CN102497711A - Led驱动电路及包含该驱动电路的开关电源 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种LED驱动电路，包括误差放大器、乘法器、电流感应比较器、零电流检测器、恒频控制模块、驱动电路。在本发明中采用了所述恒频控制模块之后，开关管的关断时间是固定的，是由所述恒频控制模块决定。因此系统在输入交流电的半周期内，开关频率不再发生变化，频率是固定的，使得开关电源的输入电流与输入电压完全相同。

Description

LED驱动电路及包含该驱动电路的开关电源

技术领域

本发明涉及LED照明技术，尤其涉及LED驱动技术，及其包含LED驱动电路的开关电源技术。

背景技术

随着LED技术的发展，LED的亮度和效率不断提高。日常家用的LED照明不断发展，逐渐成为节能减排、绿色照明的主流。

通常的交流供电的具有功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)功能的LED恒流驱动电路，有隔离型和非隔离型两种结构。隔离型结构又有两种控制结构，一种是两级控制，一种是单级控制。相对于两级控制来说，单级控制的电路相对简单，成本也相对较低，本发明主要针对隔离型反激式单级控制PFC LED驱动电路。

隔离型反激式单级控制PFC LED驱动电路中，一般采用光耦反馈，把输出电压信号传递到输入级，来实现输入级和输出级的完全隔离。

图1是现有的隔离型反激式单级控制PFC LED驱动开关电源电路的拓扑结构，其中功率因数控制器是采用基于临界导通模式(Transition Mode，TM)的功率因数控制器。

如图1所示，现有的隔离型反激式单级控制PFC LED驱动电路100，简称为LED驱动电路，包括反激变换器，所述反激变换器由整流桥102、输入滤波电容Cin、变压器111、开关管S1，输出整流管D1、输出滤波电容Cbulk、PFC控制器101以及反馈环路构成。从所述变压器的原边绕组L1和副边绕组L2的同名端标识很容易判别出其为反激转换器类型。

所述整流桥和输入滤波电容Cin一端相连，接到所述变压器的原边绕组L1的同名端，输入滤波电容Cin另外一端接地。原边绕组L1的异名端连接到一开关管S1的漏端，开关管S1的栅极接到所述PFC控制器，开关管S1的源端接地。副边绕组L2的同名端接地，异名端接到一输出整流管D1的阳极，输出整流管D1的阴极与一输出滤波电容Cbulk相连接到输出端，输出滤波电容Cbulk的另一端接地。

当开关管S1开通时，输入级通过原边绕组L1和开关管S1向所述变压器存储能量，副边绕组L2的异名端电压低于同名端电压，输出整流管D1反偏，输出滤波电容Cbulk单独向负载供电。当开关管S1关断时，励磁电感的电流使得副边绕组L2电压反向，输出整流管D1正偏，所述变压器将存储的能量传送到负载和输出滤波电容Cbulk。

所述LED驱动电路是用来驱动LED灯，因此输出电流必须是恒流。为了实现恒流目的，所述LED驱动电路里面采用了运算放大器109，所述运算放大器将电阻Rc上面电压与内部基准电压比较，控制光耦器件110a和110b，来实现恒流。所述光耦器件再通过电阻Rfa和Rfb，完成反馈环路。采用所述光耦器件，可以实现输入和输出的完全隔离。

所述LED驱动电路是基于临界导通模式的PFC控制器，包括误差放大器103，乘法器104，电流感应比较器105，零电流检测器106，RS触发器107以及栅极驱动电路108。

误差放大器103，所述误差放大器比较两个输入信号：1、来自反馈环路的反馈信号，反馈环路是由电阻Rc，运算放大器109，光耦器件110a和110b以及反馈电阻Rfa和Rfb组成；2、内部参考电压。所述误放输出信号是两个输入信号之间误差的放大信号。例如，如果所述误差放大器的带宽足够窄(例如低于20Hz)，则所述误差信号在给定的输入交流电的半周期内是直流值。

