CN105811780B

CN105811780B - 一种原边反馈反激式变换器的输出电压恒压控制方法

Info

Publication number: CN105811780B
Application number: CN201610286552.2A
Authority: CN
Inventors: 徐申; 周健洋; 沈乾; 司开心; 陶思文; 孙伟锋; 陆生礼; 时龙兴
Original assignee: Southeast University
Current assignee: Southeast University
Priority date: 2016-05-03
Filing date: 2016-05-03
Publication date: 2018-04-24
Anticipated expiration: 2036-05-03
Also published as: CN105811780A

Abstract

一种原边反馈反激式变换器的输出电压恒压控制方法，基于反激式变换器主拓扑结构，通过DAC采样机制，精确地在原边辅助绕组上采样输出电压，并且在不采用传统大面积的模数转换器情况下，完全使用纯数字的方式，自适应地插入DCM，通过DAC采样机制和负载检测模块得到基准电压V_REF，根据这一精确的反馈量去调整数字控制电路中的参考电压V_REF，最终实现连续导通模式下输出电压的精准控制。

Description

一种原边反馈反激式变换器的输出电压恒压控制方法

技术领域

本发明属于隔离式开关电源变换器技术领域，特别涉及一种原边反馈反激式变换器的输出电压恒压控制方法。

背景技术

随着家用电子设备的迅猛发展，对高效电源的需求也日益提高，引起了AC-DC电源变换器的快速发展。电子设备的发展对于AC-DC电源变换器提出了新的指标，设备的控制精度成为当前电源产业的关注点。在电源设计领域，反激式拓扑结构由于结构简单，成本低，宽输入范围等优点，被广泛应用于中、小功率转换器。例如车载变换器、电动车电池充电器、笔记本电源适配器等。随着产品向低成本，小型化要求发展，原边反馈方式被提出。但是在原边反馈技术中，由于采样时线圈端和输出端之间会产生较大的压降，因此采样到的反馈电压与实际输出电压有很大误差。因此需要优化原边反馈方式，控制反馈误差。

现有反激式开关电源技术中一种原边反馈反激式变换器是一种采用了模拟采样模块、通过ADC进行参考电压调整的电源电压控制电路，该电源控制部分由模数转换器(ADC)、数字补偿器(Digital Compensator，COMP)和数字脉冲宽度调制器(Digital-Pulse-Width-Modulator，DPWM)三大主要结构单元组成。

具体的，如图1，通过原边辅助绕组处采样电阻分压，ADC采样模块对误差放大器输出的误差信号进行采样，得到采样波形，将反馈电压进行模数转换得到数字反馈量，COMP模块根据数字误差信号进行相应的补偿得到给定信号，再由DPWM模块实现从数字信号到时间信号的转换，从而形成了模拟控制开关电源的闭环系统。

但是在实际情况中，模数转换器所需的编码电路非常复杂，导致控制器芯片面积的增加和成本的增加，失去了反激式变换器成本低廉的优势。其次，ADC拐点采样不灵活，模拟补偿方式适应性差，不能实现在不同负载下都具有最佳的稳定性和快速动态响应等指标。目前连续导通模式采样方案尚不成熟，一般采用固定插入模式的DCM插入策略，通常会造成纹波较大的问题，如图2所示。此外，模数转换器属于模拟结构，不可避免的存在元器件的老化以及温度对元器件参数的影响，使得模拟信号在传递过程中容易受到干扰。相比而言，使用数字控制系统，具有更高的抗干扰性和系统工作的可靠性。

发明内容

针对现有原边反馈反激式电源的模拟采样模块的缺陷，本发明提供了一种原边反馈反激式变换器的输出电压恒压控制方法，其技术方案如下：一种原边反馈反激式变换器的输出电压恒压控制方法，基于反激式变换器主拓扑结构，通过分压电阻采样原边辅助绕组上的电压V_sense，经过模数转换ADC采样模块、数字补偿器COMP和数字脉冲宽度调制器DPWM，实现从数字信号到时间信号的转换，形成模拟控制开关电源的闭环系统；

