CN104079174B

CN104079174B - 开关模式电源

Info

Publication number: CN104079174B
Application number: CN201410119074.7A
Authority: CN
Inventors: Y·S·陶; 弓小武
Original assignee: Infineon Technologies Austria AG
Current assignee: Infineon Technologies Austria AG
Priority date: 2013-03-28
Filing date: 2014-03-27
Publication date: 2017-06-23
Anticipated expiration: 2034-03-27
Also published as: US20140293660A1; US9564810B2; DE102014103395A1; CN104079174A

Abstract

一种开关功率转换器，其包括电感器，其被耦合到用输入电压可操作供电的终端。半导体开关被耦合到电感器，并被配置为按照驱动信号使得输入电流能和不能穿过电感器。电流感测电路被耦合到半导体开关的电感器，并且被配置为生成电流感测信号，其表示输入电流穿过电感器或半导体开关。控制电路接收该电流感测信号，并且被配置为：按照时钟频率有规则地关闭半导体开关、对电流感测信号进行积分并因此提供积分的电流感测信号、比较积分的电流感测信号与阈值，该阈值为输入电压的函数。

Description

开关模式电源

技术领域

本公开涉及开关模式电源(SMPS)，其也被称作开关功率转换器。特殊实施例描述了用于开关功率转换器的过电流或过功率保护。

背景技术

开关模式电源(SMPS)作为用于多种应用的电源变得越来越常见。例如，SMPS可以被用作用于驱动LED的电源，LED可以被用于为了照明目的代替白炽灯。然而，开关功率转换器存在许多其他应用，因为实际上需要DC电源电压(或电流)的任何电学或电子装置能够使用SMPS连接到电网。

开关功率转换器可以以多种模式工作。例如，开关转换器尤其可以以固定开关频率和开关的可变接通时间工作，和以固定的开关接通时间和可变频率工作。不论开关频率转换器是否以固定或可变频率工作，开关频率转换器可以以连续电流模式(CCM)或以不连续电流模式(DCM)工作。由于不同工作模式(具有固定接通时间的DCM、具有固定频率的DCM、具有固定频率的CCM等)通常需要控制(调节)输出电压或输出电流的不同构思，所以一些开关频率转换器被设计为仅以单个模式(例如，CCM、固定频率)工作。然而，开关频率转换器通常需要能够为大范围的AC输入电压(例如，从85到270伏特)提供指定的恒定DC输出电压(或电流)。在这种情形中，开关频率转换器通常被设计为处理工作模式DCM和CCM两者，在AC输入电压超过电路设计预先设定的限定的阈值电压时，会出现从CCM到DCM的模式切换。

为了实现如上所述的控制任务，通常测量功率开关转换器的输入电流(其由功率半导体开关接通和断开)，例如使用提供与穿过其的电流成比例的压降的测量电阻器进行该测量。所测量的输入电流通常与参考值相比较，并且当输入电流超过由这个参考值所限定的阈值时，触发所述功率半导体开关断开。然而，该功率半导体不会以零延迟立即断开输入电流(有时也被称作初级电流)。不只功率半导体开关显示固有断开延迟。此外，比较电路(其比较所测量的输入电流与所提到的阈值)及控制电路(其控制功率转换器的开关工作)中包括的其他电路元件造成额外的延迟。结果，输入电流(初级电流)发生过冲(over-shot)，这可能导致半导体开关中的功率耗散过度。

为了避免提到的功率耗散过度，应该消除(或至少部分地补偿)所提到的延迟的效果。然而，在已知解决方法中，这个延迟时间补偿被设计为或者用于DCM或用于DCM。因此，改进SMPS的控制电路会是有用的，以便独立于开关功率转换器的工作模式(DCM、CCM)来避免功率耗散过度。

发明内容

本发明公开了开关功率转换器。按照本发明的一个方面，开关功率转换器包括电感器和半导体开关，电感器被耦合到用输出电压可操作供电的终端，半导体开关被耦合到电感器并且被配置为按照驱动信号使得输入电流能和不能穿过电感器。开关功率转换器还包括电流感测电路，其被耦合到半导体开关或电感器，并且被配置为生成电流感测信号，其表示输入电流穿过电感器或半导体开关。控制电路接收该电流感测信号，并且被配置为按照时钟频率有规则地关闭半导体开关、对电流感测信号求积分并因此提供积分的电流感测信号、比较所积分的电流感测信号与阈值、并且取决于比较的结果打开半导体开关。该阈值是输入电压的函数。