乘法器104，所述误差放大器输出信号提供给所述乘法器。所述乘法器另外一个输入信号是交流输入电压经过所述整流桥整流之后，再通过电阻R1a和电阻R1b产生的分压，简称整流分压信号。所述乘法器的输出信号是两个输入信号的乘积。作为示例，所述乘法器的输出信号是一个类似于正弦全波整流的电压波形。

电流感应比较器105，所述乘法器的输出信号提供给所述电流感应比较器，所述电流感应比较器另外一个输入是流过所述功率管的电流在采样电阻Rs上面产生的电压，简称电流采样信号。在某些实现方式中，当所述电流感应比较器确定两个输入上的电压相等时，所述电流感应比较器使RS触发器107复位，并使得开关管S1关断。

在开关管S1被关断之后，励磁电感的电流使得副边绕组L2电压反向，输出整流管D1正偏，所述变压器将存储的能量传送到负载和输出滤波电容Cbulk。当所述变压器存储能量下降到零时，所述零电流检测器检测到来自电阻Rzcd和辅组绕组L3的零电流。所述零电流检测器的输出连接到所述RS触发器的置位端。当所述零电流检测器检测到零电流时，所述零电流检测器使所述RS触发器被置位。当所述RS触发器被置位时，所述开关管S1导通。在所述LED驱动电路工作期间，基于来自AC电源的电压，所述RS触发器被置位和复位。

1、开关管S1开通时

由于开关管S1的漏端电压V_ds1与输入电压V_in相比，可以忽略，因此原边绕组L1两端压差约为u_L1≈V_in。理论上电感中的电流和电感两端电压的关系为d_iL/dt＝u_L/L。

由于所述LED驱动电路开关周期频率很高，一般有50k～60kHz，而经过整流桥102整流的输入电压V_in的频率只有100Hz，因此在一个开关周期内，可以认为原边绕组L1两端压差u_L1是恒定的，因此可以得到：

$i_{L1}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L_1}t---\left(1\right)$

因此开关管S1开通时，原边绕组L1电流随时间线性增加的。当采样电阻Rs上面电压，上升到与所述乘法器输出电压相等时，开关管S1关断，因此由公式(1)可以得到开关管S1导通时间t_on为：

$t_{\mathrm{on}}=k\frac{R1b\×L_1}{(R1a+R1b)\×\mathrm{Rs}}---\left(2\right)$

其中k是所述的乘法器的增益，是常数。因此所述基于乘法器的TM模式的PFC控制器，导通时间t_on是恒定的。原边绕组L1在开关管S1导通时间内，上升到的峰值电流为：

$i_{\mathrm{PP}1}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L_1}\×t_{\mathrm{on}}---\left(3\right)$

2、开关管S1关断时

原边绕组L1里面没有电流，副边绕组L2通过整流二极管D1对输出滤波电容Cbulk充电，忽略整流二极管D1两端的压差，副边绕组L2两端压差约为u_L2≈-V_out。

由于V_out是直流电压，忽略它的纹波，因此同样在一个开关周期内，可以认为副边绕组L2两端压差u_L2是恒定的，因此开关管S1断开时，副边绕组L2的电流随时间线性减小的，因此可以得到：

$i_{L2}=\frac{-V_{\mathrm{out}}}{L_2}t---\left(4\right)$

当副边绕组L2的电流减小到零时，所述零电流检测器通过辅组绕组L3和电阻Rzcd检测到这个状态，迫使开关管S1开通。原边绕组L1和副边绕组L2的电流关系为：

i_PP1×N1＝-i_PP2×N2     (5)

其中N1是原边绕组L1的匝数，N2是副边绕组L2的匝数。因此开关管S1的关断时间t_off等于副边绕组L2电流降低到零的时间，由公式(3)，(4)和(5)得到：

$t_{\mathrm{off}}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{{\mathrm{nV}}_{\mathrm{out}}}\×t_{\mathrm{on}}---\left(6\right)$