其特征在于：采用数模转换DAC采样模块和负载检测模块替代模数转换ADC采样模块，采用参考电压调整模块替代数字补偿器COMP，DAC采样模块的输入为原边辅助绕组上的电压V_sense，DAC采样模块的输出V_FB连接负载检测模块，负载检测模块的输出V_REF连接参考电压调整模块，参考电压调整模块的输出连接数字脉冲宽度调制器DPWM，数字脉冲宽度调制器DPWM的输出控制开关电源的开关管；

DAC采样模块中包括波形判断、斜率选择和比较器三个单元，负载检测模块中包括V_FB电压分析和负载判断两个单元；通过DAC采样机制，在连续电流CCM模式下自适应地插入非连续电流DCM模式，得到数字采样电压V_FB，根据这一数字采样电压精确的反馈量去调整数字控制电路中的基准电压V_REF，再由负载检测模块中的V_FB电压分析和负载判断两个单元根据数字采样电压V_FB变化即负载变化情况，对于负载不变、负载发生较小变化、负载发生较大变化这三种情况，分别采用三种相对应的负载检测机制，实现自适应选择插入DCM策略，及时调整数字控制电路中的基准电压V_REF，达到连续导通模式下，负载无论如何变化都能保证输出恒定电压的目的；由参考电压调整模块依据基准电压V_REF和负载检测模块得到的三种负载变化情况，对基准电压V_REF进一步修正，当输出电压偏大时，参考电压调整模块调整的基准电压V_REF将减小；当输出电压偏小时，参考电压调整模块调整的基准电压V_REF将增大，经过这样的负反馈调节来使输出信号趋于稳定，以此实现恒压控制。

可按以下步骤执行：

(1)首先依据辅助绕组上电压V_sense的波形，通过DAC采样模块中的波形判断单元进行判断，确定该采样波形为非连续电流DCM模式还是连续电流CCM模式，然后，斜率选择单元根据判断结果选择采用非连续电流DCM模式或连续电流CCM模式的自适应拐点定位法，最后通过比较器得到此刻的输出电压值V_FB；斜率选择单元依据拐点斜率不同，利用DAC双线采样拐点斜率，DCM模式在拐点前后V_sense的电压下降斜率会发生突变，在拐点之前斜率较小，而在拐点之后进入谐振状态则斜率会迅速变大；而CCM模式在在拐点之后进入谐振状态则斜率会趋近于垂线，针对DCM，CCM不同提出自适应拐点定位法，以实现纯数字方式的采样机制，以弥补传统模拟采样的缺陷；

(2)通过采样辅助绕组上电压V_sense的变化，即负载变化，对于负载不变、负载发生较小变化、负载发生较大变化这三种情况，分别采用三种相对应的负载调整方法，实现自适应选择插入DCM策略，当负载不变时，在CCM操作期间，仍以固定频率插入DCM周期采样输出电压，基准电压V_REF不作调整；当负载发生较大变化时，由于仍然在CCM操作期间，以固定频率插入DCM周期，DCM周期内基准电压V_REF也会发生较大变化，能够检测出负载的变化，进而对CCM基准电压V_REF的修正；当负载发生较小变化时，设检测周期为T_i(i＝0，1，2，…，19，20)，取前半部分20个周期，即i＝0，1，2，…18，19的采样电压V_sense的平均值为V₁；取后半部分20个周期，即i＝1，2，…19，20的采样电压V_sense的平均值为V₂，若V₁和V₂之前存在电压差ΔV，则表示负载发生了较小的变化，需要对DCM模式下的基准电压V_REF重新测量，进而利用CCM操作期间插入DCM的方法对CCM下的基准电压V_REF进行修正，这样即使负载发生了较小的变化，也能在很短的周期内检测出来，通过上述三种相对应的负载检测，负载检测模块会及时调整数字控制电路中的参考电压，再由参考电压调整模块通过DAC采样电路采样的输出信号信息，来调整基准电压V_REF，当输出信号偏大时，参考电压调整模块调整的基准电压V_REF将减小；当输出信号偏小时，参考电压调整模块调整的基准电压V_REF将增大，经过这样的负反馈调节来使输出信号趋于稳定，以此实现恒压控制达到连续导通模式下，负载无论如何变化都能保证输出恒定电压的目的，减少了稳态纹波，提高了动态性能。

