CN102013808A - Dc-dc变换用输出电压隔离取样电路及其控制方法 - Google Patents

Abstract

一种DC-DC变换用输出电压隔离取样电路及其控制方法，DC-DC变换用输出电压隔离取样电路，包括DC-DC变换电路，DC-DC变换电路包括变压器TR01、开关器件S1、输出主回路的整流二极管D2、输出主回路的滤波电容E1、主控MCU和开关器件S1的驱动单元，变压器TR01包含有功率变换主绕组Np和功率变换主输出绕组Ns1，变压器TR01还包含直流电压的隔离取样绕组Ns2，隔离取样绕组Ns2的同名端与功率变换主输出绕组Ns1的同名端的连接极性保持一致。本发明具有结构简单合理、操作灵活、检测准确、制作成本低、适用范围广的特点。

Description

DC-DC变换用输出电压隔离取样电路及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种DC-DC变换用输出电压隔离取样电路及其控制方法。

背景技术

一般方案涉及到直流电源电压的隔离取样时，都是工程师的最头痛的事情，因为低成本的方案的线性度与准确性都很差，比如光耦隔离的电阻取样分压方案，或者使用高成本方案，比如压频变换方案，线性度与准确性虽然高，但是成本昂贵。针对这种状况，有些厂商作了些改进，如中国专利文献号CN 2523107Y于2002年11月27日公开了一种用于变频空调控制器中的直流高压电源的电压取样装置，包括直流高压电源输入端，与微程序控制器MCU连接的取样电压输出端，还包括对输入的直流高压电源进行斩波的斩波器电路、对斩波后的电源进行隔离变压的隔离变压电路、与所述隔离变压电路连接的检波电路、以及连接在所述检波电路与所述取样电压输出端之间的电平转换电路。这种电压取样装置的检测精度不够高。

发明内容

本发明的目的旨在提供一种结构简单合理、操作灵活、检测准确、制作成本低、适用范围广的DC-DC变换用输出电压隔离取样电路及其控制方法，以克服现有技术中的不足之处。

按此目的设计的一种DC-DC变换用输出电压隔离取样电路，包括DC-DC变换电路，DC-DC变换电路包括变压器TR01、开关器件S1、输出主回路的整流二极管D2、输出主回路的滤波电容E1、主控MCU和开关器件S1的驱动单元，变压器TR01包含有功率变换主绕组Np和功率变换主输出绕组Ns1，其特征是变压器TR01还包含直流电压的隔离取样绕组Ns2，隔离取样绕组Ns2的同名端与功率变换主输出绕组Ns1的同名端的连接极性保持一致：隔离取样绕组Ns2的同名端和功率变换主输出绕组Ns1的同名端分别接各自的地或者分别接各自的整流二极管D1、整流二极管D2的阳极或阴极；隔离取样绕组Ns2的输出经整流二极管D1后输出到分压滤波网络，分压滤波网络的输出连接到主控MCU。

所述隔离取样绕组Ns2的输出与一个由整流二极管D1与分压滤波网络连接的串联支路连接。

所述隔离取样绕组Ns2的非同名端接整流二极管D1的阳极；功率变换主输出绕组Ns1的非同名端接整流二极管D2的阳极，整流二极管D2的阴极接滤波电容E1。

所述隔离取样绕组Ns2的6脚与整流二极管D1的阳极相接，该整流二极管D1的阴极与分压滤波网络相接，电阻R1和电容C1构成阻容并联电路，该阻容并联电路的一端接入整流二极管D1的阴极与分压滤波网络之间，阻容并联电路的另一端与隔离取样绕组Ns2的7脚相接，并且，该阻容并联电路的另一端接地；

或者，隔离取样绕组Ns2的7脚与电阻R1的一端相接，电阻R1的另一端接地；隔离取样绕组Ns2的6脚与整流二极管D1的阳极相接，整流二极管D1的阴极与分压滤波网络相接；

或者，隔离取样绕组Ns2的7脚与整流二极管D1的阳极相接，整流二极管D1的阴极接地；隔离取样绕组Ns2的6脚与与电阻R1的一端相接，电阻R1的另一端与分压滤波网络相接。