其中n是原边绕组L1和副边绕组L2的匝数比。由于AC输入电流等于原边绕组L1里面的电流，因此是不连续的，因此AC输入电流的平均值为：

$I_{\mathrm{in}}=\frac{t_{\mathrm{on}}}{{2L}_1}\×\frac{1}{1+\frac{t_{\mathrm{off}}}{t_{\mathrm{on}}}}\×V_{\mathrm{in}}---\left(7\right)$

由公式(6)，(7)得到：

$I_{\mathrm{in}}=\frac{t_{\mathrm{on}}}{{2L}_1}\×\frac{1}{1+\frac{V_{\mathrm{in}}}{{\mathrm{nV}}_{\mathrm{out}}}}\×V_{\mathrm{in}}---\left(8\right)$

从公式(8)可以看出，输入电流与输入电压相比，不再完全一致。

当V_in＞＞nV_out时，公式(8)可以简化为

输入电流是恒定的，与输入电压没有关系。

当V_in＜＜nV_out时，公式(8)可以简化为

输入电流跟输入电压一致。

因此现有的利用基于临界导通模式的PFC控制器来实现隔离型反激式单级控制PFC LED驱动电路，理论上输入电流与输入电压不再完全的同相，因此输入电流不再是完全正弦波，失真度会增大，导致所述LED驱动电路的PFC值会有所降低。

图2是所述现有的隔离型反激式单级控制PFC LED驱动电路相关联的各种波形的示意图。从图2的波形可以看出，现有的隔离型反激式单级控制PFC LED驱动电路的导通时间是恒定的，但是由于原边绕组L1电流是不连续的，导致输入电流与输入电压不能完全的同相。导致隔离型单级PFC LED驱动电路的PFC会有所降低。

发明内容

本发明的目的是为了克服上述现有技术中存在的缺陷，提出了LED驱动电路，同时提出了使用所述LED驱动电路的开关电源。

LED驱动电路，包括误差放大器输入端(INV端)、电流采样端(CS端)、乘法器输入端(MULT端)、零电流检测端(ZCD端)、开关管栅极驱动端(GD端)，以及

误差放大器，所述误差放大器将误差放大器输入端(INV端)输入的反馈信号同第一内部参考电压进行比较，输出误差放大信号；

乘法器，所述乘法器一端连接乘法器输入端(MULT端)，输入一整流分压信号，所述乘法器的另一端输入所述误差放大信号，所述乘法器将所述整流分压信号和误差放大信号进行相乘并输出；

电流感应比较器，所述电流感应比较器一端连接电流采样端(CS端)并输入电流采样信号，另一端连接乘法器，电流感应比较器将电流采样信号和乘法器输出的信号进行比较，输出开关管的关断信号；

零电流检测器，所述零电流检测器的一个输入端连接零电流检测端(ZCD端)，输入辅助绕组过零检测电流值，所述零电流检测器的另一端输入第二内部参考电压，零电流检测器将辅助绕组过零检测电流值，同第二内部参考电压进行比较并输出；