本发明的优点及显著效果：本发明采用DAC采样机制，结合自适应DCM插入策略，实现低纹波的恒压控制。本控制系统可以精确地在原边辅助绕组上采样输出电压，并且在不采用传统大面积的模数转换器情况下，完全使用纯数字的方式，自适应地插入DCM，通过DAC采样机制和负载检测模块得到基准电压V_REF，根据这一精确的反馈量去调整数字控制电路中的参考电压V_REF，最终实现连续导通模式下输出电压的精准控制。通过最终仿真和测试，比较发现，能够得到恒压精度为±2％的效果，从而提高反激式变换器的恒压特性。

附图说明

图1为现有技术中一种常见的原边反馈反激式变换器的电路图；

图2为现有技术中存在纹波较大问题的示意图；

图3为本发明恒压控制系统整体实现电路图；

图4为图3中DAC采样模块和负载检测模块的内部结构图；

图5为图3中连续电流模式和非连续电流模式的波形图；

图6位图3中参考电压调整模块的内部结构图；

图7为图3中在负载发生较小变化时的检测方法图；

图8为本发明恒压控制的控制流程图；

图9为设计前后采样波形对比图；

图10为三种误差补偿的恒压精度测试对比图。

具体实施方式

为了更清楚地说明本发明，下面将结合附图及实施例，对本发明的技术方案进行清楚、完整的描述。

如图1，为现有技术采用了模拟采样模块的原边反馈恒压控制电源应用框图。图中给出了反激式变换器的主拓扑结构。交流信号经过整流器整流和滤波电容滤波后，经过变压器传到副边，经过电阻R1、R2分压，开关电源变换器主要通过原边辅助绕组ADC采样模块采集信号，得到采样波形，将反馈电压进行模数转换得到数字反馈量并反馈给COMP模块，COMP模块再根据数字误差信号进行相应的补偿得到给定信号，由DPWM驱动模块输出的PWM波形去控制开关电源主开关MOS管的动作来实现恒压输出。

图2是现有技术中存在大纹波问题的示意图。由于现有误差补偿方案中固定插入策略造成的采样滞后，导致每次采样后都会有固定延时，输出电压的动态响应会比较慢，因此造成输出电压的纹波也比较大。

图3是本发明对应的电源恒压控制方案框图。与传统方案相比，本发明提供了一种全数字方式、采用DAC采样机制和自适应DCM插入策略的恒压控制系统。如图所示，在原边反馈主拓扑结构下，本控制系统可以精确地在原边辅助绕组上采样输出电压，并且在不采用传统大面积的模数转换器情况下，完全使用纯数字的方式，通过DAC采样机制，在CCM模式下自适应地插入DCM得到数字采样电压V_FB，根据这一精确的反馈量去调整数字控制电路中的基准电压V_REF。再由负载检测模块，对于负载不变、负载发生较小变化、负载发生较大变化这三种情况分别采用三种相对应的负载检测机制，以及时调整数字控制电路中的基准电压V_REF，以达到连续导通模式下，负载无论如何变化都能保证输出恒定电压的目的。再由参考电压调整模块，通过DAC采样模块采样的数字采样电压V_FB和负载检测模块的输出V_REF，对基准电压V_REF进一步修正，经过负反馈调节使输出信号趋于稳定。最后由DPWM驱动模块产生一个CLK_RESET信号，复位RS触发器，去产生占空比不同的PWM波形，产生对MOS管进行控制的开关信号。

为实现连续导通模式下输出电压的精准控制，第一方面，本发明采用DAC采样模块，如图4所示，首先依据采样波形模块判断该波形为DCM或CCM，斜率选择模块再根据判断结果选择DCM或CCM的自适应拐点定位法，最后通过比较器得到此刻的输出电压值V_FB。斜率选择模块依据拐点斜率不同，利用DAC双线采样拐点斜率。DCM模式在拐点前后V_sense的电压下降斜率会发生突变，在拐点之前斜率较小，而在拐点之后进入谐振状态则斜率会迅速变大；而CCM模式在在拐点之后进入谐振状态则斜率会趋近于垂线。针对DCM，CCM不同提出自适应拐点定位法，实现了纯数字方式的采样机制，弥补了传统模拟采样各方面的缺陷。

