CN100525038C - 电源转换器的输出电流控制电路以及电源检测电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种控制电路，其在变压器的初级侧处控制电源转换器的输出电流。所述控制电路包含电流检测电路，以响应于所述变压器的切换电流而产生初级电流信号。电压检测电路耦合到所述变压器，以响应于所述变压器的反射电压而产生周期信号和放电时间信号。信号处理电路用于响应于所述初级电流信号、所述周期信号以及所述放电时间信号而产生电流误差信号。所述周期信号与所述电源转换器的切换信号的切换周期相关。所述放电时间信号与所述变压器的次级侧处的切换电流的周期(Duty cycle)相关。所述电流误差信号与所述电源转换器的输出电流相关。

Description

电源转换器的输出电流控制电路以及电源检测电路

技术领域

本发明涉及一种电源转换器(power converter)，且特别是涉及一种电源转换器的控制电路。

背景技术

有多种电源转换器广泛用于提供经调整的电压和电流。为了精确地控制输出电流，传统上在电源转换器的输出处会配备电流检测和控制电路。然而，由于输出电流检测的缘故(尤其在输出电流较高时)，通常会消耗相当大的功率损耗。此外，此输出电流控制电路占用PCB(print circuit board，印刷电路板)的空间，并增加电源转换器的成本。因此，需要提供一种控制电路，其与电源转换器的切换控制电路(switching control circuit)组合，以用于输出电流控制。此外，所述控制电路可与所述切换控制电路组合为一个集成电路，这显著减小了电源转换器的空间和成本。

很多现有技术被开发来控制电源转换器的输出电流，例如Yang等人的美国专利6,977,824“Control circuit for controlling output current at primaryside of a power converter”；Yang等人的美国专利7,016,204“Close-loop PWMcontroller for primary-side controlled power converters”；Yang等人的美国专利7,061,780“Switching control circuit with variable switching frequency forprimary-side-controlled power converters”。上述现有技术的电源转换器以可预测的切换频率操作，这有助于检测输出电流。然而，这些现有技术不能应用于具有可变切换频率的电源转换器，例如谐振电源转换器(resonant powerconverter)。

发明内容

本发明提供一种用于电源转换器的控制电路，用以控制具有可变切换频率的电源转换器的输出电流。所述控制电路包含电流检测电路(current-detection circuit)，其耦合到电流感测元件以响应于变压器的初级侧切换电流而产生初级电流信号。电压检测电路(voltage-detection circuit)耦合到所述变压器以响应于变压器的反射电压，而产生周期信号和放电时间信号。信号处理电路(signal-process circuit)用于响应于初级电流信号、周期信号和放电时间信号，而产生电流误差信号。切换控制电路经耦合以响应于所述电流误差信号而产生切换信号。所述切换信号用于切换所述变压器，并调整电源转换器的输出电流。周期信号与切换信号的切换周期相关。放电时间信号与变压器的次级侧切换电流的周期(Dutycycle)(duty cycle)相关。因此，电流误差信号与电源转换器的输出电流相关。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，并可依照说明书的内容予以实施，以下以本发明的较佳实施例并结合附图详细说明如下。

附图说明

图1说明电源转换器的示意图。

图2说明根据本发明优选实施例的控制电路。

图3说明根据本发明优选实施例的电压检测电路。

图4示出了信号产生电路。

图5A和5B示出了本发明优选实施例的电源转换器的波形。

图6示出了斜坡信号产生器。

图7说明根据本发明实施例的电流检测电路的示意图。

图8说明脉冲产生器。

图9说明根据本发明实施例的信号处理电路的示意图。

图10说明转换电路。

具体实施方式

图1示出了一种电源转换器，其包含变压器10，变压器10具有辅助绕组N_A、初级绕组N_P和次级绕组N_S。为了调整电源转换器的输出电压V_O和输出电流I_O，控制电路50产生切换信号S_O以通过晶体管20来切换变压器10。当切换信号S_O变高时，产生初级侧切换电流I_P。初级侧切换电流I_P的峰值I_PA如下表示，

$I_{\mathrm{PA}}=\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L_P}\×T_{\mathrm{ON}}--------------------\left(1\right)$

其中V_IN是施加到变压器10的输入电压，L_P是变压器10的初级绕组N_P的电感，T_ON是切换信号S_O的接通时间。一旦切换信号S_O变低，变压器10中所存储的能量将经由整流器40和变压器10的次级侧而传递到电源转换器的输出。次级侧切换电流I_S的峰值I_SA可表达为，