恒频控制模块，所述恒频控制模块的一个输入端输入零电流检测器的输出信号，另一个输入端输入电流感应比较器的输出信号，产生开关管的驱动信号；

驱动电路，所述驱动电路连接恒频控制模块，增强所述开关管的驱动信号的驱动能力，并通过开关管栅极驱动端(GD端)输出给开关管S1的栅极。

进一步的，所述恒频控制模块产生的开关管的驱动信号的周期恒定。

进一步的，所述恒频控制模块产生的开关管的驱动信号的关断时间恒定。

进一步的，所述恒频控制模块包括第一RS触发器、第二RS触发器、与门、单脉冲发生器以及振荡器：

第一RS触发器的S输入端连接零电流检测器的输出端，Q输入端连接电流感应比较器的输出端；

第二RS触发器的S输入端连接与门的输出，Q输入端连接电流感应比较器的输出端，第二RS触发器的输出端连接GD端；

与门一个输入端连接振荡器的输出端，第二输出端连接RS触发器的输出端；

单脉冲发生器检测第二RS触发器602输出端输出的信号，单脉冲发生器的输出控制振荡器产生振荡信号。

进一步的，所述振荡器包括迟滞比较器、恒流源、电容以及开关，单脉冲发生器输出一个脉冲信号时，振荡器的开关闭合，将电容上面的电压拉到零，迟滞比较器比较内部基准电压REF和电容上面的电压，输出FFC变为“0”；然后开关打开，恒流源开始对电容充电，电容上的电压开始上升，当所述电压超过所述内部基准电压时，所述迟滞比较器的输出FFC，由“0”变“1”，所述振荡器一直重复这一过程。

一种开关电源，包括反激变换器和所述LED驱动电路，所述反激变换器包括整流桥、第一输入分压电阻、第二输入分压电阻、电阻、变压器、开关管、输出整流管、输出滤波电容以及反馈环路。

进一步的，所述反馈信号是开关电源的输出电压，

所述整流分压信号是交流电网的交流输入电压经过所述整流桥整流之后，再通过第一输入分压电阻R1a和第二输入分压电阻R1b产生的分压信号，

所述电流采样信号是开关电源中的变压器原边导通电流信号，

所述辅助绕组过零检测电流值是检测所述变压器存储能量下降到零时，来自电阻Rzcd和辅组绕组L3的零电流状态。

进一步的，所述开关电源为隔离型反激式单级控制。

进一步的，所述开关电源交流电网的输入电流I_in同交流电网的输入电压V_in满足：I_in＝kV_in。

进一步的，

t_on为开关管的导通时间，T为开关电源的周期，L₁为变压器原边绕组的电感值。

本发明采用了恒频控制模块之后，系统在所有工作时间，开关管S1的关断时间是固定的，是由所述恒频控制模块决定。因此系统在输入交流电的半周期内，开关频率不再发生变化，频率是固定的，使得输入电流与输入电压完全同相，因此输入电流波形理论上变成正弦波，从而提高了系统的功率因数。

附图说明

图1是包含现有LED驱动电路的开关电源拓扑结构；

图2是现有开关电源相关联的各种波形的示意图；

图3是包含本发明提出的LED驱动电路的开关电源的拓扑结构；

图4是图1所示的LED驱动电路的控制时序图；

图5是本发明提出的LED驱动电路的控制时序图；

图6是所述恒频控制模块的第一具体实施例；

图7是所述恒频控制模块的第二具体实施例。

具体实施方式

下面结合附图，进一步描述本发明的发明实质和具体的技术方案。

为了消除现有技术由于原边绕组L1电流不连续，导致输入电流和输入电压不能完全的同相，进而使得所述LED驱动电路的PFC值变小的问题。由公式(7)可以看出，在输入交流电的半周期内，导通时间t_on是恒定的，如果关断时间t_off是恒定的，那么输入电流就能与输入电压完全同相了。但是由公式(6)可知，现有的利用基于临界导通模式的LED驱动电路，关断时间t_off是和输入电压V_in成正比的，不是恒定的。这里不再详细描述。

图3是本发明提出的开关电源的拓扑结构。本实施例的开关电源为隔离型反激式单级控制。所述开关电源包括：反激变换器和LED驱动电路301，所述反激变换器包括整流桥302、第一输入分压电阻R1a、第二输入分压电阻R1b、电阻、变压器311、开关管S1，输出整流管D1、输出滤波电容Cbulk以及反馈环路，所述LED驱动电路包括：

误差放大器输入端(INV端)、电流采样端(CS端)、乘法器输入端(MULT端)、零电流检测端(ZCD端)、开关管栅极驱动端(GD端)，以及

误差放大器303，所述误差放大器将误差放大器输入端(INV端)输入的反馈信号同第一内部参考电压进行比较，输出误差放大信号；

所述反馈环路是由电阻Rc，运算放大器309，第一光耦器件310a和第二光耦器件310b以及第一反馈电阻Rfa和第二反馈电阻Rfb组成，

乘法器304，所述乘法器一端连接乘法器输入端(MULT端)，输入一整流分压信号，所述乘法器的另一端输入所述误差放大信号，所述乘法器将所述整流分压信号和误差放大信号进行相乘并输出；

