给出，

$V_{\mathrm{AUX}}=\frac{T_{\mathrm{NA}}}{T_{\mathrm{NS}}}\×(V_O+V_{F^{:}})---\left(3\right)$

其中T_NA和T_NS分别是变压器10的辅助绕组N_A和次级绕组N_S的绕组匝数。

随着次级侧切换电流I_S下降为零，反射电压V_AUX开始减小。这也代表了变压器10的能量此刻完全释放。因此，如图2所示，可从切换信号V_PWM的下降沿到反射电压V_AUX开始下降的点来测量等式(2)中的放电时间T_DS。次级侧切换电流I_S由变压器10的初级侧切换电流I_P和绕组匝数决定。次级侧切换电流I_S可由下式表达，

$I_S=\frac{T_{\mathrm{NP}}}{T_{\mathrm{NS}}}\×I_P---\left(4\right)$

其中T_NP是变压器10的初级绕组N_P的绕组匝数。

参看图1，闭合回路脉宽调制控制器70包括用于接收电源的电源端子VCC和接地端子GND。电阻器50和电阻器51形成分压器，其连接在变压器10的辅助绕组N_A与接地参考电平之间。闭合回路脉宽调制控制器70的检测端子DET连接到电阻器50与电阻器51的接点。检测端子DET处产生的电压V_DET可由下式给出，

$V_{\mathrm{DET}}=\frac{R_{51}}{R_{50}+R_{51}}\×V_{\mathrm{AUX}}---\left(5\right)$

其中R₅₀和R₅₁是电阻器50和51的电阻。

反射电压V_AUX经由整流器60更对电容器65进行充电以为闭合回路脉宽调制控制器70供电。电流感测电阻器30充当电流感测装置。电流感测电阻器30从晶体管20的源极连接到接地参考电平，以将初级侧切换电流I_P转换为初级侧切换电流信号V_CS。闭合回路脉宽调制控制器70的感测端子CS连接到电流感测电阻器30，以检测初级侧切换电流信号V_CS。

闭合回路脉宽调制控制器70的输出端子OUT产生切换信号V_PWM以切换该变压器10。电压补偿端子COMV连接到第一补偿网络以用于电压回路频率补偿。第一补偿网络可以是连接到接地参考电平的电容器，例如电容器31。电流补偿端子COMI具有第二补偿网络以用于电流回路频率补偿。第二补偿网络也可以是连接到接地参考电平的电容器，例如电容器32。

图3示出了闭合回路脉宽调制控制器70的优选实施例。电压波形检测器100通过对电压V_DET进行多次取样来产生电压反馈信号V_V和放电时间信号S_DS。放电时间信号S_DS表示次级侧切换电流I_S的放电时间T_DS。电流波形检测器300通过测量初级侧切换电流信号V_CS来产生电流波形信号V_W。振荡器200产生振荡信号PLS以决定该切换信号V_PWM的切换频率。积分器400通过将电流波形信号V_W与放电时间信号S_DS进行积分来产生电流反馈信号V_I。运算放大器71和参考电压V_REF1形成电压回路误差放大器，用于放大电压反馈信号V_V并提供回路增益以用于输出电压控制。运算放大器72和参考电压V_REF2形成电流回路误差放大器，用于放大电流反馈信号V_I并提供回路增益以用于输出电流控制。

脉宽调制电路500与比较器73和75形成切换控制电路以产生该切换信号V_PWM，并依据电压回路误差放大器和电流回路误差放大器的输出来控制该切换信号V_PWM的脉冲宽度。运算放大器71和72两者具有跨导(trans-conductance)输出。运算放大器71的输出连接到电压补偿端子COMV和比较器73的正输入。运算放大器72的输出连接到电流补偿端子COMI和比较器75的正输入。比较器73的负输入连接到加法器600的输出。比较器75的负输入供应有从振荡器200产生的斜坡信号(ramp signal)RMP。

加法器600通过将初级侧切换电流信号V_CS与斜坡信号RMP相加来产生斜率信号(slope signal)V_SLP。比较器74的正输入供应有参考电压V_REF3。比较器74的负输入连接到感测端子CS以实现周期循环(cycle-by-cycle)的电流限制。NAND门79的三个输入分别连接到比较器73、74和75的输出。NAND门79的输出产生一重设(reset)信号RST。重设信号RST供应到脉宽调制电路500以控制切换信号V_PWM的工作周期。