$I_{\mathrm{SA}}=\frac{(V_O+V_F)}{L_S}\×T_D--------------------\left(2\right)$

其中V_O是电源转换器的输出电压；V_F是在整流器40上下降的顺向电压；L_S是变压器10的次级绕组N_S的电感；且T_D是次级侧切换电流I_S的放电时间。

同时，在变压器10的辅助绕组N_A处产生反射电压V_AUX。反射电压V_AUX表示为，

$V_{\mathrm{AUX}}=\frac{T_{\mathrm{NA}}}{T_{\mathrm{NS}}}\×(V_O+V_F)--------------------\left(3\right)$

$I_{\mathrm{SA}}=\frac{T_{\mathrm{NP}}}{T_{\mathrm{NS}}}\×I_{\mathrm{PA}}--------------------\left(4\right)$

其中T_NA、T_NP和T_NS分别为变压器10的辅助绕组N_A、初级绕组N_P和次级绕组N_S的绕组匝数。当次级侧切换电流I_S下降到零时，反射电压V_AUX将开始减小。这还指示变压器10在此时被完全消磁。因此，等式(2)中的放电时间T_D可从切换信号S_O的下降沿测量到反射电压V_AUX的下降点。所述电源转换器的特征在于变压器10的能量在下一个切换循环开始前被完全释放。

参看图1，控制电路50包含电压检测端VS、电流检测端CS、反馈端FB和输出端OUT。输出端OUT输出切换信号S_O。电压检测端VS经由电阻器31和32耦合到辅助绕组N_A，以检测反射电压V_AUX。电流检测端CS耦合到电流感测元件25。电流感测元件25从晶体管20连接到接地，以将初级侧切换电流I_P转换成初级侧电流信号V_CS。反馈端FB经耦合以通过光学耦合器39、电阻器36和参考电压元件35，而从电源转换器的输出V_O接收电压反馈信号V_FB。因此，控制电路50产生切换信号S_O，以分别根据反馈信号V_FB和初级侧电流信号V_CS来调整输出电压V_O和控制输出电流I_O。

图2说明如图1中所示的控制电路50的优选实施例，请一并参考图1及图2。控制电路50包含电压检测电路(voltage-detection circuit，V-DET)100，其通过电压检测端VS耦合到变压器10，以响应于变压器10的反射电压V_AUX而产生设定信号(set signal)PLS、周期信号ST和放电时间信号S_D。斜坡信号产生器(ramp signal generator，RAMP)200用于响应于切换信号S_O而产生斜坡信号(ramp signal)V_RP和最大接通时间信号(maximum on-timesignal)S_E。电流检测电路(current-detection circuit，I-DET)300通过电流检测端CS耦合到电流感测元件25，以响应于变压器10的初级侧切换电流I_P而产生初级电流信号V_PK。信号处理电路(signal-process circuit，SP)500用于响应于初级电流信号V_PK、周期信号S_T和放电时间信号S_D而产生电流误差信号V_e。脉冲产生器400耦合到电压检测电路(V-DET)100以接收周期信号S_T，以产生取样脉冲信号SMP和清除脉冲信号CLR。反相器55、比较器60、65、“与非”门70(NAND gate)和触发器75(flip-flop)形成切换控制电路。设定信号PLS耦合到触发器75的输入端子(S)以启用所述触发器75。触发器75的输出产生切换信号S_O。比较器60和65的负输入连接到斜坡信号V_RP。比较器60的正输入连接到电流误差信号V_e。比较器65的正输入连接到反馈信号V_FB。比较器60和65的输出连接到“与非”门70的输入。“与非”门70的另一输入通过反相器55耦合到最大接通时间信号S_E。“与非”门70的输出连接到触发器75的复位端子(R)。因此，切换控制电路通常响应于电流误差信号V_e和反馈信号V_FB而产生切换信号S_O。