电流感应比较器305，所述电流感应比较器一端连接电流采样端(CS端)并输入电流采样信号，另一端连接乘法器304，电流感应比较器将电流采样信号和乘法器304输出的信号进行比较，输出开关管S1的关断信号；

零电流检测器306，所述零电流检测器的一个输入端连接零电流检测端(ZCD端)，输入辅助绕组L3的过零检测电流值，所述零电流检测器的另一端输入第二内部参考电压，零电流检测器将辅助绕组L3的过零检测电流值，同第二内部参考电压进行比较并输出；

恒频控制模块307，所述恒频控制模块的一个输入端输入零电流检测器306的输出信号，另一个输入端输入电流感应比较器305的输出信号，产生开关管S1的驱动信号；

驱动电路308，所述驱动电路连接恒频控制模块307，增强所述开关管S1的驱动信号的驱动能力，并通过开关管栅极驱动端(GD端)输出给开关管S1的栅极。

所述恒频控制模块产生的开关管的驱动信号的周期恒定。

所述反馈信号是开关电源的输出电压。

所述整流分压信号是交流电网的交流输入电压经过所述整流桥整流之后，再通过第一输入分压电阻R1a和第二输入分压电阻R1b产生的分压信号。

所述电流采样信号是开关电源中的变压器原边导通电流信号。

所述辅助绕组L3的过零检测电流值是检测所述变压器存储能量下降到零时，来自电阻Rzcd和辅组绕组L3的零电流状态。

从所述变压器的原边绕组L1和副边绕组L2的同名端标识很容易判别出其为反激转换器类型。

所述整流桥和输入滤波电容Cin一端相连，接到所述变压器的原边绕组L1的同名端，输入滤波电容Cin另外一端接地。原边绕组L1的异名端连接到一开关管S1的漏端，开关管S1的栅极接到所述LED驱动电路，开关管S1的源端接地。副边绕组L2的同名端接地，异名端接到一输出整流管D1的阳极，输出整流管D1的阴极与一输出滤波电容Cbulk相连接到输出端，输出滤波电容Cbulk的另一端接地。

为了消除上述现有技术由于原边绕组L1电流不连续，导致输入电流和输入电压不能完全的同相，进而使得所述LED驱动电路的PFC值变小的问题。由公式(7)可以看出，在输入交流电的半周期内，开关管的导通时间t_on是恒定的，如果关断时间t_off是恒定的，那么输入电流就能与输入电压完全同相了。但是由公式(6)可知，现有的利用基于临界导通模式的PFC控制器来实现隔离型反激式单级控制PFC LED驱动电路，关断时间t_off是和输入电压V_in成正比的，不是恒定的。

如图3所示，在基于临界导通模式的LED驱动电路301中，用恒频控制模块302来取代原来的RS触发器107。在原来的系统100里面，当副边绕组L2电流减小到零时，所述零电流检测器通过辅组绕组L3和电阻Rzcd检测到这个状态，迫使开关管S1立即开通。

采用了所述恒频控制模块之后，当副边绕组L2电流减小到零时，所述零电流检测器通过辅组绕组L3和电阻Rzcd检测到这个状态，并不会迫使开关管S1立即开通。而是要等到所述恒频控制模块跳变时，开关管S1才会导通。公式(6)不在成立，即开关管S1关断时间t_off不再等于副边绕组L2的电流降低到零的时间。所述LED驱动电路不再工作在临界导通模式，而是工作在断续模式。

采用了所述恒频控制模块之后，在输入交流电的半周期内，系统的开关频率不再发生变化，而是恒定的。因此周期T也是恒定的，由于T＝t_on+t′_off，公式(7)演变为：

