CN112803753B - 一种功率因素校正变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种功率因素校正变换器，涉及变换器设计技术领域。本发明包括依次相连的电感L1、开关管S1和采样电阻Rcs1；开关管S1的并联于二极管D1和滤波电容Co；还包括控制电路，控制电路包括驱动电路和频率调节电路，将输入电流控制为与输入电压实质上成比例；频率调节电路被耦合用于相应于第一信号、第二信号、第三信号来改变开关管S1的开关频率，驱动电路受周期性信号调控向开关管S1发出开、关命令。本发明相比于双环控制的连续模式功率因素控制，电路实现简单，调试方便，动态响应快。

Description

一种功率因素校正变换器
技术领域
本发明属于变换器设计技术领域，特别是涉及一种功率因素校正变换器。
背景技术
电器设备连接于交流电网的AC-DC电源，需满足IEC61000-3-2的对电流谐波的强制要求。针对不同的设备和应用，IEC61000-3-2提出了Class A，Class B，Class C，Class D的电流谐波的限制标准。
PFC的全称是Power Factor Corrector，意思是功率因数校正器，交流电网的AC-DC电源对采用双环控制的PFC，具体如图6所示，它可以在交流转换为直流时提高电源对市电的利用率，但不能减小转换过程的电能损耗，也没有节约电能的功能，双环控制逻辑清晰，但有下述缺点：双环补偿电路设计较为复杂，参数难以设定，调试难度大；动态响应特性较差。
发明内容
本发明的目的在于提供一种功率因素校正变换器，以解决PFC双环控制的缺陷。
为解决上述技术问题，本发明是通过以下技术方案实现的：
本发明为一种功率因素校正变换器，包括：
依次相连的电感L1、开关管S1和采样电阻Rcs1；
开关管S1的并联于二极管D1和滤波电容Co；
还包括控制电路，控制电路包括驱动电路和频率调节电路，将输入电流控制为与输入电压实质上成比例；
其中，频率调节电路被耦合用于相应于第一信号、第二信号、第三信号来改变开关管S1的开关频率，驱动电路受周期性信号调控向开关管S1发出开、关命令。
优选地，频率调节电路包括依次连接的积分电路、乘法器和加法器，第一信号为输入端电压Vmult，第二信号为采样电阻电压VRcs1,第三信号为滤波电容电压Vo，其中积分电路接收第三信号，乘法器接收第一信号，加法器接收第二信号。
优选地，驱动电路包括触发器RS1，RS2和比较器comp1，comp2，触发器RS1的S端接收Vct为周期三角波振荡器信号，当周期初始时，触发器RS1输出置高向开关管发出闭合信号，当比较器comp1输出至高，触发器RS1复位开关管S1关断，直至周期三角波振荡器信号至新周期开始，比较器comp1再次向开关管发出闭合信号。
优选地，驱动电路包括电容电压Vo线性控制电路和比较器comp2，电容电压Vo线性控制电路包括镜像电流源和电容Ct，镜像电流源的电流受积分负反馈电路、输入端电压Vmult的乘积控制，镜像电流源的镜像侧改变电容Ct的电压，电容Ct的电压动态输入至比较器comp2的正向输入端和比较器comp1的负向输入端，当电容Ct的电压降至零时，当比较器comp1输出至高。
优选地，电容电压Vo线性控制电路响应积分负反馈电路与输入端电压Vmult做乘后动态输出电压至比较器comp2的正向输入端和比较器comp1的负向输入端。
优选地，频率调节电路连接比较器comp2的负向输入端；
若比较器comp2的正向输入端的电容Ct的电压上升比较器comp2的负向输入端电压Vmult，触发器RS2输出置高并控制开关管St闭合，电容Ct电压降低。
优选地，积分负反馈电路包括电阻Rfb，运算放大器Op1和电容Cfb，电阻Rfb连接运算放大器Op1的负向输入端，电容Cfb的两端分别连运算放大器Op1的负向输入端和输出端，运算放大器Op1的正向输入端连接基准电压Vref，运算放大器Op1的输出端连接乘法器。
优选地，电容Ct并联二极管D2，二极管D2的输入端接地。
优选地，开关管S1并联电容C1，滤波电容Co并联有二极管D1。
本发明具有以下有益效果：
本发明通过转化平均电流为峰值比较控制，单环单周控制，实现功率因素校正功能。相比于双环控制的连续模式功率因素控制，电路实现简单，调试方便，动态响应快。
当然，实施本发明的任一产品并不一定需要同时达到以上所述的所有优点。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明的功率因素校正变换器电路图；
图2为功率因素校正控制电路图；
图3为电感电流基本工作在连续模式波形图；
图4为电感电流断续时波形图；
图5为电感电流连续时波形图；