按照本发明的另一方面，开关功率转换器包括电感器和半导体开关，电感器被耦合到用输出电压可操作供电的终端，半导体开关被耦合到电感器并且被配置为按照驱动信号使得输入电流能和不能穿过电感器。电流感测电路被耦合到半导体开关或电感器，并且被配置为生成电流感测信号，其表示输入电流穿过电感器或半导体开关。控制电路接收电流感测信号以及表示输入电压的信号。此外，该控制电路包括阈值生成器，其接收表示输入电压的信号。该阈值生成器被配置为生成阈值，其为输入电压的函数。该控制电路还包括积分器，其接收电流感测信号。该积分器被配置为生成表示被积分的输入电流的信号。此外，该控制电路包括比较器，其接收阈值和表示积分的输入电流的信号。该比较器被配置为指示表示积分的输入电流的信号什么时候达到该阈值。驱动电路被配置为按照时钟信号周期性地接通半导体开关，并且当比较器指示表示积分的输入电流的信号已经达到阈值时将其断开。

除了上述，本发明公开了一种用于操作功率转换器的方法，其中大功率变压器可以包括电感器，其被耦合到用输入电压可操作供电的终端。按照本发明的另一方面，该方法包括按照驱动信号使得输入电流能和不能穿过电感器，从而使用被耦合到电感器的半导体开关。生成表示穿过电感器或半导体开关的输入电流的电流感测信号。该方法还包括按照时钟频率有规则地关闭半导体开关、对电流感测信号求积分并因此提供积分的电流感测信号、和比较所积分的电流感测信号与阈值，该阈值为输入电压的函数。根据比较的结果打开半导体开关。

附图说明

参考下列附图和描述能够更好地理解本发明。图中的部件不必按比例，而是将重点放在说明本发明的原理上。此外，在图中，相近的附图标记标明相应零件。在图中：

图1是说明反激转换器的基本部件的电路图；

图2包括图2A到2B，其提供了说明输入(初级)电流、输出(次级)电流、和以DCM(2A)和CCM(2B)的功率半导体开关的相应门信号的时序图；

图3说明了开关功率转换器的控制电路中的被测量的输入电流的处理；

图4是说明在图3中所示的信号处理中使用的AC输入电压和阈值电压之间的关系的图表；

图5是实施图3中说明的信号处理构思的示例性电路；

图6是在图5的实施方式中使用的图4的阈值电压曲线的翻转版本(flippedversion)；和

图7更详细地说明图5的实例中使用的积分器的执行。

图8示出实施例方法。

具体实施方式

本发明的示例性实施例包括反激转换器，其为在需要电位隔离的应用中通常使用的转换器拓扑。然而，下面关于反激转换器讨论的原理也可以被应用于其他转换器拓扑，诸如浮动降压转换器等。通过积分该输入(初级)电流感测信号并比较这个积分信号与阈值信号，可以避免功率耗散过度。这个阈值信号可以取决于被应用到开关功率转换器的输入电压。

图1说明了开关功率转换器电路，其包括具有初级绕组L_P和次级绕组L_S的变压器1。辅助绕组L_AUX可以被用于为控制电路提供电源电压，该控制电路控制功率半导体开关T₁的工作，该功率半导体开关T₁被串联耦合到初级绕组L_P，以便通过初级绕组L_P的输入电流(还被称作初级电流i_P)能够按照驱动信号V_G(例如，在MOSFET或IGBT的情形中，门电压信号或门电流信号)由半导体开关T₁接通并断开。该输入电压V_IN在半导体开关T₁接通的时间间隔期间(即，在接通时间期间)被施加到初级绕组L_P。在半导体开关T1断开的时间间隔期间(即，在关掉时间期间)，该输入电压V_IN跨功率半导体开关T₁实质上下降。为了测量初级电流i_P，电流感测电路可以被耦合到功率半导体开关T₁。在图1的本实例中，电流感测电阻R_CS被连接在功率半导体开关T₁和接地终端GND₁之间，以便通过晶体管T₁的初级电流也通过电流感测电阻R_CS。跨电阻器R_CS的电压降V_CS与初级电流i_P成比例。然而，应该注意，可使用其他电流测量技术代替电流感测电阻RCS。例如，也能够使用被耦合到负载晶体管的传感晶体管来实现电流测量。