图3说明如图2中所示的电压检测电路100的优选实施例，请一并参考图1及图3。开关130和电容器132形成第一取样电路，其通过电压检测端VS而耦合到变压器10。第一取样电路通过对来自电压检测端VS的变压器10的反射电压V_AUX进行取样，以在电容器132处产生电压信号。比较器135和补偿电压(offset voltage)131形成第一比较电路，以响应于变压器10的反射电压V_AUX和电容器132的电压信号，而产生第一复位信号RST1。比较器135的正输入连接到电容器132。比较器135的负输入通过补偿电压131而耦合到电压检测端VS。电压检测端VS的电压和补偿电压131的电压产生电平移位信号(level-shift signal)。因此，一旦电平移位信号低于电容器132的电压信号，比较器135将产生第一复位信号RST1。

比较器110和阈值电压V_T形成第二比较电路，以响应于反射电压V_AUX和阈值电压V_T而产生第二复位信号RST2。比较器110的正输入连接到电压检测端VS。比较器110的负输入连接到阈值电压V_T。一旦电压检测端VS的电压低于阈值电压V_T，就产生第二复位信号RST2。切换信号S_O连接到信号产生电路150以产生第一取样信号S_V和启用信号ENB。第一取样信号S_V控制开关130的接通/断开。切换信号S_O的禁用将产生启用信号ENB，而启用信号ENB连接到“与”门140、141和142(AND gate)的输入。

晶体管115、电容器125和可编程电流源120形成第一延时电路，以响应于第二复位信号RST2的启用而在电容器125处产生第一延时信号DLY1。第一延时信号DLY1连接到“与”门141的另一输入。“与”门141的输出产生设定信号PLS，而启始切换信号S_O的下一个切换循环。根据变压器10的反射电压的值来改变可编程电流源120的电流，以便实现电源转换器(例如谐振电源转换器和准谐振电源转换器)的软切换(soft switching)。“与”门142用于产生放电时间信号S_D。“与”门142的输入连接到第一复位信号RST1。因此，响应于切换信号S_O的禁用，而启用放电时间信号S_D。放电时间信号S_D的禁用由第一复位信号RST1控制。

触发器147用于产生周期信号S_T。切换信号S_O连接到触发器147的时钟输入以开始周期信号S_T。触发器147的复位输入连接到“与非”门145。“与非”门145的第一输入通过反相器143连接到放电时间信号S_D。“与非”门145的第二输入通过反相器144连接到设定信号PLS。“与非”门145的第三输入连接到“与”门140的输出。第二复位信号RST2通过反相器139连接到“与”门140的输入。因此，响应于切换信号S_O的启用，而启用周期信号S_T。响应于第二复位信号RST2而禁用周期信号S_T。因此，周期信号S_T的周期与切换信号S_O的切换周期相关。

图4示出了如图3中所示的信号产生电路150的优选实施例，所述信号产生电路150产生第一取样信号S_V和启用信号ENB。信号产生电路150包含第二延时电路、第三延时电路和第四延时电路。可编程电流源160、晶体管161和电容器162形成第二延时电路，以在电容器162处产生第二延时信号DLY2。可编程电流源170、晶体管171和电容器172形成第三延时电路，以在电容器172处产生第三延时信号DLY3。切换信号S_O连接到晶体管161和171的输入。因此，响应于切换信号S_O的禁用，而产生第二延时信号DLY2和第三延时信号DLY3。第二延时信号DLY2连接到“与”门165的输入。“与”门165的另一输入通过反相器163而连接到切换信号S_O。“与”门165的输出产生启用信号ENB。第二延时电路提供消隐时间(blanking time)以产生启用信号ENB。第三延时电路进一步提供时间延迟，以产生第三延时信号DLY3。响应于切换信号S_O的脉冲宽度的变化而判定可编程电流源170的电流，以便恰好在变压器10完全消磁前产生第一取样信号S_V。第三延时信号DLY3连接到“与非”门175的输入。“与非”门175的另一输入通过反相器163而耦合到切换信号S_O。“与非”门175的输出连接到第四延时电路的输入和“或非”门185(NOR gate)的输入。电流源180、晶体管181和电容器182形成第四延时电路，以在电容器182处产生第四延时信号DLY4。第四延时信号DLY4进一步连接到”或非”门185的另一输入。“或非”门185的输出产生第一取样信号S_V，以对变压器10的反射电压V_AUX进行取样。电流源180的电流和电容器182的电容判定第一取样信号S_V的脉冲宽度。