所述主控MCU的输出接驱动单元。

一种DC-DC变换用输出电压隔离取样电路的控制方法，其特征是分压滤波网络将输出的电压进行滤波并匹配输出电压，使输出电压的范围符合主控MCU的检测量程；同时分压滤波网络使用小时间常数的滤波电路，使得输出的电压波形基本保持回扫期间的脉冲波形；或者，分压滤波网络将输出的电压进行滤波并匹配输出电压，使输出电压的范围符合主控MCU的检测量程；同时分压滤波网络还可以使用大时间常数的滤波电路，使得输出的电压值基本保持回扫期间的脉冲波形的峰值。

当DC-DC变换电路正常工作时，主控MCU输出驱动脉冲宽度信号Tx0，在脉冲宽度信号Tx0关断以后经过T1时间的延时，避开由变压器的漏电感导致的关断瞬间的尖峰失真电压及关断瞬间产生的dV/dt干扰，在T1时间后开始对反馈的取样电压进行采样。

当DC-DC变换电路停止工作时，为取得输出直流测的电压数值，主控MCU产生允许的最小的脉冲宽度信号推动DC-DC变换电路工作，在几乎不影响DC-DC输出电压的情况下检测输出端的电压值。

主控MCU中还包含有与整流二极管D1相关的修正算法，消除由于整流二极管D1导致的取样信号的非线性，具体为：考虑整流二极管D1和整流二极管D2影响，对整流二极管D1和整流二极管D2的正向导通压降进行补偿：则输出电压Vdc的取样修正公式为：

Vdc＝m*Vp-Vd，

Vp＝Vr+n*Vad，

Vdc＝m*(Vr+n*Vad)-Vd，

其中，Vp为隔离取样绕组Ns2的输出电压幅值，

Vad为分压滤波网络的输出电压Vdcs的值，

Vdc为输出电压的值，

Vr为整流二极管D1的导通压降，

Vd为整流二极管D2的导通压降，

m为功率变换主输出绕组Ns1与隔离取样绕组Ns2的匝数比，

n为分压滤波网络的分压比。

本发明巧妙的利用回扫变压器的工作特点，通过简单地增加一个隔离取样绕组Ns2，并结合主控MCU的智能化控制，将功率变换主输出绕组Ns1的输出信号与隔离取样绕组Ns2的信号保持一致性与同步性，从而可以实现输出DC电压的隔离取样，得到较高的电压检测线性度与准确度，并且具有制作成本低廉、易于实现的特点。

本发明具有结构简单合理、操作灵活、检测准确、制作成本低、适用范围广的特点。

附图说明

图1为本发明第一实施例的原理图。

图2为本发明的取样信号时序图。

图3为本发明第二实施例的原理图。

图4为本发明第三实施例的原理图。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明作进一步描述。

第一实施例

参见图1-图2，本DC-DC变换用输出电压隔离取样电路主要用于太阳能电池的DC-DC隔离变换的控制电路中，该太阳能电池的DC-DC隔离变换的控制电路使用回扫式变换电路。

隔离取样电路的核心单元包括DC-DC变换电路，DC-DC变换电路包括变压器TR01、开关器件S1、输出主回路的整流二极管D2、输出主回路的滤波电容E1、主控MCU和开关器件S1的驱动单元，变压器TR01包含有功率变换主绕组Np和功率变换主输出绕组Ns1，变压器TR01还包含直流电压的隔离取样绕组Ns2，隔离取样绕组Ns2的同名端与功率变换主输出绕组Ns1的同名端的连接极性保持一致：隔离取样绕组Ns2的同名端和功率变换主输出绕组Ns1的同名端分别接各自的地或者分别接各自的整流二极管D1、整流二极管D2的阳极或阴极；当然，也可以将整流二极管D1、整流二极管D2根据实际电路的需要而移到其它位置，比如同名端的相对的另一端，但是，必须保证功率变换主输出绕组Ns1回路的整流波形的极性特性与隔离取样绕组Ns2的整流波形的极性特性保持一致，通过这样的电路安排，可以实现功率变换主输出绕组Ns1的输出信号与隔离取样绕组Ns2的信号的极性与波形形状保持一致性与同步性。

在这里，同名端是变压器的一个术语：在绕变压器的绕组线圈时，按照相同的顺时针或逆时针绕线方向，绕组的起线端就称为同名端，相对主绕组而言，不同绕组的相同同名端的输出信号的极性是一样的。

隔离取样绕组Ns2的输出与一个由整流二极管D1及一个分压滤波网络连接的串联支路连接，整流二极管D1的位置可以放在该串联支路的任意适当的位置，分压滤波网络的输出连接到主控MCU。