该输入电压V_IN可以具有对应于(全波)经整流正弦信号的波形。这是整流器被用于将开关功率转换器耦合到AC电网的时候的情况。在本实例中，桥式整流电路2被用于将AC线路电压VAC转换为输入电压V_IN。在本实例中，期望开关功率转换器能够处理85到270伏特rms(rms＝均方根)的AC线路电压，而将输出电压(或输出电流)维持在指定电平。然而，从85到270伏特的这个间隔仅仅是一个实例，并且实际的输入电压范围可以取决于实际应用。然而，为了能够在全世界各种国家中的电网正常工作，输入电压范围通常比较宽。

变压器1的次级绕组L_S被耦合到开关功率转换器的输出。整流二极管D₂被耦合在次级绕组L_S的第一端和输出终端之间，在该输出终端提供输出电压V_OUT。次级绕组的第二端被耦合到接地终端GND₂。可以使用输出电容器C_OUT缓冲输出电压V_OUT，所述输出电容器被耦合在输出终端和相应的接地终端GND₂之间。应该注意，被耦合到变压器1的初级侧的电路部件参考“初级侧接地”GND₁供电，其中被耦合到变压器1的次级侧的电路部件参考“次级侧接地”GND2供电。两侧的接地终端GND₁、GND₂彼此隔离，以保证初级侧和次级侧之间完全电位分离。然而，两侧的接地终端GND₁、GND₂可以经由电容器(图中未示出)耦合。

为了调节输出电压V_OUT或输出电流(还被称作次级电流i_S)，该输出终端可以被耦合到反馈电路4，其被配置为从输出电压V_OUT或次级电流I_S生成反馈信号S_FB(例如，反馈电压)。进一步，反馈电路4在其输入和输出之间提供电位隔离，例如所述电位隔离可以使用光耦合器实现。提供表示输出电压或次级电流的反馈信号并包括用于电位隔离的光耦合器的电路本身在本领域中已知，因此在本文中没有详细讨论。

该反馈信号S_FB以及电流感测信号V_CS被供给到控制电路5，控制电路5被配置为依赖于其为半导体开关生成驱动信号V_G。从而，该控制电路5结合控制规律，以将输出电压V_OUT或次级电流i_S调整为匹配指定的(预设定或可调节)期望值。该控制电路4可以具有其自己的电源。在本实例中，该控制电路5由电容器CVC供电，该电容器C_VC经由整流二极管D_VC通过辅助绕组充电。然而，用于控制电路的不同电源可以适用。下面参考图2中所示的时序图更详细地讨论控制电路4的功能。

图2的时序图中示出了两个不同的情形。左列图表涉及以非连续电流模式(DCM)的开关操作，然而右列图表涉及以连续电流模式(CCM)的开关操作。操作模式可以取决于输入电压V_IN的电平。在两个操作模式(DCM和CCM)中，半导体开关接通的时刻t₁和t₅和半导体开关断开的时刻t₂和t₆可以是时间触发的或事件触发的。在以固定频率和可变接通时间(即，可变负载循环)工作的开关功率转换器中，这些时刻是时间触发的。在实行准谐振振荡的开关功率转换器中，接通时间以及断开时间可以是事件触发的。例如，触发半导体开关断开的“事件”可以是例如初级电流i_P达到阈值V_REF/R_CS，而触发半导体开关接通的事件可以是跨半导体开关的电压处于(局部)最小值。为了进一步讨论，以固定频率f_S(f_S＝T_S ^-1)工作并且具有可变占空比D(D＝T_ON/T_S)的反激转换器被认为是说明性的实例。

如在图2的左列中的图表中说明的，下列考虑假设在DCM下的静态操作。开关循环在时刻t₁开始，并在随后的开关循环开始时的时刻t4结束。也就是说，一个循环的时期T_S能够被计算为：

T_S＝(t₄-t₁)＝f_S ^-1。

控制半导体开关T₁的开关状态的该驱动信号(例如，门电压V_G)在时刻t₁接通并且在时刻t₂断开。也就是说，接通时间T_ON能够被计算为

T_ON＝(t₂-t₁)＝D·T_S＝D·(t₄-t₁),

其中D表示占空比(D∈[0,1])。一个周期的剩余时间是关闭时间T_OFF，其能够被计算为

T_OFF＝(t₄-t₂)＝(1-D)·T_S.