图5A和5B示出了上文所述的信号的波形。可编程电流源170的电流和电容器172的电容判定用于对反射电压V_AUX进行取样的延迟时间T₁，并产生电压信号。周期T是周期信号S_T的脉冲宽度，其与切换信号S_O的周期相关。周期T_D是放电时间信号S_D的脉冲宽度，其与变压器10的消磁时间相关。变压器10的消磁时间还等于变压器10的次级侧切换电流I_S的周期(Duty cycle)。电压检测端VS的电压V_S与反射电压V_AUX有关。图5A示出了一旦变压器10被完全消磁，电压V_S就开始衰减。因此，可通过检测变压器10的反射电压V_AUX来获得变压器10的消磁时间。因此，放电时间信号S_D与变压器10的次级侧切换电流I_S的周期(Duty cycle)相关。

图6示出了如图2中所示的斜坡信号产生器200的优选实施例。斜坡信号产生器200包含反相器210、电流源220、晶体管225、电容器230和比较器250。切换信号S_O连接到反相器210的输入。响应于切换信号S_O的启用而产生斜坡信号V_RP。电流源220的电流和电容器230的电容判定斜坡信号V_RP的斜率。斜坡信号V_RP进一步连接到比较器250的输入。参考电压V_H供应比较器250的另一输入。一旦斜坡信号V_RP高于参考电压V_H，比较器250的输出就产生最大接通时间信号S_E。

图7说明如图2中所示的电流检测电路300的实施例的示意图。电流检测电路300包含峰值检测器(peak detector)，其通过电流检测端CS耦合到电流感测元件25(图1)，以响应于初级侧切换电流I_P的峰值而产生峰值电流信号V_SP。第三取样电路连接到峰值检测器，以通过对峰值电流信号V_SP进行取样来产生初级电流信号V_PK。比较器310、电流源315、开关320、晶体管330和电容器350形成峰值检测器。

比较器310具有耦合到电流检测端CS的正输入。初级侧电流信号V_CS的值与初级侧切换电流I_P的值成比例。电容器350用于保持初级侧电流信号V_CS的峰值。比较器310的负输入耦合到电容器350。施加恒电流源315以对电容器350进行充电。开关320耦合在恒定电流源315与电容器350之间。开关320由比较器310的输出而接通/断开。因此，在电容器350上产生峰值电流信号V_SP。峰值电流信号V_SP与I_P的电流成比例。晶体管330与电容器350并联耦合，以响应于清除脉冲信号CLR而对电容器350进行放电。开关325和电容器360形成第三取样电路。由取样脉冲信号SMP控制的开关325用于对从电容器350到电容器360的峰值电流信号V_SP进行取样。接着在电容器360上获得初级电流信号V_PK。

图8说明如图2所示的脉冲产生器400的实施例。脉冲产生器400包含第一脉冲产生器和第二脉冲产生器。第一脉冲产生器用于响应于周期信号S_T的下降沿，而产生取样脉冲信号SMP。第二脉冲产生器用于响应于周期信号S_T的上升沿，而产生清除脉冲信号CLR。第一脉冲产生器包含电流源85、晶体管86、电容器87和“或非”门89。周期信号S_T连接到晶体管86和“或非”门89的输入。电流源85连接到晶体管86和电容器87，以响应于周期信号S_T的禁用，而对电容器87进行充电。电容器87进一步连接到“或非”门89的另一输入。“或非”门89的输出产生取样脉冲信号SMP。

第二脉冲产生器包含反相器91、电流源95、晶体管96、电容器97和“或非”门99。通过反相器91，周期信号S_T连接到晶体管96和“或非”门99的输入。电流源95连接到晶体管96和电容器97，以响应于周期信号S_T的启用而对电容器97进行充电。电容器97进一步连接到“或非”门99的另一输入。“或非”门99的输出产生清除脉冲信号CLR。

图9说明如图2中所示的根据本发明一个实施例的信号处理电路500。转换电路600用于分别响应于放电时间信号S_D和周期信号S_T，而产生第一电压信号V₁和第二电压信号V₂。积分电路550用于响应于第一电压信号V₁、第二电压信号V₂和初级电流信号V_PK，而产生电流信号V_X。电流信号V_X进一步耦合到误差放大器560的输入，以产生电流误差信号V_e。误差放大器560的另一输入连接到参考信号V_REF。