$I_{\mathrm{in}}=\frac{t_{\mathrm{on}}\×t_{\mathrm{on}}}{2T\×L_1}\×V_{\mathrm{in}}---\left(9\right)$

其中，t_on为开关管的导通时间，T为开关电源的周期，L₁为变压器原边绕组的电感值。

从公式(9)可以看出输入电流I_in与输入电压V_in完全同相了，因此输入电流波形理论上变成正弦波，所以理论上系统的PFC值等于1。

图4是现有的基于RS触发器的临界导通的LED驱动电路的控制时序图。如图4所示，是基于RS触发器的临界导通的LED驱动电路的控制时序图，所述电流感应比较器的输出CS，所述零电流检测器的输出ZCD以及所述驱动电路的输出GD之间的相互关系，所述零电流检测器控制开关管S1导通，而所述电流感应比较器控制开关管S1关断。根据前面的分析，开关管S1导通时间t_on是恒定的，而关断时间t_off是和输入电压V_in成正比的，因此在输入交流电的半周期内，所述LED驱动电路的开关频率是变化的。

图5是本发明的基于恒频控制模块的断续模式的LED驱动电路的控制时序图。如图5所示，是基于恒频控制模块的断续模式的LED驱动电路的控制时序图，所述电流感应比较器的输出CS，所述零电流检测器的输出ZCD，所述恒频控制模块的输出FFC和所述驱动电路的输出GD之间的相互关系，虽然依然是所述电流感应比较器控制所述的开关管关断，但是开关管S1开通不仅仅受所述零电流检测器控制，还要受到所述恒频控制模块控制。所述零电流检测器发生跳变时，开关管S1并不会马上开通。而是要等到所述恒频控制模块也跳变时，开关管S1才会导通。因此在输入交流电的半周期内，所述LED驱动电路的开关频率是恒定的。

图6是所述恒频控制模块的第一具体实施例。如图6所示，所述实施例中所述恒频控制模块包括第一RS触发器601和第二RS触发器602，与门603，单脉冲发生器604以及振荡器609。振荡器609包括迟滞比较器605，恒流源606，电容607，开关608。

第一RS触发器601的S输入端连接零电流检测器的输出端，Q输入端连接电流感应比较器的输出端。第一RS触发器601有两个输入：一是所述零电流检测器的输出ZCD；二是所述电流感应比较器的输出CS。ZCD由“0”跳变到“1”，将RS触发器601输出Q置位成“1”；CS由“0”跳变到“1”，将RS触发器601输出Q复位成“0”。

第二RS触发器602的S输入端连接与门的输出，Q输入端连接电流感应比较器的输出端，第二RS触发器的输出端连接GD端。第二RS触发器602同样有两个输入：一是与门603的输出SET；二是所述电流感应比较器的输出CS。SET由“0”跳变到“1”，将RS触发器602输出GD置位成“1”；CS由“0”跳变到“1”，将RS触发器602输出GD复位成“0”。

与门603一个输入端连接振荡器609的输出端；第二输出端连接RS触发器601的输出端。与门603有两个输入：一是振荡器609的输出FFC；二是RS触发器601的输出Q。当FFC和Q同时为“1”时，与门603的输出SET为“1”；当FFC和Q有一个为“0”时，与门603的输出SET为“0”。

单脉冲发生器604检测第二RS触发器602输出端输出的信号GD，单脉冲发生器604的输出控制振荡器609产生振荡信号。当第二RS触发器602输出端输出的信号GD由“0”跳变到“1”时，单脉冲发生器604输出一个脉冲信号。其它时间，单脉冲发生器604输出为“0”。

当单脉冲发生器604输出一个脉冲信号时，振荡器609的开关608闭合，将电容607上面的电压拉到零，迟滞比较器605比较内部基准电压REF和电容607上面的电压，输出FFC变为“0”。然后开关608打开，恒流源606开始对电容607充电，电容607上的电压开始上升，当所述电压超过所述内部基准电压时，所述迟滞比较器的输出FFC，由“0”变“1”。所述振荡器一直重复这一过程。CS，ZCD，FFC和GD之间的控制时序图，可以见图5。