在接通时间T_ON期间，初级电流i_P从零上升到期峰值i_PP。电流斜坡的斜度是V_IN/L_P(L_P表示初级绕组的电感)，如果输入电压V_IN在一个循环期间没有显著变化，V_IN/L_P几乎恒定。在时刻t₂，在电感器中储存的能量E_DCM能够被计算为

E_DCM(t₂)＝L_P·i_PP ²/2.

随着半导体开关T₁在时刻t₂断开，由于感应耦合，能量E_DCM从变压器1的初级侧传递到次级侧(参看图1)。次级电流i_S在接通时间T_ON期间为零(随着整流二极管D₂反向偏置)，并且从其初始峰值i_SP(在时刻t₂发生)降至零(在时刻t₃达到)。该次级电流i_S在时刻t₃和t₄之间仍旧为零。应该注意，在本讨论中忽略延迟时间(上升和下降时间)，以便允许集中于电路的基本功能。次级峰值电流i_SP满足等式E_DCM(t₂)＝L_S·i_SP ²/2＝L_P·i_PP ²/2，其中L_S表示次级绕组的电感。次级电流斜坡的坡度在关闭时间T_OFF是(V_OUT+V_D2)/L_S，其中V_D2是整流二极管D₂的正向电压。与CCM相反，DCM特征在于次级电流i_S在开关循环期间(在i_SP开始)降到零，而在CCM期间不是这样。在本实例中，时间t₂。

在图2的右列图表中说明了连续电流模式(CCM)。开关循环在时刻t₅开始，并且在随后的开关循环开始的时候的时刻t₇结束。在静态操作中，在DCM中会是零的初始初级电流i_P0(i_P0＝i_P(t5))大于CCM中的零，因为分别“存储”在变压器绕组L_P和L_S中的能量E_CCM在关闭时间T_OFF期间从未下降到零。在时刻t₅，关闭半导体开关t₁(驱动信号V_G在高电平)，并且初级电流i_P开始从初始值i_P0匀变上升到峰值电平i_PP，其中i_PP＝i_P0+Δi_P。当初级电流在时刻t₆到达其峰值i_PP(由阈值V_REF/R_CS限定)时，半导体开关T₁被断开，并且次级电流从其峰值i_SP匀变下降到其最终值i_S0，其中i_SP＝i_S0+Δi_S。在变压器中“存储”的能量从E_CCMmin＝L_S·i_S0 ²/2＝L_P·i_P0 ²/2变化到E_CCMmax＝L_S·i_SP ²/2＝L_P·i_PP ²/2。在时刻t7，该循环再次开始，次级电流i_S由整流二极管D₂阻断，并且初级电流“跳”到初始值i_P0，并且如上一循环中匀变上升。

为了进一步考虑，感兴趣的是计算平均输入功率P_IN，其为

P_IN＝(1/2)·L_P·i_PP ²在DCM中，

然而，其为

P_IN＝(1/2)·L_P·i_PAVG ²在CCM中。

尽管用于输入功率的理论计算完全不同于上面两个等式，但是重要的是注意，输入功率与初级电流波形下的面积有关。因此，通过在一个开关时期上对初级电流感测信号V_CS求积分，可以获得表示输入功率的值。也就是说，该积分值表示输入功率。

如上面提到的，可以通过比较初级电流感测信号V_CS(参看图1)与阈值V_REF，来确定断开半导体开关T₁的时刻。也就是说，当下列不等式成立时断开半导体开关T₁：V_CS≥V_REF，其等同于i_P≥V_REF/R_CS。用于确定半导体开关T₁的断开时刻的这种策略可以导致上面进一步提到的功率过冲和对补偿延迟的需要。根据本文中所述的示例性实施例，以不同于图3中所说明的方式确定断开时刻。

因此，积分电流感测信号V_CSINT与阈值信号V_TH相比较，其中这个阈值可以是输入电压V_IN的函数。图4说明阈值信号V_TH，其在本实施例中为电压信号，该电压信号为AC线路电压V_AC的函数(V_IN＝|V_AC|)。图3的电路说明一部分控制电路5，控制电路5在图1中示出并且被配置为发出将半导体开关T₁断开的信号。该电路包括阈值生成器电路103，其接收表示输入电压V_IN(或AC线路电压V_AC)的电平的信号并且由此生成相应的阈值信号V_TH。该电路还包括积分器101，其接收电流感测信号V_CS并且对这个电流感测信号积分，由此提供积分信号V_CSINT(其可以是电压信号)。比较器102接收两个信号V_TH和V_CSINT，并且评估该不等式V_TH<V_CSINT。当这个不等式成立时，通过比较器输出(其被耦合到SR锁存器104的重置输入)重置SR锁存器104。结果，SR锁存器104的输出信号S_ON被重置到低的输出电平，其指示半导体开关的接通时间的结束并且发出让开关T₁断开的信号。可以通过应用适当的设定信号重新激活SR锁存器104，例如该适当的设定信号可以由时钟发生器生成。当使用固定的开关频率时，根据开关频率周期性地生成设定信号。