图6为PFC变换器双环控制电路图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
请参阅图1-5所示，本发明为一种功率因素校正变换器，包括依次相连的电感L1、开关管S1和采样电阻Rcs1；开关管S1的并联于二极管D1和滤波电容Co；其中，由整流桥DB1接入，整流桥DB1的输出端连接电感L1，输入端连接采样电阻Rcs1，开关管S1并联电容C1，滤波电容Co并联有二极管D1，二极管D1的输出端连接滤波电容Co。
还包括控制电路，控制电路包括驱动电路和频率调节电路，将输入电流控制为与输入电压实质上成比例；
其中，频率调节电路被耦合用于相应于第一信号、第二信号、第三信号来改变开关管S1的开关频率，驱动电路受周期性信号调控向开关管S1发出开、关命令。
当S1导通时，输入整流电压对电感L1励磁，电流从Ivl线性上升到Ipk。当开关管S1关断后，二极管D1正偏导通，输出电压减去输入电压的差值对电感L1去磁，电流线性下降。
当电路稳定平衡时，
Figure BDA0002991910970000051
当处于一半导通时间Ton/2时，其值为
Figure BDA0002991910970000052
由上述两公式可得到关系式：ITon/2＝Iavg
即一半导通时间处的电流值等于周期平均电流。
具体的，频率调节电路包括依次连接的积分电路、乘法器和加法器，其中，第一信号为输入端电压Vmult，第二信号为采样电阻电压VRcs1,第三信号为滤波电容电压Vo端的电压，其中积分电路接收第三信号，乘法器接收第一信号，加法器接收第二信号。
积分负反馈电路包括电阻Rfb，运算放大器Op1和电容Cfb，电阻Rfb连接运算放大器Op1的负向输入端，电容Cfb的两端分别连运算放大器Op1的负向输入端和输出端，运算放大器Op1的正向输入端连接基准电压Vref，运算放大器Op1的输出端连接乘法器。
驱动电路包括触发器RS1，触发器RS2和比较器comp1，比较器comp2，通过周期三角波振荡器信号做开关管S1的开关循环控制，具体的触发器RS1的S端接收Vct为周期三角波振荡器信号，当周期初始时，触发器RS1输出置高向开关管发出闭合信号，当比较器comp1输出至高，触发器RS1复位开关管S1关断，直至周期三角波振荡器信号至新周期开始，比较器comp1再次向开关管发出闭合信号。
驱动电路还包括电容电压Vo线性控制电路和比较器comp2，电容电压Vo线性控制电路包括镜像电流源和电容Ct，镜像电流源的电流受积分负反馈电路、输入端电压Vmult的乘积控制，镜像电流源的镜像侧改变电容Ct的电压，通过改变Ct的电压从而使得较器comp2和比较器comp1输出信号控制开关管S1的关、开。
具体的，电容Ct的电压动态输入至比较器comp2的正向输入端和比较器comp1的负向输入端，当电容Ct的电压降至零时，当比较器comp1输出至高，复位触发器RS1，关断开关管S1。
其中，镜像电流源由镜像电流源MR1和镜像电流源MR2组成，电容Ct并联二极管D2，二极管D2的输入端接地。
电容电压Vo线性控制电路响应积分负反馈电路与输入端电压Vmult做乘后动态输出电压至比较器comp2的正向输入端和比较器comp1的负向输入端。
频率调节电路连接比较器comp2的负向输入端；
若比较器comp2的正向输入端的电容Ct的电压上升比较器comp2的负向输入端Vmult电压，触发器RS2输出置高并控制开关管St闭合，电容Ct电压降低。
即比较器comp2正向输入端和反向输入端的电压为动态调整。
初期Vct为周期三角波振荡器信号，周期开始时，触发使能触发器RS1输出置高，导通开关管S1同时，复位触发器RS2，开关管St关断
滤波电容Co端的电压经积分电路随时间增加与输入端电压Vmult又和采样电阻Rcs1做加法连接比较器comp2的负向输入端，与此同时，电容Ct电压从零开始线性上升，当上升到Comp2负相电压时，触发比较器Comp2输出置高，使触发器RS2输出置高，导通St，电容Ct电压开始线性下降。当电容Ct下降到零时，比较器Comp1输出置高，复位触发器RS1，关断开关管S1，直到新的周期开始。
预算放大器Op1采用负反馈控制，获得稳定的输出电压控制。当预算放大器Op1输出电压低于设定值时，输出Vcomp增大，进而增大乘法器输出端Vm电压信号，即随着Vm电压的持续增大可增加开关管S1的导通时间，进而增大输出电压。反之，当输出电压高于设定值时，输出Vcomp减小，进而减小Vm信号，减小S1的导通时间，进而减小输出电压。
Comp1的负相接地，Comp2的负相信号来自Vm电压信号与采样电阻电压Rcs1信号的求和。其中，Vm电压信号同时控制Ct的充放电电流。
充电电流等于