采用了如图6所示的恒频控制模块之后，系统不仅在输入交流电的半周期内，而是在所有工作时间内，开关频率不再发生变化，而是由所述振荡器决定，频率是固定的。由公式(9)可以看出输入电流与输入电压完全同相了，因此输入电流波形理论上变成正弦波，所以理论上系统的功率因数等于1。

图7是所述恒频控制模块的第二具体实施例。如图7所示，所述实施例700中包括两个RS触发器701和702，与门703，单脉冲发生器704以及振荡器709组成。振荡器709包括迟滞比较器705，恒流源706，电容707，开关708组成，与实施例600差别之处在于，实施例700还增加了一个反相器710。

RS触发器701的S输入端连接零电流检测器的输出端，Q输入端连接电流感应比较器的输出端。RS触发器701有两个输入：一是所述零电流检测器的输出ZCD；二是所述电流感应比较器的输出CS。ZCD由“0”跳变到“1”，将RS触发器701输出Q置位成“1”；CS由“0”跳变到“1”，将RS触发器701输出Q复位成“0”。

RS触发器702的S输入端连接与门的输出，Q输入端连接电流感应比较器的输出端，RS触发器702的输出端连接GD端。RS触发器702同样有两个输入：一是与门703的输出SET；二是所述电流感应比较器的输出CS。SET由“0”跳变到“1”，将RS触发器702输出GD置位成“1”；CS由“0”跳变到“1”，将RS触发器702输出GD复位成“0”。

与门703一个输入端连接振荡器709的输出端；另一个输出端连接RS触发器701的输出端。与门703有两个输入：一是振荡器709的输出FFC；二是RS触发器701的输出Q。当FFC和Q同时为“1”时，与门703的输出SET为“1”；当FFC和Q有一个为“0”时，与门703的输出SET为“0”。

RS触发器702输出信号GD通过反相器710提供给单脉冲发生器704，单脉冲发生器检测反相器710提供的信号，单脉冲发生器的输出控制振荡器产生振荡信号。当RS触发器702输出信号GD由“1”跳变到“0”时，单脉冲发生器604输出一个脉冲信号。其它时间，单脉冲发生器604输出为“0”。

当单脉冲发生器704输出一个脉冲信号时，振荡器709的开关708闭合，将电容707上面的电压拉到零，迟滞比较器705比较内部基准电压REF和电容707上面的电压，输出FFC变为“0”。然后开关708打开，恒流源706开始对电容707充电，电容707上的电压开始上升，当所述电压超过所述内部基准电压时，所述迟滞比较器的输出FFC，由“0”变“1”。所述振荡器一直重复这一过程。CS，ZCD，FFC和GD之间的控制时序图，也可以参见图5。

采用了如图7所示的恒频控制模块之后，系统在所有工作时间，开关管S1的关断时间是固定的，是由所述的振荡器决定。因此系统在输入交流电的半周期内，开关频率不再发生变化，频率是固定的。由公式(9)可以看出输入电流与输入电压完全同相了，因此输入电流波形理论上变成正弦波，所以理论上系统的功率因数等于1。

应该理解到的是上述实施例只是对本发明的说明，而不是对本发明的限制，任何不超出本发明实质精神范围内的发明创造，包括恒频控制模块具体电路的变化、反馈电路结构的变更以及其他非实质性的替换或修改，均落入本发明保护范围之内。

Claims (10)

1.LED驱动电路，其特征在于包括误差放大器输入端(INV端)、电流采样端(CS端)、乘法器输入端(MULT端)、零电流检测端(ZCD端)、开关管栅极驱动端(GD端)，以及