图4说明示例性特征曲线，其由图3中描绘的阈值生成器电路103执行。如上面提到的，输入电压涉及输入电压V_IN，并因此过度功率阈值V_TH(积分电流感测信号V_CSINT与其相比较)来源于输入电压V_IN。过度功率阈值V_TH和输入电压V_IN之间的典型(理想化)关系通过图4中的折线说明。这个特征曲线(由图4在的转折线表示)的实施可能是难的。然而，该曲线可以由至少两个直线来近似，即通过将曲线分为两段(对应于输入电压间隔)并且将每段中的曲线直线化。得到的简化特征曲线也在图4中说明并由两个直线表示。也就是说，在本实例中，该特征曲线被分为两段(例如，输入电压低于或等于大约145伏特并且电压高于大约145伏特)，其中在每段中，阈值V_TH是输入电压V_IN的线性函数(加偏移量)。

图5说明了对于通过两个直线来近似实现图4中所示的特征曲线的情形，怎样实施图3中所示的通用电路的一个具体实例。本实例利用“反转”特征曲线V_TH’，其能够使用等式V_TH’＝3V-V_TH从图4中的曲线V_TH直接获得。3V的偏移量毫无疑问被认为是示例性值，其已经被用于本文中所述的实施方式中。特征曲线的这种反转(翻转)使得图3的电路易于实施。因此，用电流感测信号V_CS供给的控制电路5(参看图1)包括积分器INT，该积分器INT接收电流感测信号V_CS，并且在其输出处提供积分信号V_CSINT。积分器INT的输出信号可以被放大(增益G₃)，其中该增益可以是负的(例如，G₃＝-1)，以便也使积分电流感测信号V_CSINT以可以从图4中获得图6中特征曲线的相同方式“翻转”。可以增加偏移值V_OS3移动放大器AMP₃的输出(增益G3)。这个操作通过电平移动器电路LS₃实现，该电路LS₃的输出信号被标记为V_INT。共同地，放大器AMP₃和电平移动器LS₃实行下列算术运算∶

V_INT＝V_OS3+G₃·V_CSINT。

在本实例G₃＝-1和V_OS3＝3V中，上面等式变成

V_INT＝3V-V_CSINT。

V_INT表示积分电流感测值V_CSINT。也就是说，该积分电流感测信号以与表示图4中所示的阈值的特征曲线的相同方式被反转(翻转)。

放大器AMP₁和AMP₂以及电平移动器LS₁和LS₂和电流源Q被用于生成阈值信号V_TH’，例如如图6中所示，该阈值信号V_TH’为图4的两部分阈值曲线的“反转”版本。由于阈值V_TH(参看图4)取决于输入电压V_IN，使用例如由两个电阻器R₁和R₂形成的电阻分压器将一小部分输入电压V_IN供给到电路节点TH(其可以为控制电路4的终端)。该电流源Q也被耦合到电路节点TH，以便由电流源Q发源的电流i_OS通过分压器。结果，在电路节点TH存在的该电压V_x能够被计算为：

V_x＝V_IN·R₂/(R₁+R₂)+i_OS·R₁R₂/(R₁+R₂).

能够看出，电压是输入电压V_IN的一小部分加上与电流i_OS成比例的偏移量。在分别具有增益G₁和G₂的放大器AMP₁和AMP₂的输入处接收电压V_x。该放大器输出信号G₁·V_x和G₂·V_x被分别供给到电平移动器LS₁和LS₂，并且受到电平移动。电平移动器LS₁和LS₂分别提供了偏移电压V_OS1和V_OS2。也就是说，电平移动器LS₁和LS₂的输出信号V_TH1和V_TH2能够分别被表示为：

V_TH1＝G₁·V_x+V_OS1，和

V_TH2＝G₂·V_x+V_OS2。

在已经为测试进行的本示例性执行中，电流i_OS是1微安(i_OS＝1μA)，增益G₁是单位一(G₁＝1)，增益G₂是0.16(G₂＝0.16)，偏移电压V_OS1是零(V_OS1＝0V)，偏移电压V_OS2是2伏特(V_OS2＝2V)。

