KR20120131521A - 전력 공급 장치 및 그 구동 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 교류 입력이 정류되어 생성된 교류라인전압을 이용하여 출력 전력을 생성하는 전력 공급 장치 및 그 구동 방법에 관한 것이다.
전력 공급 장치는 전력 스위치에 흐르는 드레인 전류에 대응하는 감지 전압 및 출력 전압에 대응하는 피드백 전압을 이용하여, 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어한다. 전력 공급 장치는 스위칭 한 주기마다, 피드백 전류를 제어하여 임계 전압을 생성하고, 감지 전압과 임계 전압을 비교하여 전력 스위치의 턴 오프를 제어한다. 피드백 전류는 상기 피드백 전압을 생성하기 위한 제1 전류를 포함하고, 스위칭 한 주기 동안 임계 전압은 그 상승기울기가 감소하는 곡선 파형을 따른다.

Description

전력 공급 장치 및 그 구동 방법{POWER SUPPLY DEVICE AND DRIVING METHOD THEREOF}

본 발명은 전력 공급 장치 및 그 구동 방법에 관한 것이다. 특히, 스위칭 동작에 따라 전력 공급이 제어되는 전력 공급 장치 및 그 구동 방법에 관한 것이다.

전력 공급 장치에 입력되는 교류 입력 전압은 정류되어 교류라인전압(AC line voltage)이 된다. 교류라인전압은 전력 공급 장치의 1차측 코일에 전달되고, 1차측 코일에 연결된 전력 스위치의 스위칭 동작에 따라 교류라인전압에 의한 1차측 전류가 1차측 코일에 흐른다.

전력 스위치가 온 상태인 기간 동안 1차측 전류가 상승하고, 교류라인전압에 따라 1차측 전류의 상승 기울기가 변한다. 전력 스위치의 턴 온 기간 중 전력 스위치에 흐르는 드레인 전류가 소정의 기준 값에 도달하면, 전력 스위치는 턴 오프 된다.

그런데, 드레인 전류가 기준 값에 도달한 시점부터 실제 전력 스위치가 턴 오프 되는 시점 사이에는 소정의 지연 기간이 존재한다. 이 지연 기간 동안 드레인 전류는 상승한다. 그러면 드레인 전류는 최대 전류 한계치를 넘을 수 있다.

특히, 교류라인전압이 높은 경우 드레인 전류의 기울기가 크므로, 이 지연 기간 동안 드레인 전류가 급격히 상승하여 최대 전류 한계치를 넘는 현상이 발생한다. 이는 전력 스위치를 손상시킬 수 있다.

특히 전력 공급 장치에 과부하가 연결되어 있는 상황에서 전력 스위치의 듀티가 최대로 동작하는 경우, 교류라인전압이 높은 구간에서 드레인 전류가 최대 전류 한계치를 넘어서는 일이 반복된다. 이는 전력 스위치에 심각한 손상을 야기시킬 수 있다.

본 발명은 이와 같은 문제점을 해결하기 위해, 전력 스위치의 드레인 전류가 최대 전류 한계치를 넘지 않는 전력 공급 장치 및 그 구동 방법을 제공하고자 한다.

본 발명의 한 특징에 따른 전력 공급 장치는, 교류 입력이 정류되어 생성된 교류라인전압을 이용하여 출력 전력을 생성한다. 상기 전력 공급 장치는, 상기 교류라인전압이 입력되는 제1 코일을 포함하는 트랜스포머; 상기 제1 코일에 연결되어 있는 전력 스위치; 상기 출력 전력의 출력 전압에 대응하는 피드백 전압을 생성하는 피드백 회로; 및 상기 전력 스위치에 흐르는 드레인 전류에 대응하는 감지 전압 및 상기 피드백 전압을 입력 받고, 상기 전력 스위치의 스위칭 한 주기마다, 피드백 전류를 제어하여 임계 전압을 생성하고, 상기 감지 전압과 상기 임계 전압을 비교하여 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 제어 회로를 포함한다. 상기 피드백 전류는 상기 피드백 전압을 생성하기 위한 제1 전류를 포함하고, 상기 스위칭 한 주기 동안 상기 임계 전압은 그 상승 기울기가 감소하는 곡선 파형에 따른다.