从对初级侧切换电流I_P的检测开始到对切换信号V_PWM的脉冲宽度调制来形成电流控制回路，以依据参考电压V_REF2来控制初级侧切换电流I_P的量值。次级侧切换电流I_S是如等式(4)所示的初级侧切换电流I_P的比率。根据图2中的信号波形，功率转换器的输出电流I_O是次级侧切换电流I_S的平均值。其可由下式表达，

$I_o=I_S\×\frac{T_{\mathrm{DS}}}{2T}---\left(6\right)$

因此，调节了功率转换器的输出电流I_O。

电流波形检测器300检测初级侧切换电流信号V_CS并产生电流波形信号V_W。积分器400更通过将电流波形信号V_W与放电时间T_DS积分来产生电流反馈信号V_I。因此，电流反馈信号V_I设计为，

$V_I=\frac{V_W}{2}\×\frac{T_{\mathrm{DS}}}{T_I}---\left(7\right)$

其中，电流波形信号V_W由下式表达，

$V_W=\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NP}}}\×R_S\×I_S---\left(8\right)$

其中T_I是积分器400的时间常数。

从等式(6)-(8)可看出，电流反馈信号V_I可重写为，

$V_I=\frac{T}{T_I}\×\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NP}}}\×R_S\×I_O---\left(9\right)$

可发现，电流反馈信号V_I与功率转换器的输出电流I_O成正比例。电流反馈信号V_I随着输出电流I_O增加而增加。然而，电流反馈信号V_I的最大值通过电流控制回路的调节而限于参考电压V_REF2的值。在电流控制回路的反馈控制下，最大输出电流I_O(max)由下式给出，

$I_{O\left(\max \right)}=\frac{T_{\mathrm{NP}}}{T_{\mathrm{NS}}}\×\frac{G_A\×G_{\mathrm{SW}}\×V_{\mathrm{REF}2}}{1+(G_A\×G_{\mathrm{SW}}\×\frac{R_S}{K})}---\left(10\right)$

其中K是等于T_I/T的常数；G_A是电流回路误差放大器的增益；G_SW是切换电路的增益。

当电流控制回路的回路增益为高(G_A×G_SW＞＞1)时，最大输出电流I_O(max)可简要地定义为，

$I_{O\left(\max \right)}=K\×\frac{T_{\mathrm{NP}}}{T_{\mathrm{NS}}}\×\frac{V_{\mathrm{REF}}}{R_S}---\left(11\right)$

因此，功率转换器的最大输出电流I_O(max)依据参考电压V_REF2而调节为恒定电流。

除此之外，从对反射电压V_AUX的取样开始到对切换信号V_PWM的脉冲宽度调制来形成电压控制回路，其依据参考电压V_REF1来控制该反射电压V_AUX的量值。反射电压V_AUX是如等式(3)所示的输出电压V_O的比率。如等式(5)所示，反射电压V_AUX更衰减为电压V_REF1。电压波形检测器100通过对电压V_DET进行多次取样来产生电压反馈信号V_V。依据参考电压V_REF1的值通过调节电压控制回路来控制电压反馈信号V_V的值。电压回路误差放大器和切换电路提供电压控制回路的回路增益。因此，输出电压V_O可简要地定义为，

$V_O=(\frac{R_{50}+R_{51}}{R_{50}}\×\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NA}}}\×V_{\mathrm{REF}1})-V_F---\left(12\right)$

电压波形检测器100对反射电压V_AUX进行多次取样。在次级侧切换电流I_S下降为零前之瞬间对电压进行取样和测量。因此，次级侧切换电流I_S的变化不会影响整流器40的正向电压降V_F的值。然而，当温度变化时，整流器40的电压降V_F发生变化。可编程电流源80连接到电压波形检测器100的输入以用于温度补偿。可编程电流源80依据脉宽调制控制器70的结面温度(junction temperature)而产生可编程电流I_T。可编程电流I_T和电阻器50、51产生电压V_T以补偿整流器40的正向电压降V_F的温度变化。