电平移动器LS₂的输出信号V_TH2可以被过滤，以补偿将门信号应用于电源MOS晶体管T₁以便使其断开的时刻和发生晶体管负载电流i_CS的实际断开的相应时刻之间的传播延迟的效果。作为这个传播延迟的结果，电流过冲可能在比较器102发出让SR锁存器104的重置(参看图3)的信号和功率晶体管T₁的实际断开的时刻之间发生。这个过冲随输入电压V_IN的增加而增加。也就是说，输入电压V_IN越高，这个过冲也会越高。为了避免提到的延迟的这个不良影响，可以在电平移动器LS₂和对应的比较器CMP₂之间插入所谓的传播延迟补偿电路。类似的电路也可以被提供于电平移动器LS₁和对应的比较器CMP₂之间的信号通路中。然而，在本实例中，在到比较器CMP₂的信号通路中只提供延迟补偿电路，该比较器CMP₂对对应于较高输入电压的阈值V_TH2有效。实质上延迟补偿电路包括小的负偏移量V_OScomp(在本示例性实施方式中大约-10mV)和低通滤波器，该低通滤波器的时间常数等于或类似于传播延迟以补偿(在本示例性实施方式中大约1μs)。提到的偏移量V_OScomp可以与由电平移动器LS₂提供的偏移量V_OS2合(lump)在一起，并因此延迟补偿电路可以是简单的RC低通电路LP。

表示图6的“反转”(翻转)阈值曲线的阈值信号V_TH1和V_TH2被分别送到比较器CMP₁和CMP₂的不倒相输入中。比较器CMP₁和CMP₂两者的倒相输入接收如上所讨论的“反转”(翻转)积分电流感测信号V_INT。比较器CMP₁和CMP₂的输出由或门X₁结合，或门X₁在其输出处提供设定信号S_SET，该设定信号S_SET由SR锁存器104的设定输入接收(参看图3)。也就是说，当信号V_INT降到阈值V_TH1以下或阈值V_TH2以下时设定SR锁存器104，其中两个阈值信号均取决于输入电压V_IN。以这种方式，实施图4的近似的阈值曲线。

图7是电路图，其说明积分器INT、放大器AMP₃和电平移动器LS₃的一个示例性实施方式。这三个部件INT、AMP₃和LS₃在一个电路中一起实施。通过缓冲放大器B1接收被应用于电路节点CS的电流感测信号V_CS，该缓冲放大器B1在其输出处将这种信号提供给晶体管M₁的门，以便晶体管M₁的负载电流i_CS是i_CS＝V_CS/R₁。这个负载电流被放大并且“复制”到电流通路，使用电流反射镜CM₁和CM₂将电容器C_INT耦合到该电流通路。相应的反射电流i_CS’给该电容器C_INT充电，该电容被耦合在提供“翻转”放大积分电流感测信号V_INT的输出电流节点和提供内部电源电压V_DD的内部电源电压节点之间。由于电容器“积分”反射电流i_CS’实现该积分。该电容器电压V_CINT能够被计算为

其中i_CS’是电流i_CS乘以增益。第二缓冲放大器B₂将V_OS3的恒定电压提供给输出电路节点，并且将电容器“预先充电”到电压V_CINT＝V_DD-3V，而在功率晶体管T₁的关闭时间期间(参看图1)关闭该开关SW。因此，该输出电压V_INT(也参看图5)能够被计算为

其中在上面等式中i_CS’＝A·i_CS并且i_CS＝V_CS/R₁。在图5的描述中所指的增益G₃是这样的：G₃＝(A·V_CS)/(R₁·C_INT)。在上面等式中的时间t＝0指功率晶体管T₁(参看图1)关闭并且初级电流i_P开始穿过初级绕组L_P的时刻。从图7的本实例中清楚的是，不必所有的图3的通用实例中存在的信号都是电压信号。取决于该实施方式(例如，放大器AMP₃的输出)，该信号可以是电流信号。进一步，假如维持整个电路的功能，图5的实例中说明的部件顺序可以变化(例如，积分器INT可以被放置在放大器AMP₃下游)。

使用本文中所述的发明构思使得贯穿总输入电压范围的过度功率能够显著减少。通过减少最大输入功率消耗的蔓延，提供安全性能，该功率消耗取决于可能在相对宽的电压范围内变化的输入电压。