상기 스위치 제어 회로는, 상기 스위칭 한 주기 시점으로부터 소정의 초기 기간 동안 일정한 임피던스를 유지하고, 상기 초기 기간 경과 후 임피던스가 증가하는 기울기 보상부를 포함하고, 상기 피드백 전류는 상기 기울기 보상부에 공급되는 제2 전류를 포함한다.

상기 기울기 보상부는, 제1 저항; 상기 제1 저항에 직렬 연결되어 있는 제2 저항; 상기 제2 저항에 연결되어 있는 커패시터; 및 상기 커패시터에 병렬 연결되어 있는 스위치를 포함한다. 상기 초기 기간 동안 상기 제2 전류를 상기 제1 저항, 제2 저항, 및 상기 스위치를 통해 흐르고, 상기 초기 기간 후 상기 제2 전류는 상기 제1 저항, 제2 저항, 및 상기 커패시터를 통해 흐른다.

상기 스위치 제어 회로는, 상기 피드백 전류를 생성하고, 상기 기울기 보상부 및 상기 피드백 회로에 연결되어 있는 피드백 제어부를 더 포함하고, 상기 피드백 제어부는, 상기 피드백 상기 피드백 전류 중 상기 제1 전류 및 상기 제2 전류를 뺀 나머지 전류 중 제3 전류를 이용하여 상기 임계 전압을 생성한다.

상기 피드백 제어부는, 상기 전류 복사 회로에 애노드 전극이 연결되어 있는 제1 다이오드, 상기 제1 다이오드의 캐소드 전극에 연결되어 있는 제3저항, 및 상기 제3 저항에 직렬 연결되어 있는 제4 저항을 포함하고, 상기 제3 전류는 상기 제1 다이오드를 통해 상기 제3 저항 및 상기 제4 저항에 흐르고, 상기 임계 전압은 상기 제3 전류와 상기 제4 저항에 의해 결정된다.

상기 피드백 제어부는, 상기 전류 복사 회로에 연결되어 있는 애노드 전극 및 상기 피드백 회로에 연결되어 있는 캐소드 전극을 포함하는 제2 다이오드, 및 상기 전류 복사 회로에 연결되어 있는 애노드 전극 및 상기 기울기 보상부에 연결되어 있는 캐소드 전극을 포함하는 제3 다이오드를 더 포함한다.

상기 피드백 제어부는, 상기 전류 복사 회로에 연결되어 있는 애노드 전극 및 피크 저항에 연결되어 있는 캐소드 전극을 포함하는 제4 다이오드를 더 포함하고, 상기 피드백 전류 중 상기 제1 내지 제3 전류를 제외한 제4 전류가 상기 피크 저항에 공급된다.

상기 스위치 제어 회로는, 소정의 주파수를 가지는 클록 신호를 이용하여 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하고, 상기 스위치는 상기 클록 신호에 따라 스위칭 동작하고, 상기 초기 기간은 상기 클록 신호에 의해 상기 전력 스위치가 턴 온 되기 직전 제1 레벨인 구간이다.

상기 스위치 제어 회로는, 상기 임계 전압과 상기 감지 전압을 비교한 결과에 따라 상기 전력 스위치의 턴 오프 시점을 제어하고, 상기 클록 신호가 상기 제1 레벨에서 제2 레벨로 변경될 때 상기 전력 스위치의 턴 온 키는 PWM 제어부를 포함한다.

상기 PWM 제어부는, 상기 임계 전압과 상기 감지 전압을 비교하는 비교기, 상기 전력 스위치의 턴 온 시점부터 소정의 블랭킹 기간 동안 제3 레벨의 출력을 생성하는 LEB, 및 상기 LEB 및 상기 비교기의 출력을 논리 연산하여 상기 전력 스위치의 턴 오프 시점을 제어하는 오프제어신호를 생성하는 제1 논리 연산부를 포함한다.

상기 제1 논리 연산부는, 상기 블랭킹 기간 동안, 상기 LEB의 상기 제3 레벨 출력에 의해 상기 오프제어신호를 상기 전력 스위치를 턴 오프 시키지 않는 레벨로 생성한다.