$V_T=I_T\×\frac{R_{50}\×R_{51}}{R_{50}+R_{51}}---\left(13\right)$

参看等式(12)和(13)，电阻器R₅₀与R₅₁的比率决定了该输出电压V_O。电阻器R₅₀和R₅₁的电阻决定用于补偿整流器40的电压降V_F的温度系数。由于可编程电流源80的缘故，等式(12)可重写为，

$V_O=(\frac{R_{50}+R_{51}}{R_{50}}\×\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NA}}}\×V_{\mathrm{REF}1})-V_F+V_T---\left(14\right)$

图4示出了根据本发明的电压波形检测器100的优选实施例。一种取样脉冲产生器190产生用于多次取样的取样脉冲信号。阈值电压156与反射电压V_AUX相加以产生电平移位反射信号。第一信号产生器包含D触发器171、两个AND门165、166，用于产生第一取样信号V_SP1和第二取样信号V_SP2。第二信号产生器包括D触发器170、NAND门163、AND门164和比较器155，用于产生放电时间信号S_DS。时间延迟电路包含反相器162、电流源180、晶体管181和电容器182，用于当禁用切换信号V_PWM时产生延迟时间T_d。反相器161的输入供应有切换信号V_PWM。反相器161的输出连接到反相器162的输入、AND门164的第一输入和D触发器170的时钟输入。反相器162的输出接通/断开晶体管181。电容器182与晶体管181并联连接。施加电流源180以对电容器182进行充电。因此，电流源180的电流和电容器182的电容决时控间延迟电路的延迟时间T_d。在电容器182上获得时间延迟电路的输出。D触发器170的D输入由电源电压V_CC拉高。D触发器170的输出连接到AND门164的第二输入。AND门164输出放电时间信号S_DS。因此，当禁用切换信号V_PWM时，启用放电时间信号S_DS。NAND门163的输出连接到D触发器170的重设输入。NAND门163的两个输入分别连接到时间延迟电路的输出和比较器155的输出。比较器155的负输入供应有电平移位反射信号。比较器155的正输入供应有电压反馈信号V_V。因此，在延迟时间T_d之后，一旦电平移位反射信号低于电压反馈信号V_V，就可禁用放电时间信号S_DS。除此之外，只要启用切换信号V_PWM就也可禁用放电时间信号S_DS。

取样脉冲信号供应到D触发器171的时钟输入以及AND门165和166的第三输入。D触发器171的D输入和反相输出连接在一起以形成除以2计数器(divided-by-two counter)。D触发器171的输出和反相输出分别连接到AND门165和166的第二输入。AND门165和166的第一输入均供应有放电时间信号S_DS。AND门165和166的第四输入连接到时间延迟电路的输出。因此，依据取样脉冲信号以产生第一取样信号V_SP1和第二取样信号V_SP2。除此之外，在放电时间信号S_DS的启用周期期间交替地产生第一取样信号V_SP1和第二取样信号V_SP2。然而，在放电时间信号S_DS开始处插入延迟时间T_d以抑制第一取样信号V_SP1和第二取样信号V_SP2。因此，在延迟时间T_d的周期期间禁用第一取样信号V_SP1和第二取样信号V_SP2。

第一取样信号V_SP1和第二取样信号V_SP2用于经由检测端子DET和分压器交替地对反射电压V_AUX进行取样。第一取样信号V_SP1和第二取样信号V_SP2分别控制开关121和开关122以便在电容器110和电容器111上获得第一保持电压和第二保持电压。开关123与电容器110并联连接以对电容器110进行放电。开关124与电容器111并联连接以对电容器111进行放电。缓冲放大器包含运算放大器150和151、二极管130、131、电流源135，用于产生保持电压。运算放大器150和151的正输入分别连接到电容器110和电容器111。运算放大器150和151的负输入连接到缓冲放大器的输出。二极管130从运算放大器150的输出连接到缓冲放大器的输出。二极管131从运算放大器151的输出连接到缓冲放大器的输出。因此，从第一保持电压和第二保持电压中的较高电压获得该保持电压。电流源135用于终端(termination)。开关125周期性地将保持电压传导到电容器115以产生电压反馈信号V_V。振荡信号PLS接通/断开该开关125。在延迟时间T_d之后，第一取样信号V_SP1和第二取样信号V_SP2开始产生第一保持电压和第二保持电压。这消除了反射电压V_AUX的尖峰干扰(spike interference)。反射电压V_AUX的尖峰干扰发生于当禁用切换信号V_PWM且晶体管20断开时。