Figure BDA0002991910970000071
放电电流等于
Figure BDA0002991910970000072
充电电流等于放电电流，具有对称性，时间也对称，可见Comp2输出置高发生在Ton/2处；
根据乘法器，有Vm＝Vmult*Vcomp
Ton/2时刻，Comp2两端电压相等，得关系式
Figure BDA0002991910970000073
简化得，
Figure BDA0002991910970000081
其中，Rt，Ct，Rcs1皆为常数，当Ton远小于2*Rt*Ct时，近似得
Figure BDA0002991910970000082
可见，电感电流跟踪输入电压，从而实现好的功率因素校正控制
值得注意的是，上述系统实施例中，所包括的各个单元只是按照功能逻辑进行划分的，但并不局限于上述的划分，只要能够实现相应的功能即可；另外，各功能单元的具体名称也只是为了便于相互区分，并不用于限制本发明的保护范围。
另外，本领域普通技术人员可以理解实现上述各实施例方法中的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件来完成，相应的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中，所述的存储介质，如ROM/RAM、磁盘或光盘等。
以上公开的本发明优选实施例只是用于帮助阐述本发明。优选实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施方式。显然，根据本说明书的内容，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地理解和利用本发明。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

Claims (6)

1.一种功率因素校正变换器，其特征在于，包括：
依次相连的电感L1、开关管S1和采样电阻Rcs1；
开关管S1并联于二极管D1和滤波电容Co；
还包括控制电路，控制电路包括驱动电路和频率调节电路，将输入电流控制为与输入电压实质上成比例；
其中，频率调节电路被耦合用于相应于第一信号、第二信号、第三信号来改变开关管S1的开关频率，驱动电路受周期性信号调控向开关管S1发出开、关命令；
频率调节电路包括依次连接的积分电路、乘法器和加法器，第一信号为输入端电压Vmult，第二信号为采样电阻电压VRcs1，第三信号为滤波电容电压Vo，其中积分电路接收第三信号，乘法器接收第一信号，加法器接收第二信号；
驱动电路包括触发器RS1、触发器RS2及比较器comp1，触发器RS1的S端接收Vct为周期三角波振荡器信号，当周期初始时，触发器RS1输出置高向开关管发出闭合信号，当比较器comp1输出至高，触发器RS1复位开关管S1关断，直至周期三角波振荡器信号至新周期开始，比较器comp1再次向开关管发出闭合信号；
驱动电路还包括电容电压Vo线性控制电路和比较器comp2，电容电压Vo线性控制电路包括镜像电流源和电容Ct，镜像电流源的电流受积分负反馈电路与输入端电压Vmult的乘积控制，镜像电流源的镜像侧改变电容Ct的电压，电容Ct的电压动态输入至比较器comp2的正向输入端和比较器comp1的负向输入端，当电容Ct的电压降至零时，比较器comp1输出至高。
2.根据权利要求1所述的一种功率因素校正变换器，其特征在于，电容电压Vo线性控制电路响应积分负反馈电路与输入端电压Vmult做乘后动态输出电压至比较器comp2正向输入端和比较器comp1的负向输入端。
3.根据权利要求2所述的一种功率因素校正变换器，其特征在于，频率调节电路连接比较器comp2的负向输入端；
若比较器comp2的正向输入端的电容Ct的电压上升至比较器comp2的负向输入端电压Vmult，触发器RS2输出置高并控制开关管St闭合，电容Ct电压降低。
4.根据权利要求3所述的一种功率因素校正变换器，其特征在于，积分负反馈电路包括电阻Rfb，运算放大器Op1和电容Cfb，电阻Rfb连接运算放大器Op1的负向输入端，电容Cfb的两端分别连运算放大器Op1的负向输入端和输出端，运算放大器Op1的正向输入端连接基准电压Vref，运算放大器Op1的输出端连接乘法器。
5.根据权利要求1所述的一种功率因素校正变换器，其特征在于，电容Ct并联二极管D2，二极管D2的输入端接地。
6.根据权利要求1所述的一种功率因素校正变换器，其特征在于，开关管S1并联电容C1，滤波电容Co并联有二极管D1。
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