第二方面，自适应DCM插入策略，通过采样输出电压变化(负载变化)，自适应选择插入DCM方式，对于负载不变、负载发生较小变化、负载发生较大变化这三种情况，分别采用三种相对应的负载检测方法，自适应地插入DCM。当负载不变时，在CCM操作期间，仍以固定频率插入DCM周期，采样电压V_FB、基准电压V_REF不作调整；当负载发生较大变化时，由于仍然在CCM操作期间以固定频率插入DCM周期，则DCM周期内采样电压V_sense和相应的数字采样电压V_FB也会发生较大变化，能够检测出负载的变化，进而对CCM期间的基准电压V_REF进行修正；当负载发生较小变化时，检测方法如图5所示，设检测周期为T_i(i＝0，1，2，…，19，20)，取前半部分20个周期，即i＝0，1，2，…18，19的数字采样电压V_FB的平均值为V₁，取后半部分20个周期，即i＝1，2，…19，20的数字采样电压VF_B的平均值为V₂，若V₁和V₂之前存在电压差ΔV，则表示负载发生了较小的变化，需要对DCM模式下的基准电压V_REF重新测量，进而利用CCM操作期间插入DCM的方法对CCM模式下的基准电压V_REF进行修正，这样即使负载发生了较小的变化，也能在很短的周期内检测出来。通过三种相对应的负载检测方法，及时调整数字控制电路中的参考电压，达到连续导通模式下，负载无论如何变化都能保证输出恒定电压的目的，减少了稳态纹波，提高了动态性能。

本发明基于反激式变换器主拓扑结构，该拓扑结构包括开关管和变压器，并且该恒压控制系统包括DAC采样模块、负载检测模块、参考电压调整模块、DPWM驱动模块。

DAC采样模块，传统的DAC采样模块采用的是非连续电流模式(DCM)，即反激变换器中副边绕组电流I_S能在一个周期内降到0。图5是恒压控制电路中连续电流模式和非连续电流模式的波形图。根据反激变换器中副边绕组电流I_S是否在一个周期内降到0，变换器工作模式可以分为连续模式(CCM)和非连续电流模式(DCM)。对于DCM工作模式，如图5的左侧图，在t_o时刻，该半导体开关被接通，原边绕组电流I_p开始逐渐上升直至达到最大电流，此时T_on导通期间相当于外界给原边绕组补充能量，而辅助绕组两端的电压VA_UX几乎为零。在T_r期间，t₁时刻半导体开关被断开，原边绕组电流波形I_P快速下降为零，而副边绕组电流I_S上升至其最大值并且随后逐渐下降直至在时刻t₂达到零安培，由于变压器漏感和开关管寄生电容的作用，会有一个短暂的衰减振荡，而后会以一个微小的斜率下降，并且在t₁和t₂之间，辅助绕组上的采样电压V_sense下降，如公式所示，其中V_o代表预期输出电压，R₁和R₂代表采样分压电阻，N_aux代表辅助绕组匝数，N_s代表原边绕组匝数：

在t₂和t₂期间，即死区T_d内，辅助绕组两端的电压V_AUX会以固定的周期进行衰减振荡，振荡周期与开关寄生电容Cd和L有关，直到下一周期半导体开关导通，该循环重新开始。图5右侧CCM和DCM的波形实质上相同，只是CCM在副边绕组电流I_S不会下降到零，时刻t3(半导体开关再次接通时)，辅助绕组上的采样电压V_sense比DCM情形下的电压高V_d+I_s·R_on，如下公式所示，其中V_o代表预期输出电压，I_S代表副边绕组电流，V_d代表二极管导通电压，R_on代表二极管导通电阻，R₁和R₂代表采样分压电阻，N_aux代表辅助绕组匝数，N_s代表原边绕组匝数：

图5左侧的DCM和右侧的CCM波形实质上相同，只除了半导体开关在副边绕组电流I_S下降至零之前再次接通这段波形之外。因此，依据上述公式估算出CCM情形下的采样电压应当比DCM情形下的电压高V_d+I_s·R_on。不过，应当注意的是，V_d+I_s·R_on的实际值也是随时间变化的，取决于实际输出电流以及温度、二极管特性和PCB布局。因此，CCM模式下难以进行精确的输出电压调节。