图10示出了如图9中所示的转换电路600的实施例。转换电路600包含第一转换电路和第二转换电路。电流源650、晶体管680、电容器660、670和开关655、657形成第一转换电路。电流源650经耦合以通过开关655对电容器660进行充电。开关655由放电时间信号S_D控制。晶体管680并联连接到电容器660，以响应于清除脉冲信号CLR而对电容器660进行放电。由取样脉冲信号SMP控制的开关657用于对从电容器660到电容器670的电压进行取样。因此，根据放电时间信号S_D的周期，而在电容器670处产生第一电压信号V₁。电流源610、晶体管640、电容器620、630和开关615、617形成第二转换电路。电流源610用于通过开关615对电容器620进行充电。开关615由周期时间信号S_T控制。晶体管640并联连接到电容器620，以响应于清除脉冲信号CLR而对电容器620进行放电。由取样脉冲信号SMP控制的开关617用于对从电容器620到电容器630的电压进行取样。因此，根据周期信号S_T的周期，而在电容器630处产生第二电压信号V₂。

$V_1=I_{650}\×\frac{T_D}{C_{660}}--------------------\left(5\right)$

$V_2=I_{610}\×\frac{T}{C_{620}}--------------------\left(6\right)$

其中I₆₅₀是电流源650的电流；C₆₆₀是电容器660的电容；T_D是放电时间信号S_D的周期；I₆₁₀是电流源610的电流；C₆₂₀是电容器620的电容；T是周期信号S_T的周期。

如图9中所示的积分电路550包含第一电压到电流电路(firstvoltage-to-current circuit)，以响应于第二电压信号V₂而产生第一电流I₁。运算放大器510(operational amplifier)、电阻器R₁、晶体管511、512和513形成第一电压到电流电路。第二电压信号V₂耦合到运算放大器510的输入，以根据第二电压信号V₂和电阻器R₁而在晶体管511处产生电流I₅₁₁。电流I₅₁₁进一步连接到包含镜像晶体管(mirror transistor)512和513的电流镜(current mirror)，以在晶体管513处产生第一电流I₁。第一电容器C1耦合到第一电流I₁，以对第一电容器C1进行充电。晶体管515经并联连接以响应于清除脉冲信号CLR而对第一电容器C1进行放电。比较器520具有连接到第一电容器C1的输入。比较器520的另一输入链接到第一电压信号V₁。比较器520的输出耦合到“与”门525，以在第一电容器C1的电压低于第一电压信号V₁时产生充电信号CHG。“与”门525的另一输入耦合到周期信号S_T。第二电压到电流电路用于响应于初级电流信号V_PK而产生第二充电电流I₂。运算放大器530、电阻器R2、晶体管531、532和533形成第二电压到电流电路。初级电流信号V_PK耦合到运算放大器530的输入，以根据初级电流信号V_PK和电阻器R₂而在晶体管531处产生电流I₅₃₁。电流I₅₃₁进一步连接到包含镜像晶体管532和533的电流镜，以在晶体管533处产生第二电流I₂。第二电容器C2通过开关540耦合到第二电流I₂，以对第二电容器C2进行充电。晶体管543经并联连接以响应于清除脉冲信号CLR而对第二电容器C2进行放电。开关540由充电信号CHG控制。开关545和第三电容器C3形成第二取样电路。第二取样电路耦合到第二电容器C2，以通过对第二电容器C2的电压进行取样，来在第三电容器C3处产生电流信号V_X。

$V_X=I_2\×\frac{T_{\mathrm{CHG}}}{C_2}=K_2\×\frac{V_{\mathrm{PK}}}{R_2}\×\frac{T_{\mathrm{CHG}}}{C_2}--------------------\left(7\right)$

$T_{\mathrm{CHG}}=\frac{C_1\×V_1}{I_1}=\frac{C_1\×V_1}{K_1\×\frac{V_2}{R_1}}--------------------\left(8\right)$

其中T_CHG是充电信号CHG的周期；C₁和C₂是电容器C1和C2的电容；R₁和R₂是电阻器R1和R2的电阻；K₁和K₂是由晶体管512、513和晶体管532、533所判定的常数。

根据等式(7)和(8)，电流信号V_X可重写为，

$V_X=\frac{K_2}{K_1}\×\frac{R_1}{R_2}\×\frac{C_1}{C_2}\×\frac{V_1}{V_2}\×V_{\mathrm{PK}}-------------------\left(8\right)$