现在总结参看上述实例解释的一些重要方面。然而，应该注意下面描述不被认为是实质特征的穷尽列举。更确切地，将重点放在操作大功率变压器，尤其是如参考图1到7所说明或解释的功率转换器的方法上。提供图8的流程图以支持下列描述。本文中所述的方法能够被用于操作例如如图1中所述的功率转换器，其具有电感器L_P，该电感器被耦合到可操作地用输入电压V_IN供给的终端。因此，该方法大体包括按照驱动信号V_G使得输入电流i_P能和不能穿过电感器L_P，从而将半导体开关T₁耦合到电感器T₁，用于使输入电流i_P接通和关闭。该方法还包括生成电流感测信号V_CS，其表示穿过电感器L_P或半导体开关T₁的输入电流i_P。半导体开关T₁按照预先定义的时钟频率有规律地关闭，对电流感测信号V_CS积分，由此提供积分的电流感测信号V_CSINT(参看3)。该方法还包括将积分电流感测信号V_CSINT与阈值信号V_TH相比较，其中阈值可以是输入电压V_IN的函数。根据比较的结果打开半导体开关T₁，例如当积分电流感测信号V_CSINT已经达到阈值时。

如上面解释，该阈值可以是输入电压的函数，其可以由两个或多个线性分支近似(参看图4)。在一个示例性实施方式中，取决于输入电压V_IN为用于近似该函数的每个线性分支生成阈值信号。该积分电流感测信号V_CSint可以与每个阈值信号V_TH1、V_TH2相比较(参看图5)。例如，使用图5的实例中所示的或门结合这些比较的结果。为了简化该实施方式，取决于输入电压定义该阈值的函数可以被“翻转”。在这个情形中，积分电流感测信号必须以相同方式翻转。然后，翻转的积分电流感测信号与翻转的阈值信号相比。

尽管已经公开本发明的各种示例性实施例，但是将对本领域技术人员显而易见的是，能够做出各种变化和修改，这将达到本发明的一些优点，而不偏离本发明的精神和范围。将对本领域技术人员显而易见的是，可以适当地替换实行相同功能的其他部件。应该提出，参考具体图解释的特征可以与其他图的特征组合，甚至在未明确提出的特征方面。进一步，本发明的方法可以使用适当的处理器指令全部以软件执行方式实现或以利用硬件逻辑软件逻辑的组合实现相同结果的混合执行方式实现。对本发明构思的这种修改应被附加权利要求覆盖。

Claims

1.一种开关功率转换器，包括：

电感器，被耦合到用输入电压进行可操作供电的终端；

半导体开关，被耦合到所述电感器，并且被配置为按照驱动信号使得输入电流能和不能通过所述电感器；

电流感测电路，被耦合到所述电感器或所述半导体开关，并且被配置为生成表示所述输入电流通过所述电感器或所述半导体开关的电流感测信号；

控制电路，被耦合为接收所述电流感测信号，并且被配置为：

按照时钟频率有规律地关闭所述半导体开关；

对所述电流感测信号求积分，由此提供积分的电流感测信号；

将所述积分的电流感测信号与作为所述输入电压的函数的阈值相比较；以及

取决于所述比较的结果，打开所述半导体开关，其中所述阈值为所述输入电压的函数，并且其中所述函数包括至少两个线性分支，每个分支都具有恒定梯度和偏移量。

2.根据权利要求1所述的开关功率转换器，其中所述控制电路包括积分器，其被配置为接收所述电流感测信号并且提供积分的电流感测信号。

3.根据权利要求1所述的开关功率转换器，其中所述控制电路包括阈值生成器电路，其被耦合为接收表示所述输入电压的信号，并且所述阈值生成器电路被配置为生成作为所述输入电压的函数的阈值。

4.根据权利要求3所述的开关功率转换器，进一步包括比较器，其被耦合为接收所述积分的电流感测信号和所述阈值，所述比较器被配置为当所述积分的电流感测信号达到所述阈值时发出信号，