误差放大器，所述误差放大器将误差放大器输入端(INV端)输入的反馈信号同第一内部参考电压进行比较，输出误差放大信号；

乘法器，所述乘法器一端连接乘法器输入端(MULT端)，输入一整流分压信号，所述乘法器的另一端输入所述误差放大信号，所述乘法器将所述整流分压信号和误差放大信号进行相乘并输出；

电流感应比较器，所述电流感应比较器一端连接电流采样端(CS端)并输入电流采样信号，另一端连接乘法器，电流感应比较器将电流采样信号和乘法器输出的信号进行比较，输出开关管的关断信号；

零电流检测器，所述零电流检测器的一个输入端连接零电流检测端(ZCD端)，输入辅助绕组过零检测电流值，所述零电流检测器的另一端输入第二内部参考电压，零电流检测器将辅助绕组过零检测电流值，同第二内部参考电压进行比较并输出；

恒频控制模块，所述恒频控制模块的一个输入端输入零电流检测器的输出信号，另一个输入端输入电流感应比较器的输出信号，产生开关管的驱动信号；

驱动电路，所述驱动电路连接恒频控制模块，增强所述开关管的驱动信号的驱动能力，并通过开关管栅极驱动端(GD端)输出给开关管S1的栅极。

2.如权利要求1所述LED驱动电路，其特征在于：在输入交流电的半周期内，所述恒频控制模块产生的开关管的驱动信号的周期恒定。

3.如权利要求1所述LED驱动电路，其特征在于：在输入交流电的半周期内，所述恒频控制模块产生的开关管的驱动信号的关断时间恒定。

4.如权利要求1、2或3任意权利要求所述LED驱动电路，其特征在于，所述恒频控制模块包括第一RS触发器、第二RS触发器、与门、单脉冲发生器以及振荡器：

第一RS触发器的S输入端连接零电流检测器的输出端，Q输入端连接电流感应比较器的输出端；

第二RS触发器的S输入端连接与门的输出，Q输入端连接电流感应比较器的输出端，第二RS触发器的输出端连接GD端；

与门一个输入端连接振荡器的输出端，第二输出端连接RS触发器的输出端；

单脉冲发生器检测第二RS触发器602输出端输出的信号，单脉冲发生器的输出控制振荡器产生振荡信号。

5.如权利要求4所述LED驱动电路，其特征在于，所述振荡器包括迟滞比较器、恒流源、电容以及开关，单脉冲发生器输出一个脉冲信号时，振荡器的开关闭合，将电容上面的电压拉到零，迟滞比较器比较内部基准电压REF和电容上面的电压，输出FFC变为“0”；然后开关打开，恒流源开始对电容充电，电容上的电压开始上升，当所述电压超过所述内部基准电压时，所述迟滞比较器的输出FFC，由“0”变“1”，所述振荡器一直重复这一过程。

6.一种开关电源，其特征在于包括反激变换器和LED驱动电路，所述反激变换器包括整流桥、第一输入分压电阻、第二输入分压电阻、电阻、变压器、开关管、输出整流管、输出滤波电容以及反馈环路，其特征在于所述LED驱动电路为权利要求1-5任意权利要求所述的LED驱动电路。

7.如权利要求6所述开关电源，其特征在于：

所述反馈信号是开关电源的输出电压，

所述整流分压信号是交流电网的交流输入电压经过所述整流桥整流之后，再通过第一输入分压电阻R1a和第二输入分压电阻R1b产生的分压信号，

所述电流采样信号是开关电源中的变压器原边导通电流信号，

所述辅助绕组过零检测电流值是检测所述变压器存储能量下降到零时，来自电阻Rzcd和辅组绕组L3的零电流状态。

8.如权利要求7所述开关电源，其特征在于：所述开关电源为隔离型反激式单级控制。

9.如权利要求6所述开关电源，其特征在于：在输入交流电的半周期内，交流电网的输入电流I_in同交流电网的输入电压V_in满足：I_in＝kV_in。

10.如权利要求9所述开关电源，其特征在于：

t_on为开关管的导通时间，T为开关电源的周期，L₁为变压器原边绕组的电感值。

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