主控MCU的输出接驱动单元。变压器TR01还包括其他辅助功率绕组或电源绕组。隔离取样绕组Ns2的输出与一个由整流二极管D1与分压滤波网络连接的串联支路连接，整流二极管D1的位置可以放在该串联支路的任意适当的位置。分压滤波网络的输出连接到主控MCU。

变压器TR01初级侧的功率变换主绕组Np的同名端接太阳能电池电源VDD，功率变换主绕组Np的另一端接开关器件S1的2脚漏极，开关器件S1的3脚源极接初级侧的参考地，开关器件S1的1脚控制栅极接驱动单元的输出。

变压器TR01包含有功率变换主绕组Np、功率变换主输出绕组Ns1和隔离取样绕组Ns2。

功率变换主绕组Np包含1脚、2脚、3脚和4脚，其中的1脚和2脚为同名端。功率变换主输出绕组Ns1包含12脚、13脚、14脚、8脚、9脚和10脚，其中的8脚、9脚和10脚为同名端。隔离取样绕组Ns2包含6脚和7脚，其中的7脚为同名端。

隔离取样绕组Ns2与功率变换主绕组Np、功率变换主输出绕组Ns1相互独立，同时与位于次级侧的功率变换主输出绕组Ns1安全隔离，安全隔离的绝缘等级符合国家安全标准的加强绝缘安全隔离等级。

隔离取样绕组Ns2的非同名端接整流二极管D1的阳极，功率变换主输出绕组Ns1的非同名端接输出主回路的整流二极管D2的阳极，该整流二极管D2的阴极接滤波电容E1。

整流二极管D1的阴极与一个由电阻R1和电容C1并联的阻容滤波电路及一个分压滤波网络连接，该分压滤波网络的输出连接到主控MCU。

主控MCU是整个控制的智能化核心，主控MCU的输入接分压滤波网络的输出信号Vdcs，主控MCU的输出接驱动单元。

本实施中的分压滤波网络还并联了一个阻容并联电路到地。具体的就是：隔离取样绕组Ns2的6脚与整流二极管D1的阳极相接，该整流二极管D1的阴极与分压滤波网络相接，电阻R1和电容C1构成阻容并联电路，该阻容并联电路的一端接入整流二极管D1的阴极与分压滤波网络之间，阻容并联电路的另一端与隔离取样绕组Ns2的7脚相接，并且，该阻容并联电路的另一端接地。

当电阻R1的阻值足够小时，可以适当消除逆变电路在开关器件S1关断的瞬间产生的过冲电压，减少对取样的影响，阻容并联电路的时间常数与DC-DC变换电路的开关周期相比相对较小，这样可以有效的保持回扫期间，隔离取样绕组Ns2的输出波形与功率变换主输出绕组Ns1的输出波形的一致，确保取样的线性度。但是，当分压滤波网络的输入阻抗也很小时，则该阻容并联电路也可以取消。

由于分压滤波网络是实现将取样电压传给主控MCU，供主控MCU进行取样，其输出的取样电压的最大值不能超过主控MCU的允许的范围，

同时，将输出的取样电压的最大值接近主控MCU允许的最大输入检测值，以获取一个高的检测精度。最佳的状态是将输出的取样电压略小于主控MCU允许的检测范围。

分压滤波网络的另一个作用就是滤除干扰信号，由于DC-DC变换电路工作在大电流、高电压的开关状态，其干扰信号是非常大的，使用分压滤波网络可以滤除异常的杂散干扰。另一方面为保持取样信号的完整性，故使用小时间常数的滤波电路，使得输出的电压波形基本保持回扫期间的脉冲波形。

有时候干扰信号实在太大，小时间常数的分压滤波网络难以取得好的滤波效果，此时可以考虑使用大时间常数的滤波电路，使得输出的电压值基本保持回扫期间的脉冲波形的峰值，类似于准峰值检波。

本实施例中的分压滤波网络采用的是大时间常数的滤波电路，使得输出的电压值基本保持回扫期间的脉冲波形的峰值，类似于准峰值检波。其取样时序如图2所示，该图2中还同时绘出了小时间常数的取样时序图。