随着次级侧切换电流I_S下降为零，反射电压V_AUX开始减小。这将由比较器155检测到以便禁用该放电时间信号S_DS。因此，放电时间信号S_DS的脉冲宽度可与次级侧切换电流I_S的放电时间T_DS相关。同时，禁用第一取样信号V_SP1和第二取样信号V_SP2，且当禁用放电时间信号S_DS时停止多次取样。因此，此刻，缓冲放大器的输出处产生的保持电压与刚好在次级侧切换电流I_S下降为零之前取样的反射电压V_AUX相关。从第一保持电压和第二保持电压中的较高电压获得该保持电压，这将忽略当反射电压已开始减小时所取样的电压。

图5示出了根据本发明的振荡器200的优选实施例。运算放大器201、电阻器210和晶体管250形成第一电压至电流转换器。第一电压至电流转换器依据参考电压V_REF而产生参考电流I₂₅₀。多个晶体管(例如，晶体管251、252、253、254和255)形成电流镜(current mirror)，用于依据参考电流I₂₅₀以产生振荡器充电电流I₂₅₃和振荡器放电电流I₂₅₅。晶体管253的漏极产生振荡器充电电流I₂₅₃。晶体管255的漏极产生振荡器放电电流I₂₅₅。开关230连接在晶体管253的漏极与电容器215之间。开关231连接在晶体管255的漏极与电容器215之间。在电容器215上获得斜坡信号RMP。比较器205具有连接到电容器215的正输入端。比较器205输出振荡信号PLS。振荡信号PLS决定该切换信号V_PWM的切换频率。开关232的第一端子供应有高阈值电压V_H。开关233的第一端子供应有低阈值电压V_L。开关232的第二端子和开关233的第二端子均连接到比较器205的负输入。反相器260的输入连接到比较器205的输出以产生反相振荡信号/PLS。振荡信号PLS接通/断开该开关231和开关233。反相振荡信号/PLS接通/断开该开关230和开关232。电阻器210的电阻R₂₁₀和电容器215的电容C₂₁₅决定切换频率的切换周期T，

$T=\frac{C_{215}\×V_{\mathrm{OSC}}}{V_{\mathrm{REF}}/R_{210}}=R_{210}\×C_{215}\×\frac{V_{\mathrm{OSC}}}{V_{\mathrm{REF}}}---\left(15\right)$

其中V_OSC＝V_H-V_L。

图6示出了根据本发明的电流波形检测器300的优选实施例。峰值检测器包含比较器310、电流源320、开关330、340和电容器361。对初级侧切换电流信号V_CS的峰值进行取样来产生峰值电流信号。比较器310的正输入供应有初级侧切换电流信号V_CS。比较器310的负输入连接到电容器361。开关330连接在电流源320与电容器361之间。比较器310的输出接通/断开该开关330。开关340与电容器361并联连接以对电容器361进行放电。开关350将峰值电流信号周期性地传导到电容器362，以产生电流波形信号V_W。开关350通过振荡信号PLS而接通/断开。

图7示出了根据本发明的积分器400的优选实施例。第二电压至电流转换器包括运算放大器410、电阻器450和晶体管420、421、422。运算放大器410的正输入供应有电流波形信号V_W。运算放大器410的负输入连接到电阻器450。运算放大器410的输出驱动晶体管420的栅极。晶体管420的源极耦合到电阻器450。第二电压至电流转换器依据电流波形信号V_W而经由晶体管420的漏极产生电流I₄₂₀。晶体管421和422形成具有2∶1比率的电流镜。电流镜由电流I₄₂₀驱动以经由晶体管422的漏极产生可编程充电电流I_PRG。可编程充电电流I_PRG可由下式表达，

$I_{\mathrm{PRG}}=\frac{1}{R_{450}}\×\frac{V_W}{2}---\left(16\right)$

其中R₄₅₀是电阻器450的电阻。

电容器471用于产生积分信号。开关460连接在晶体管422的漏极与电容器471之间。开关460通过放电时间信号S_DS而接通/断开。开关462与电容器471并联连接以便对电容器471进行放电。开关461将积分信号周期性地传导到电容器472，以产生电流反馈信号V_I。振荡信号PLS接通/断开该开关461。因此，在电容器472上获得电流反馈信号V_I。