$V_X=K_0\×\frac{V_1}{V_2}\×V_{\mathrm{PK}}-------------------\left(10\right)$

其中K₀是由常数K₁、K₂、电容C₁、C₂和电阻R₁、R₂所判定的常数。

等式(10)表示电流信号V_X响应于第一电压信号V₁和初级电流信号V_PK的增加而增加。电流信号V_X响应于第二电压信号V₂的增加而减小。

参看等式(5)和(6)，等式(10)可进一步重写为，

$V_X=K\×\frac{T_D}{T}\×V_{\mathrm{PK}}--------------------\left(11\right)$

其中K是常数。

电流信号V_X响应于放电时间信号S_D和初级电流信号V_PK的增加而增加。电流信号V_X响应于周期信号S_T的增加而减小。

电源转换器的输出电流I_O是次级侧切换电流I_S的平均值。电源转换器的输出电流I_O可表达为，

$I_O=I_{\mathrm{SA}}\×\frac{T_D}{2T}--------------------\left(12\right)$

初级侧切换电流I_P由电流感测元件25而转换成初级侧电流信号V_CS。电流检测电路300检测初级侧电流信号V_CS，并产生初级电流信号V_PK。电流信号V_X被设计为，

$V_X=\frac{V_{\mathrm{PK}}}{2}\×\frac{T_D}{T}--------------------\left(13\right)$

等式(13)对应于等式(11)。此外，参看等式(4)，初级电流信号V_PK可表示为，

$V_{\mathrm{PK}}=\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NP}}}\×R_S\×I_{\mathrm{SA}}------------------\left(14\right)$

其中R_S是电流感测元件25的电阻。

根据等式(13)、(14)，电流信号V_X可表达为，

$V_X=\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NP}}}\×R_S\×I_O--------------------\left(15\right)$

应注意，电流信号V_X与电源转换器的输出电流I_O成比例。只要输出电流I_O增加，电流信号V_X就增加。

此外，通过调整误差放大器560和电流控制回路，使第三信号V_X的最大值限制于参考信号V_REF的值。在电流控制回路的反馈控制下，最大输出电流I_O(MAX)表示为，

$I_{O\left(\mathrm{MAX}\right)}=\frac{T_{\mathrm{NP}}}{T_{\mathrm{NS}}}\×\frac{G_A\×G_{\mathrm{SW}}\×V_{\mathrm{REF}}}{1+(G_A\×G_{\mathrm{SW}}\text{\×}\frac{R_S}{K})}-------------------\left(16\right)$

其中V_REF是参考电压V_REF的值，G_A是误差放大器的增益，且G_SW是切换电路的增益。

如果电流控制回路的回路增益较高(G_A×G_SW>>.1)，那么最大输出电流I_O(MAX)可表示为，

$I_{O\left(\mathrm{MAX}\right)}=K\×\frac{T_{\mathrm{NP}}}{T_{\mathrm{NS}}}\×\frac{V_{\mathrm{REF}}}{R_S}--------------------\left(17\right)$

通过上述，通过本发明的电源控制电路，可以根据参考信号V_REF而将电源转换器的最大输出电流I_O(MAX)调整为恒定电流。可解决以往不能应用于具有可变切换频率的电源转换器的问题。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例披露如上，然而并非用以限定本发明，本领域技术人员，在不脱离本发明技术方案范围的前提下，当可利用上述揭示的结构及技术内容作出若干的更改或修饰为等同变化的等效实施例，但是凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围。

Claims (10)