分压滤波网络将输出的电压进行滤波并匹配输出电压，使输出电压的范围符合主控MCU的检测量程；同时分压滤波网络使用小时间常数的滤波电路，使得输出的电压波形基本保持回扫期间的脉冲波形；或者，分压滤波网络将输出的电压进行滤波并匹配输出电压，使输出电压的范围符合主控MCU的检测量程；同时分压滤波网络还可以使用大时间常数的滤波电路，使得输出的电压值基本保持回扫期间的脉冲波形的峰值。

由于开关器件S1一般使用功率型FET或IGBT，本实施例使用的是回扫式工作原理，当开关器件S1关断时，变压器TR01的漏感导致的位于次级侧的功率变换主输出绕组Ns1产生一个电压过冲，该电压过冲对取样不利。在DC-DC变换电路正常工作中，主控MCU输出驱动脉冲宽度信号Tx0。在脉冲宽度信号Tx0关断以后，经过T1时间的延时，设置T1时间的延时目的是：避开由变压器的漏电感导致的关断瞬间的尖峰失真电压及关断瞬间产生的dV/dt干扰，经过T1时间的延时后，开始对反馈的取样电压进行采样。

在T1时刻后的采样期间，由于功率变换主输出绕组Ns1的输出电压被输出主回路的滤波电容E1上的电压钳位，因而功率变换主输出绕组Ns1两端的输出电压为：Vs1＝Vdc+Vd，其中Vd为输出主回路的整流二极管D2的正向导通管压降。由于变压器的特性，此时隔离取样绕组Ns2上的感应电压Vs2＝Vs1/m，m为功率变换主输出绕组Ns1与隔离取样绕组Ns2的匝比。

当DC-DC变换电路处在工作停止阶段时，为取得输出直流测的电压Vdc的数值，主控MCU可以根据需要特别产生一串最小允许的脉冲宽度信号推动DC-DC变换电路工作，专用于输出端的DC电压检测，该一串最小允许的脉冲宽度信号在几乎不影响DC-DC输出电压的情况下，实现输出端的DC电压隔离检测。

由于在变压器的功率变换主输出绕组Ns1与隔离取样绕组Ns2的信号是呈完全线性的比例关系，当隔离取样绕组Ns2的输出回路中接入有整流二极管D1时，该整流二极管D1的导通压降就破坏了这种线性关系，因此在主控MCU中还包含有与整流二极管D1相关的修正算法，用于消除由于整流二极管D1导致的取样信号的非线性，具体为：考虑整流二极管D1和整流二极管D2影响，对整流二极管D1和整流二极管D2的正向导通压降进行补偿：则输出电压Vdc的取样修正公式为：

Vdc＝m*Vp-Vd，

Vp＝Vr+n*Vad，

Vdc＝m*(Vr+n*Vad)-Vd，

其中，Vp为隔离取样绕组Ns2的输出电压幅值，

Vad为分压滤波网络的输出电压Vdcs的值，

Vdc为输出电压的值，

Vr为整流二极管D1的导通压降，

Vd为整流二极管D2的导通压降，

m为功率变换主输出绕组Ns1与隔离取样绕组Ns2的匝数比，

n为分压滤波网络的分压比。

第二实施例

参见图3，隔离取样绕组Ns2的7脚与电阻R1的一端相接，电阻R1的另一端接地；隔离取样绕组Ns2的6脚与整流二极管D1的阳极相接，整流二极管D1的阴极与分压滤波网络相接。

本实施例是在第一实施例的基本原理的基础上进行简单变换的结果，由于其工作过程与第一实施例基本相似，故不在重复。

第三实施例

参见图4，隔离取样绕组Ns2的7脚与整流二极管D1的阳极相接，整流二极管D1的阴极接地；隔离取样绕组Ns2的6脚与与电阻R1的一端相接，电阻R1的另一端与分压滤波网络相接。

其余未述部分见第二实施例，不再重复。

Claims (9)

1.一种DC-DC变换用输出电压隔离取样电路，包括DC-DC变换电路，DC-DC变换电路包括变压器TR01、开关器件S1、输出主回路的整流二极管D2、输出主回路的滤波电容E1、主控MCU和开关器件S1的驱动单元，变压器TR01包含有功率变换主绕组Np和功率变换主输出绕组Ns1，其特征是变压器TR01还包含直流电压的隔离取样绕组Ns2，隔离取样绕组Ns2的同名端与功率变换主输出绕组Ns1的同名端的连接极性保持一致：隔离取样绕组Ns2的同名端和功率变换主输出绕组Ns1的同名端分别接各自的地或者分别接各自的整流二极管D1、整流二极管D2的阳极或阴极；隔离取样绕组Ns2的输出经整流二极管D1后输出到分压滤波网络，分压滤波网络的输出连接到主控MCU。