$V_I=\frac{1}{R_{450}\×C_{471}}\×\frac{V_W}{2}\×T_{\mathrm{DS}}---\left(17\right)$

根据图4-7中的优选实施例，电流反馈信号V_I与次级侧切换电流I_S和功率转换器的输出电流I_O相关。因此，等式(9)可重写为，

$V_I=m\×\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NP}}}\×R_S\×I_O---\left(18\right)$

其中m是常数，其可通过下式来决定，

$m=\frac{R_{210}\×C_{215}}{R_{450}\×C_{471}}\×\frac{V_{\mathrm{OSC}}}{V_{\mathrm{REF}}}---\left(19\right)$

电阻器450的电阻R₄₅₀与电阻器210的电阻R₂₁₀相关。电容器471的电容C₄₇₁与电容器215的电容C₂₁₅相关。因此，电流反馈信号V_I与功率转换器的输出电流I_O成正比例。

图8示出了根据本发明的脉宽调制电路500的电路示意图。脉宽调制电路500包含NAND门541、D触发器515、AND门519、消隐(blanking)电路520和反相器512、518。D触发器515的D输入由电源电压V_CC拉高。振荡信号PLS驱动反相器512的输入。反相器512的输出连接到D触发器515的时钟输入以启用切换信号V_PWM。D触发器515的输出连接到AND门519的第一输入。AND门519的第二输入耦合到反相器512的输出。AND门519输出切换信号V_PWM以切换该变压器10。D触发器515的重设输入连接到NAND门511的输出。NAND门511的第一输入供应有重设信号RST，以周期地禁用切换信号V_PWM。NAND门511的第二输入连接到消隐电路520的输出，以当启用切换信号V_PWM时确保切换信号V_PWM的最小接通时间。切换信号V_PWM的最小接通时间确保放电时间T_DS的最小值，这确保电压波形检测器100中反射电压V_AUX的适当多次取样。放电时间T_DS与切换信号V_PWM的接通时间相关。参看等式(1)、(2)、(4)和等式(20)所示的次级电感L_S，放电时间T_DS可表达为如等式(21)所示：

L_S＝(T_NS/T_NP)²×L_P--------------------------------------------------------------(20)

$T_{\mathrm{DS}}=\left(\frac{V_{\mathrm{IN}}}{V_O+V_F}\right)\×\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NP}}}\×T_{\mathrm{ON}}---\left(21\right)$

其中T_ON是切换信号V_PWM的接通时间。

消隐电路520的输入供应有切换信号V_PWM。当启用切换信号V_PWM时，消隐电路520将产生一种消隐信号V_BLK以抑制D触发器515的重设。消隐电路520还包括NAND门523、电流源525、电容器527、晶体管526和反相器521、522。切换信号V_PWM供应到反相器521的输入和NAND门523的第一输入。电流源525用以对电容器527进行充电。电容器527与晶体管526并联连接。反相器521的输出可接通/断开该晶体管526。反相器522的输入耦合到电容器527。反相器522的输出连接到NAND门523的第二输入。NAND门523的输出端输出该消隐信号V_BLK。电流源525的电流和电容器527的电容决定该消隐信号V_BLK的脉冲宽度。反相器518的输入连接到NAND门523的输出。反相器518的输出产生一清除信号CLR以接通/断开各开关123、124、340和462。

图9示出了根据本发明的加法器600的电路示意图。运算放大器610、晶体管620、621、622和电阻器650形成第三电压至电流转换器，用于依据斜坡信号RMP而产生电流I₆₂₂。运算放大器611的正输入供应有初级侧切换电流信号V_CS。运算放大器611的负输入和输出连接在一起以将运算放大器611建立为缓冲器。晶体管622的漏极经由电阻器651连接到运算放大器611的输出。晶体管622的漏极处产生斜率信号V_SLP。因此，斜率信号V_SLP是与斜坡信号RMP和初级侧切换电流信号V_CS相关。