1.一种用于电源转换器的输出电流控制电路，其特征在于包括：

电流检测电路，其耦合到电流感测元件，以响应于变压器的初级侧切换电流而产生初级电流信号；

电压检测电路，其耦合到所述变压器，以响应于所述变压器的反射电压而产生周期信号和放电时间信号；

信号处理电路，其用于响应于所述初级电流信号、所述周期信号和所述放电时间信号而产生电流误差信号；以及

切换控制电路，其耦合到所述信号处理电路，以响应于所述电流误差信号而产生切换信号，

其中所述切换信号用于切换所述变压器并调整所述电源转换器的输出电流；

所述周期信号与所述切换信号的切换周期相关，所述放电时间信号与所述变压器的次级侧切换电流的周期相关；

所述电流误差信号与所述电源转换器的所述输出电流相关。

2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于还包括：

斜坡信号产生器，以响应于所述切换信号而产生斜坡信号。

3.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于所述电流检测电路包括：

峰值检测器，其耦合到所述电流感测元件，以响应于所述初级侧切换电流的峰值而产生峰值电流信号；

取样电路，其连接到所述峰值检测器，以通过对所述峰值电流信号进行取样来产生所述初级电流信号。

4.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于所述电压检测电路包括：

第一取样电路，其耦合到所述变压器，以通过对所述变压器的反射电压进行取样而产生电压信号；

第一比较电路，其用于响应于所述变压器的反射电压和所述电压信号而产生第一复位信号；以及

第二比较电路，其用于响应于所述变压器的反射电压和阈值电压而产生第二复位信号，

其中响应于所述切换信号的禁用，而启用所述放电时间信号；

响应于所述第一复位信号而禁用所述放电时间信号；

响应于所述切换信号的启用，而启用所述周期信号；

响应于所述第二复位信号而禁用所述周期信号。

5.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于所述信号处理电路包括：

转换电路，其用于分别响应于所述放电时间信号和所述周期信号而产生第一电压信号和第二电压信号；以及

积分电路，其用于响应于所述第一电压信号、所述第二电压信号和所述初级电流信号，而产生积分电流信号，

其中所述积分电流信号响应于放电时间信号和所述初级电流信号的增加而增加；

所述积分电流信号响应于所述周期信号的增加而减小。

6.根据权利要求5所述的控制电路，其特征在于所述积分电路包括：

第一电压到电流电路，其用于响应于所述第二电压信号而产生第一电流；

第一电容器，其耦合到由所述第一电压到电流电路产生的所述第一电流，以对所述第一电容器进行充电；

比较器，其具有连接到所述第一电容器的输入；所述比较器的另一输入链接所述第一电压信号，其中，在所述第一电容器的电压低于所述第一电压信号时，所述比较器输出充电信号；

第二电压到电流电路，其用于响应于所述初级电流信号而产生第二充电电流；

开关，其由所述充电信号控制；

第二电容器，其耦合到所述第二充电电流，以通过所述开关对所述第二电容器进行充电；以及

第二取样电路，其耦合到所述第二电容器，以通过对所述第二电容器的电压进行取样来产生所述积分电流信号，

其中所述积分电流信号响应于第一电压信号和所述初级电流信号的增加而增加，且所述积分电流信号响应于所述第二电压信号的增加而减小。

7.一种用于电源转换器的输出电流检测电路，其特征在于包括：

电流检测电路，其用于响应于变压器的切换电流而产生初级电流信号；

电压检测电路，其耦合到所述变压器，以产生周期信号和放电时间信号；以及

信号处理电路，其用于响应于所述初级电流信号、所述周期信号和所述放电时间信号而产生电流误差信号，

其中所述电源转换器包含：切换信号，以切换所述变压器并调整所述电源转换器的输出；

所述周期信号与所述切换信号的切换周期相关；

所述放电时间信号与所述变压器的消磁周期相关；

且所述电流误差信号与所述电源转换器的输出电流相关。

8.根据权利要求7所述的检测电路，其特征在于所述电流检测电路包括：

峰值检测器，其耦合到电流感测元件，以响应于所述初级侧切换电流的峰值而产生峰值电流信号；以及

第一取样电路，其连接到所述峰值检测器，以通过对所述峰值电流信号进行取样来产生所述初级电流信号。

9.根据权利要求7所述的检测电路，其特征在于所述电压检测电路包括：

第一取样电路，其耦合到所述变压器，以通过对所述变压器的反射电压进行取样来产生电压信号；

第一比较电路，其用于响应于所述变压器的反射电压和所述电压信号而产生第一复位信号；以及

第二比较电路，其用于响应于所述变压器的反射电压和阈值电压而产生第二复位信号，

其中响应于所述切换信号的禁用，而启用所述放电时间信号；

响应于所述第一复位信号而禁用所述放电时间信号；

响应于所述切换信号的启用，而启用所述周期信号；

且响应于所述第二复位信号而禁用所述周期信号。

10.根据权利要求7所述的检测电路，其特征在于所述信号处理电路包括：

积分电路，其用于响应于所述放电时间信号、所述周期信号和所述初级电流信号而产生积分电流信号，其中所述积分电流信号响应于放电时间信号和所述初级电流信号的增加而增加，且所述积分电流信号响应于所述周期信号的增加而减小。

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