其中当所述比较器发出所述积分的电流感测信号已经达到所述阈值的信号时，打开所述半导体开关。

5.一种开关功率转换器，包括：

电感器，被耦合到用输入电压进行可操作供电的终端；

控制电路，被耦合为接收所述电流感测信号和表示所述输入电压的信号，其中所述控制电路还包括：

阈值生成器，被耦合为接收表示所述输入电压的所述信号，并且被配置为生成阈值，所述阈值为所述输入电压的函数；

积分器，被耦合为接收作为输入电流的所述电流感测信号，并且被配置为生成表示积分的输入电流的信号；

比较器，被耦合为接收所述阈值和表示所述积分的输入电流的所述信号，并且被配置为指示表示所述积分的输入电流的所述信号什么时候达到所述阈值；以及

驱动电路，被配置为按照时钟信号周期性地接通所述半导体开关，并且被配置为当所述比较器指示表示所述积分的输入电流的所述信号已经达到所述阈值时断开所述半导体开关，其中所述阈值为所述输入电压的函数，并且其中所述函数包括至少两个线性分支，每个分支都具有恒定梯度和偏移量。

6.根据权利要求5所述的开关功率转换器，其中所述驱动电路包括SR锁存器，其被配置为：

响应于所述时钟信号周期性地进行设定；

被耦合到所述比较器；和

当所述比较器指示表示所述积分的输入电流的所述信号已经达到所述阈值时，进行重置；

其中所述半导体开关被耦合到所述SR锁存器的输出，并且按照所述SR锁存器的输出接通和断开。

7.根据权利要求5所述的开关功率转换器，其中表示由控制电路接收的所述输入电压的所述信号是在电阻分压器的中间抽头处分接的输入电压的一部分。

8.根据权利要求7所述的开关功率转换器，其中所述控制电路还包括电流源，其被耦合到所述分压器的中间抽头，由此影响迭加到所述输入电压的所述一部分上的偏移电压。

9.根据权利要求5所述的开关功率转换器，其中所述阈值生成器包括第一串联电路和第二串联电路，所述第一串联电路包括第一放大器和第一电平移动器，第二串联电路包括第二放大器和第二电平移动器，以用于提供第一阈值和第二阈值。

10.根据权利要求9所述的开关功率转换器，其中所述比较器被配置为使用所述第一阈值或所述第二阈值作为阈值。

11.根据权利要求10所述的开关功率转换器，其中所述比较器包括第一比较电路和第二比较电路，所述第一比较电路被配置为比较表示所述积分的输入电流的所述信号与所述第一阈值，所述第二比较电路被配置为比较表示所述积分的输入电流的所述信号与所述第二阈值。

12.根据权利要求11所述的开关功率转换器，其中所述比较器还包括或门，其被耦合为结合所述第一比较电路和所述第二比较电路的输出。

13.一种用于操作功率转换器的方法，所述功率转换器包括电感器，其被耦合到用输入电压进行可操作供电的终端，所述方法包括：

通过使用被耦合到所述电感器的半导体开关，按照驱动信号使得输入电流能和不能通过所述电感器；

生成电流感测信号，所述电流感测信号表示通过所述电感器或所述半导体开关的所述输入电流；

按照时钟频率有规律地关闭所述半导体开关；

取决于所述比较的结果，打开所述半导体开关，其中所述阈值为所述输入电压的函数，并且所述函数包括至少两个线性分支，每个分支都具有恒定梯度和偏移量。

14.根据权利要求13所述的方法，其中比较所述积分的电流感测信号包括检测所述积分的电流感测信号什么时候达到所述阈值，并且其中打开所述半导体开关包括响应于所述积分的电流感测信号达到所述阈值而打开所述半导体开关。

15.根据权利要求13所述的方法，进一步包括生成阈值信号，其实际值被用作阈值，所述阈值信号为所述输入电压的函数。

16.根据权利要求15所述的方法，其中所述阈值信号在比较所述积分电流感测信号与所述阈值之前被低通滤波。

17.根据权利要求15所述的方法，其中生成阈值包括生成第一阈值信号和第二阈值信号。

18.根据权利要求17所述的方法，其中生成所述第一阈值信号和所述第二阈值信号包括：

接收所述输入电压的一部分；

将偏移量应用到所述输入电压，由此提供第一信号；

分别用第一增益和第二增益放大所述第一信号；和

将所述第一信号分别电平移动第一偏移量和第二偏移量；

其中所述第一阈值信号包括被以第一增益放大且以第一偏移量电平移动的所述第一信号；和

其中所述第二阈值信号包括被以第二增益放大且以第二偏移量电平移动的所述第一信号。

19.根据权利要求18所述的方法，其中比较所述积分的电流感测信号包括：

使用第一比较器比较所述积分的电流感测信号与所述第一阈值信号；

使用第二比较器比较所述积分的电流感测信号与所述第二阈值信号；和

结合所述第一比较器和所述第二比较器的输出。