图10示出了依据温度变化以产生可编程电流I_T的可编程电流源80的电路示意图。可编程电流产生器80包括两个双载流子(bipolar)晶体管81和82，三个p型镜晶体管84、85和86、两个n型镜晶体管87和88，以及电阻器83。可编程电流I_T由下式给出，

$I_T=N_M\×\frac{K\×T_{\mathrm{emp}}}{q}\×\frac{\mathrm{In}\left(r\right)}{R_T}---\left(22\right)$

其中R_T是电阻器83的电阻；N_M＝M₁×M₂；M₁是晶体管85与86的几何比率；M₂是晶体管87与88的几何比率；k是玻耳兹曼(Boltzmann)常数；q是电子上的电荷；r是双载流子晶体管81与82的发射极面积比；且T_emp是绝对温度。

本领域的技术人员将了解，可在不脱离本发明的范围或精神的情况下对本发明的结构作出各种修改和变化。鉴于以上内容，倘若对本发明的修改和变化落在所附权利要求书及其等效物的范围内，则本发明涵盖所述修改和变化。

Claims (18)

1.一种用于初级侧控制功率转换器的闭合回路脉宽调制控制器，其包括：

电压波形检测器，其耦合到变压器，用于通过测量来自所述变压器的反射电压来产生电压反馈信号和放电时间信号，其中所述放电时间信号表示所述变压器的次级侧切换电流的放电时间；

电流波形检测器和积分器，其用于通过将电流波形信号与所述放电时间信号进行积分来产生电流反馈信号，其中通过经由电流感测装置来测量所述变压器的初级侧切换电流以产生所述电流波形信号；

电压回路误差放大器和电流回路误差放大器，其分别用于放大所述电压反馈信号和所述电流反馈信号；以及

切换控制电路，其用于依据所述电压回路误差放大器的输出和所述电流回路误差放大器的输出来产生切换信号，其中所述切换信号用于开关所述变压器并调节所述功率转换器的输出。

2.根据权利要求1所述的闭合回路脉宽调制控制器，其还包括：

电源端子和接地端子，其用于接收电源；

检测端子，其用于将所述电压波形检测器通过分压器的电阻器而连接到所述变压器；

感测端子，其用于将所述电流波形检测器连接到所述电流感测装置以接收初级侧切换电流信号，其中所述电流感测装置用于将所述初级侧切换电流转换为所述初级侧切换电流信号；

输出端子，其用于产生所述切换信号以经由切换装置来切换所述变压器；

电压补偿端子，其连接到第一补偿网络以用于电压回路频率补偿；以及

电流补偿端子，其连接到第二补偿网络以用于电流回路频率补偿。

3.根据权利要求1所述的闭合回路脉宽调制控制器，其还包括可编程电流源，所述可编程电流源连接到所述电压波形检测器的输入以用于温度补偿，其中所述可编程电流源依据所述闭合回路脉宽调制控制器的结面温度而产生可编程电流。

4.根据权利要求1所述的闭合回路脉宽调制控制器，其特征在于，所述积分器的时间常数与所述切换信号的切换周期相关。

5.根据权利要求1所述的闭合回路脉宽调制控制器，其特征在于，所述电压波形检测器包括：

取样脉冲产生器，其用于产生取样脉冲信号；

阈值电压，其中所述阈值电压加上所述反射电压以产生电平移位信号；

第一电容器和第二电容器；

第一信号产生器，其用于产生第一取样信号和第二取样信号，其中所述第一取样信号和所述第二取样信号用于交替地对所述反射电压进行取样，其中第一保持电压和第二保持电压分别保持在所述第一电容器和所述第二电容器上；其中在所述放电时间信号的启用周期期间依据所述取样脉冲信号而交替地产生所述第一取样信号和所述第二取样信号；其中在所述放电时间信号开始处插入一延迟时间，其中在所述延迟时间的周期期间禁用所述第一取样信号和所述第二取样信号；

缓冲放大器，其用于依据所述第一保持电压和所述第二保持电压中的较高电压来产生保持信号；

第一输出电容器，其用于将所述保持信号保持为所述电压反馈信号；以及

第二信号产生器，其用于产生所述放电时间信号，其中当禁用所述切换信号时启用所述放电时间信号，其中在所述延迟时间之后，当所述电平移位信号低于所述电压反馈信号时可禁用所述放电时间信号，且其中只要启用所述切换信号就可禁用所述放电时间信号。