如以上所讨论的，本发明设计在CCM操作期间，自适应插入DCM周期。在CCM操作期间插入单个DCM开关周期对于输出电压仅具有微不足道的影响，且能够在反激式转换器的初级侧能够进行输出电压的精确测量，通过DCM模式下基准电压V_REF的精准测量，可以对CCM模式下的基准电压V_REF做出修正，从而得到CCM模式下准确的基准电压V_REF。

负载检测模块，如图4所示，通过对数字采样电压V_FB的V_FB电压分析模块，由负载判断模块对负载的变化状态作出判断。根据操作周期内负载不变、负载发生较小变化、负载发生较大变化这三种情况分别采用三种相对应的负载检测机制调整，并反馈给参考电压调整模块，使得原边反馈反激式变换器在连续导通模式下依然能完成精确的恒压控制。具体方案如下：

1、负载不变时，在CCM操作期间，仍以固定频率插入DCM周期，采样数字采样电压V_FB，基准电压V_REF不作调整。

2、当负载发生较大变化时，由于仍然在CCM操作期间以固定频率插入DCM周期，则DCM周期内采样电压V_sense和相应的数字采样电压V_FB也会发生较大变化，能够检测出负载的变化，进而恒压控制系统可以根据DCM周期变化后的基准电压V_REF，对CCM基准电压V_REF的修正。

3、负载发生较小变化时，检测方法如图7所示，设检测周期为T_i(i＝0，1，2，…，19，20)，取前半部分20个周期，即i＝0，1，2，…18，19的数字采样电压V_FB的平均值为V₁，取后半部分20个周期，即i＝1，2，…19，20的数字采样电压V_FB的平均值为V₂，。若V₁和V₂之前存在电压差ΔV，则表示负载发生了较小的变化，需要对DCM模式下的基准电压V_REF重新测量，进而利用CCM操作期间插入DCM的方法对CCM模式下的基准电压V_REF进行修正。这样即使负载发生了较小的变化，也能在很短的周期内检测出来。

参考电压调整模块，如图6所示，为已经被应用的一种现有技术，主要由减法器、误差放大模块和比较器构成，通过内部控制环路，对负载检测模块得到的基准电压V_REF进一步修正。基准电压V_REF输入后，和参考电压调整模块的内部比较信号Vr经过减法器和误差放大模块得到误差电压Ue，并和锯齿波Uc相比较来调节输出电压V′_REF。当负载检测模块得到的基准电压V_REF输出偏大时，经过上述控制环路作用，经过参考电压调整模块调整的基准电压V′_REF将减小，；当负载检测模块得到的基准电压V_REF输出偏小时，经过上述控制环路作用，经过参考电压调整模块调整的基准电压V′_REF将会增大，经过这样的负反馈调节来使输出信号趋于稳定，以此实现恒压控制。

DPWM驱动模块，根据参考电压调整模块输出的基准电压V_REF，对峰值电流比较器的输出以及补偿得到的开关周期值通过RS触发器的处理，得到PWM占空比值，经过驱动模块的加强，直接输出到开关管处调节下一周期的开关状态。

从上述技术方案可以看出，本发明重点是全数字方式的DAC采样机制、CCM操作期间自适应插入DCM周期的策略和连续导通模式下负载变化监测方法，最终实现连续导通模式下恒定输出电压的精准控制。

图7是本发明对于恒压控制电路对于负载发生较小变化时的检测方法示意图。当负载发生较小变化时，检测方法如图7所示，设检测周期为T_i(i＝0，1，2，…，19，20)，取前半部分20个周期，即i＝0，1，2，…18，19的数字采样电压V_FB的平均值为V₁，取后半部分20个周期，即i＝1，2，…19，20的数字采样电压V_FB的平均值为V₂，。若V₁和V₂之前存在电压差ΔV，则表示负载发生了较小的变化，需要对DCM模式下的基准电压V_REF重新测量，进而利用CCM操作期间插入DCM的方法对CCM模式下的基准电压V_REF进行修正。这样即使负载发生了较小的变化，也能在很短的周期内检测出来。