2.根据权利要求1所述的DC-DC变换用输出电压隔离取样电路，其特征是所述隔离取样绕组Ns2的输出与一个由整流二极管D1与分压滤波网络连接的串联支路连接。

3.根据权利要求1所述的DC-DC变换用输出电压隔离取样电路，其特征是所述隔离取样绕组Ns2的非同名端接整流二极管D1的阳极；功率变换主输出绕组Ns1的非同名端接整流二极管D2的阳极，整流二极管D2的阴极接滤波电容E1。

4.根据权利要求1所述的DC-DC变换用输出电压隔离取样电路，其特征是所述隔离取样绕组Ns2的6脚与整流二极管D1的阳极相接，该整流二极管D1的阴极与分压滤波网络相接，电阻R1和电容C1构成阻容并联电路，该阻容并联电路的一端接入整流二极管D1的阴极与分压滤波网络之间，阻容并联电路的另一端与隔离取样绕组Ns2的7脚相接，并且，该阻容并联电路的另一端接地；

或者，隔离取样绕组Ns2的7脚与电阻R1的一端相接，电阻R1的另一端接地；隔离取样绕组Ns2的6脚与整流二极管D1的阳极相接，整流二极管D1的阴极与分压滤波网络相接；

或者，隔离取样绕组Ns2的7脚与整流二极管D1的阳极相接，整流二极管D1的阴极接地；隔离取样绕组Ns2的6脚与与电阻R1的一端相接，电阻R1的另一端与分压滤波网络相接。

5.根据权利要求1至4任一所述的DC-DC变换用输出电压隔离取样电路，其特征是所述主控MCU的输出接驱动单元。

6.一种根据权利要求1所述的DC-DC变换用输出电压隔离取样电路的控制方法，其特征是分压滤波网络将输出的电压进行滤波并匹配输出电压，使输出电压的范围符合主控MCU的检测量程；同时分压滤波网络使用小时间常数的滤波电路，使得输出的电压波形基本保持回扫期间的脉冲波形；或者，分压滤波网络将输出的电压进行滤波并匹配输出电压，使输出电压的范围符合主控MCU的检测量程；同时分压滤波网络还可以使用大时间常数的滤波电路，使得输出的电压值基本保持回扫期间的脉冲波形的峰值。

7.根据权利要求6所述的DC-DC变换用输出电压隔离取样电路的控制方法，其特征是当DC-DC变换电路正常工作时，主控MCU输出驱动脉冲宽度信号Tx0，在脉冲宽度信号Tx0关断以后经过T1时间的延时，避开由变压器的漏电感导致的关断瞬间的尖峰失真电压及关断瞬间产生的dV/dt干扰，在T1时间后开始对反馈的取样电压进行采样。

8.根据权利要求6所述的DC-DC变换用输出电压隔离取样电路的控制方法，其特征是当DC-DC变换电路处于停止工作时，为取得输出直流测的电压数值，主控MCU产生允许的最小的脉冲宽度信号推动DC-DC变换电路工作，在几乎不影响DC-DC输出电压的情况下检测输出端的电压值。

9.根据权利要求6所述的DC-DC变换用输出电压隔离取样电路的控制方法，其特征是主控MCU中还包含有与整流二极管D1相关的修正算法，消除由于整流二极管D1导致的取样信号的非线性，具体为：考虑整流二极管D1和整流二极管D2影响，对整流二极管D1和整流二极管D2的正向导通压降进行补偿：则输出电压Vdc的取样修正公式为：

Vdc＝m*Vp-Vd，

Vp＝Vr+n*Vad，

Vdc＝m*(Vr+n*Vad)-Vd，

其中，Vp为隔离取样绕组Ns2的输出电压幅值，

Vad为分压滤波网络的输出电压Vdcs的值，

Vdc为输出电压的值，

Vr为整流二极管D1的导通压降，

Vd为整流二极管D2的导通压降，

m为功率变换主输出绕组Ns1与隔离取样绕组Ns2的匝数比，

n为分压滤波网络的分压比。

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