6.根据权利要求1所述的闭合回路脉宽调制控制器，其特征在于，所述电压波形检测器对所述反射电压进行多次取样以产生所述电压反馈信号；其中在所述次级侧切换电流下降为零之前瞬间获得所述电压反馈信号。

7.根据权利要求1所述的闭合回路脉宽调制控制器，其特征在于，所述电流波形检测器包括：

峰值检测器，其用于通过对所述初级侧切换电流信号之峰值进行取样来产生峰值电流信号；

第三电容器；其用于保持所述峰值电流信号；

第二输出电容器，其用于产生所述电流波形；以及

开关，其用于将所述峰值电流信号传导到所述第二输出电容器。

8.根据权利要求1所述的闭合回路脉宽调制控制器，其特征在于，所述积分器包括：

第二电压至电流转换器，其由时控运算放大器、时控电阻器和时控晶体管形成，其中所述第二电压至电流转换器依据所述电流波形信号而产生可编程充电电流；

时控电容器，其用于产生积分信号；

第一开关，其中所述第一开关的第一端子供应有所述可编程充电电流，且所述第一开关的第二端子连接到所述时控电容器；其中所述放电时间信号接通/断开所述第一开关；

第二开关，其与所述时控电容器并联连接，用于对所述时控电容器进行放电；

第三输出电容器，其用于产生所述电流反馈信号；以及

第三开关，其用于将所述积分信号传导到所述第三输出电容器。

9.根据权利要求1所述的闭合回路脉宽调制控制器，其特征在于，当启用所述切换信号时，所述切换信号具有最小接通时间，这更确保所述放电时间的最小值以用于对所述反射电压进行多次取样。