图8是本发明的恒压控制系统的控制流程图。如图所示，恒压控制系统通过原边辅助绕组进行电阻分压得到反映输出信息的采样波形，经过DAC采样模块，依据拐点斜率不同，利用DAC双线采样拐点斜率，针对DCM，CCM不同提出自适应拐点定位法，实现了纯数字方式的采样机制。再通过负载检测模块，结合自适应DCM插入策略，对于负载不变、负载发生较小变化、负载发生较大变化这三种情况，分别采用三种相对应的负载检测方法，减少稳态纹波，提高动态性能。通过DAC采样机制和负载检测模块得到基准电压V_REF，参考电压调整模块根据这一精确的反馈量对基准电压V_REF进一步修正，经过负反馈调节来使输出信号趋于稳定，然后DPWM模块产生时间信号，置位或复位RS触发器，控制开关管开关，最终实现连续导通模式下输出电压的精准控制。

图9是设计前后采样波形对比图。如图9所示，左边图(a)为未加入误差补偿方案的负载波形图，开关导通后，负载电压与参考电压V_REF的值一致，当负载变大后，负载两端电压明显减小，由于未加入误差补偿方案，基准电压不作任何调整，因此负载电压不能修正回理想值，电路恒压效果较差。图9右侧图(b)为采用本设计误差补偿方案的负载波形图，当负载变大后，负载两端电压起初会减小，由于采用了负载电压检测机制，因此负载电压检测模块会对基准电压作出修正，即使负载发生了变化，也能在很短的周期内重新回到预期的输出电压V_REF。

图10是三种误差补偿的恒压精度测试对比图。对本发明的理论分析进行了验证，测试条件如下，负载大小为1～5安培，输出额定电压为20伏。测试的结果与理论分析基本类似，与未加入误差补偿方案相比，采用现有技术误差补偿方案，轻载情况下恒压精度较差，重载情况下恒压精度较好，而采用本设计的误差补偿方案无论在轻载还是重载情况下，恒压精度最好。

Claims

1.一种原边反馈反激式变换器开关电源的输出恒压控制方法，基于反激式变换器主拓扑结构，通过分压电阻采样原边辅助绕组上的电压V_sense，经过模数转换ADC采样模块、数字补偿器COMP和数字脉冲宽度调制器DPWM，实现从数字信号到时间信号的转换，形成模拟控制开关电源的闭环系统；

2.根据权利要求1所述的原边反馈反激式变换器开关电源的输出恒压控制方法，其特征在于，按以下步骤执行：

(2)通过采样辅助绕组上电压V_sense的变化，即负载变化，对于负载不变、负载发生较小变化、负载发生较大变化这三种情况，分别采用三种相对应的负载调整方法，实现自适应选择插入DCM策略，当负载不变时，在CCM操作期间，仍以固定频率插入DCM周期采样输出电压，基准电压V_REF不作调整；当负载发生较大变化时，由于仍然在CCM操作期间，以固定频率插入DCM周期，DCM周期内基准电压V_REF也会发生较大变化，能够检测出负载的变化，进而对CCM基准电压V_REF的修正；当负载发生较小变化时，设检测周期为T_i，i＝0,1,2，…,19,20，取前半部分20个周期，即i＝0,1,2，…18,19的采样电压V_sense的平均值为V₁；取后半部分20个周期，即i＝1,2，…19,20的采样电压V_sense的平均值为V₂，若V₁和V₂之间存在电压差ΔV，则表示负载发生了较小的变化，需要对DCM模式下的基准电压V_REF重新测量，进而利用CCM操作期间插入DCM的方法对CCM下的基准电压V_REF进行修正，这样即使负载发生了较小的变化，也能在很短的周期内检测出来，通过上述三种相对应的负载检测，负载检测模块会及时调整数字控制电路中的参考电压，再由参考电压调整模块通过DAC采样电路采样的输出信号信息，来调整基准电压V_REF，当输出信号偏大时，参考电压调整模块调整的基准电压V_REF将减小；当输出信号偏小时，参考电压调整模块调整的基准电压V_REF将增大，经过这样的负反馈调节来使输出信号趋于稳定，以此实现恒压控制达到连续导通模式下，负载无论如何变化都能保证输出恒定电压的目的，减少了稳态纹波，提高了动态性能。