10.一种用于初级侧控制功率转换器的闭合回路脉宽调制控制器，其包括：

电压波形检测器，其用于通过对来自变压器的辅助绕组的反射电压进行多次取样来产生电压反馈信号和放电时间信号，其中所述放电时间信号表示次级侧切换电流的放电时间；

电流波形检测器，其用于通过测量初级侧切换电流信号来产生电流波形信号，其中所述初级侧切换电流信号是由初级侧切换电流转换得到的；

振荡器，其用于产生振荡信号以决定切换信号的切换频率，其中所述切换信号用于切换所述变压器并调节所述功率转换器的输出；

积分器，其用于通过将所述电流波形信号与所述放电时间信号进行积分来产生电流反馈信号；

电压回路误差放大器，其包含第一运算放大器和第一参考电压，用于放大所述电压反馈信号并提供回路增益以用于输出电压控制；

电流回路误差放大器，其包含第二运算放大器和第二参考电压，用于放大所述电流反馈信号并提供回路增益以用于输出电流控制；

脉宽调制电路，其搭配第一比较器和第二比较器，以依据所述电压回路误差放大器的输出和所述电流回路误差放大器的输出来控制所述切换信号的脉冲宽度；以及

可编程电流源，其用于连接到所述电压波形检测器的输入以用于温度补偿，其中所述可编程电流源依据所述闭合回路脉宽调制控制器的结面温度而产生可编程电流。

11.根据权利要求10所述的闭合回路脉宽调制控制器，其还包括：

电源端子和接地端子，其用于接收电源；

检测端子，其用于将所述电压波形检测器通过分压器的电阻器而连接到所述变压器的所述辅助绕组；

感测端子，其用于将所述电流波形检测器连接到电流感测装置并接收所述初级侧切换电流信号；

输出端子，其用于产生所述切换信号以经由开关装置来切换所述变压器；

电压补偿端子，其用于将第一补偿网络连接到接地参考电平以用于电压回路频率补偿；以及

电流补偿端子，其用于将第二补偿网络连接到所述接地参考电平以用于电流回路频率补偿。

12.根据权利要求10所述的闭合回路脉宽调制控制器，其特征在于，所述积分器的时间常数与所述切换信号的切换周期相关。

13.根据权利要求10所述的闭合回路脉宽调制控制器，其特征在于，所述电压波形检测器包括：

取样脉冲产生器，其用于产生取样脉冲信号；

阈值电压，其用于加上所述反射电压以产生电平移位信号；

第一电容器和第二电容器；

第一信号产生器，其用于产生第一取样信号和第二取样信号，其中所述第一取样信号和所述第二取样信号用于交替地对所述反射电压进行取样，其中第一保持电压和第二保持电压分别保持在所述第一电容器和所述第二电容器上，其中在所述放电时间信号的启用周期期间依据所述取样脉冲信号而交替地产生所述第一取样信号和所述第二取样信号，其中在所述放电时间信号开始处插入一延迟时间，且其中在所述延迟时间的周期期间禁用所述第一取样信号和所述第二取样信号；

缓冲放大器，其用于依据所述第一保持电压和所述第二保持电压中的较高电压来产生保持信号；

第一输出电容器，其用于将所述保持信号保持为所述电压反馈信号；以及

第二信号产生器，其用于产生所述放电时间信号，其中当禁用所述切换信号时启用所述放电时间信号，其中在所述延迟时间之后，当所述电平移位信号低于所述电压反馈信号时可禁用所述放电时间信号，且其中只要启用所述切换信号就也可禁用所述放电时间信号。

14.根据权利要求10所述的闭合回路脉宽调制控制器，其特征在于，所述电压波形检测器对所述反射电压进行多次取样以产生所述电压反馈信号；其中在所述次级侧切换电流下降为零之前瞬间获得所述电压反馈信号。

15.根据权利要求10所述的闭合回路脉宽调制控制器，其特征在于，所述振荡器包括：

第一电压至电流转换器，其用于产生振荡充电电流和振荡放电电流，其中所述第一电压至电流转换器包含振荡运算放大器、振荡电阻器和振荡晶体管；

振荡电容器；

第一振荡开关，其中所述第一振荡开关的第一端子供应有所述振荡充电电流，且所述第一振荡开关的第二端子连接到所述振荡电容器；

第二振荡开关，其中所述第二振荡开关的第一端子连接到所述振荡电容器，且所述第二振荡开关的第二端子由所述振荡放电电流驱动；

振荡比较器，其具有连接到所述振荡电容器的正输入，其中所述振荡比较器产生所述振荡信号；

第三振荡开关，其具有供应有高阈值电压的第一端子和连接到所述振荡比较器的负输入的第二端子；

第四振荡开关，其具有供应有低阈值电压的第一端子和连接到所述振荡比较器的所述负输入的第二端子；以及

振荡反相器，其具有连接到所述振荡比较器的输出的输入，用于产生反相振荡信号，其中所述振荡信号接通/断开所述第二振荡开关和所述第四振荡开关，且其中所述反相振荡信号接通/断开所述第一振荡开关和所述第三振荡开关。

16.根据权利要求10所述的闭合回路脉宽调制控制器，其特征在于，所述电流波形检测器包括：

峰值检测器，其用于通过对所述初级侧切换电流信号的峰值进行取样来产生峰值电流信号；

第三电容器；其用于保持所述峰值电流信号；

第二输出电容器，其用于产生所述电流波形信号；以及

开关，其用于将所述峰值电流信号传导到所述第二输出电容器，其中所述开关由所述振荡信号接通/断开。

17.根据权利要求10所述的闭合回路脉宽调制控制器，其特征在于，所述积分器包括：

第二电压至电流转换器，其由时控运算放大器、时控电阻器和时控晶体管形成，其中所述第二电压至电流转换器依据所述电流波形信号而产生可编程充电电流；

时控电容器，其用于产生积分信号；

第一开关，其中所述第一开关的第一端子供应有所述可编程充电电流，且所述第一开关的第二端子连接到所述时控电容器，且其中所述放电时间信号接通/断开所述第一开关；

第二开关，其与所述时控电容器并联连接，用于对所述时控电容器进行放电；

第三输出电容器，其用于产生所述电流反馈信号；以及

第三开关，其用于将所述积分信号传导到所述第三输出电容器。

18.根据权利要求10所述的闭合回路脉宽调制控制器，其特征在于，所述脉宽调制电路具有消隐电路，所述消隐电路用于确保当启用所述切换信号时所述切换信号的最小接通时间，这更确保所述放电时间的最小值以用于对所述反射电压进行多次取样。

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