상기 PWM 제어부는, 상기 클록신호를 생성하는 오실레이터, 상기 클록신호 및 상기 오프제어신호에 따라 듀티제어신호를 생성하는 SR플립플롭, 및 상기 클록신호 및 상기 SR 플립플롭의 출력에 따라 게이트 제어신호를 생성하는 제2 논리 연산부를 포함하고, 상기 SR 플립플롭은, 상기 전력 스위치의 턴 오프 시점 이후, 상기 클록신호의 레벨이 상기 제2 레벨에서 상기 제1 레벨로 변경될때, 상기 듀티제어신호의 레벨을 제4 레벨로 변경한다.

상기 제1 논리 연산부는, 상기 감지전압이 상기 임계전압에 도달한 시점에 동기되어 상기 오프제어신호의 레벨을 제5 레벨로 변경하며, 상기 제2 논리 연산부는 상기 제5 레벨의 오프제어신호에 따라 상기 전력 스위치를 턴 오프 시키는 게이트 제어신호를 생성하고, 상기 제4 레벨의 듀티제어신호 발생 후에 상기 클록신호의 레벨이 상기 제1 레벨에서 상기 제2 레벨로 변경될 때 상기 전력 스위치를 턴 온 시키는 게이트 제어 신호를 생성한다.

본 발명의 다른 특징에 따른 전력 공급 장치의 구동 방법은 출력 전압에 대응하는 피드백 전압을 생성하는 피드백 회로 및 상기 출력 전압을 제어하는 전력 스위치를 포함하는 전력 공급 장치의 구동 방법에 관한 것이다.

상기 전력 공급 장치의 구동 방법은, 피드백 전류가 생성되는 단계; 상기 출력 전압에 대응하는 피드백 전압을 생성하기 위해 상기 피드백 회로에 상기 피드백 전류 중 제1 전류가 공급되는 단계; 상기 피드백 전류 중 제2 전류가 흐르는 경로가 형성되고, 상기 경로의 임피던스가 상기 전력 스위치의 스위칭 한 주기 중 증가되는 단계; 및 상기 피드백 전류 중 제3 전류를 이용하여 상기 전력 스위치의 턴 오프 시점을 제어하기 위한 임계 전압이 생성되는 단계를 포함한다.

상기 전력 공급 장치의 구동 방법은, 상기 경로의 임피던스가 상기 전력 스위치의 스위칭 한 주기 시점으로부터 소정의 초기 기간 동안 일정한 단계를 더 포함한다.

상기 경로는 저항 및 커패시터를 포함하고, 상기 경로의 임피던스가 증가되는 단계는, 상기 제2 전류에 의해 커패시터가 충전되는 단계, 및 상기 커패시터의 충전에 의해 상기 제2 전류가 감소되는 단계를 포함한다.

상기 제2 전류는 상기 저항 및 상기 커패시터에 의해 결정되는 시상수에 따라 지수함수 형태로 감소한다.

상기 전력 공급 장치의 구동 방법은, 상기 임계 전압과 상기 전력 스위치에 흐르는 전류에 대응하는 감지 전압을 비교하여 상기 전력 스위치의 턴 오프 시점을 결정하는 단계를 더 포함한다.

상기 제2 전류는 그 감소기울기가 감소하는 형태로 감소하고, 상기 제3 전류는 그 상승기울기가 감소하는 형태로 증가한다.

본 발명은 전력 스위치의 드레인 전류가 최대 전류 한계치를 넘지 않는 전력 공급 장치 및 그 구동 방법을 제공한다.

도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 전력 공급 장치를 나타낸 도면이다.
도 2는 종래 전력 스위치의 전류가 전류 제한치를 초과하는 경우를 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 피드백 제어부, 기울기 보상부, 및 PWM 제어부의 구성을 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 스위칭 한 주기 동안 임계 전압의 파형을 나타낸 도면이다.

아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시 예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시 예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.

명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.

도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 전력 공급 장치를 나타낸 도면이다.

도 1에 도시된 바와 같이, 전력 공급 장치(1)는 브릿지 정류 다이오드(10), 평활 커패시터(C1), 트랜스포머(20), 스위치회로(100), 피드백회로(200), 전원 전압 공급부(300), 정류 다이오드(D1), 및 출력 커패시터(C2)를 포함한다.

브릿지 정류 다이오드(10)는 교류 입력(AC)을 정류하여 교류라인전압(VAL)을 생성한다. 브릿지 정류 다이오드(10)는 4 개의 다이오드(11-14)를 포함한다.

평활 커패시터(C1)은 교류라인전압(VAL)의 리플 성분을 평활 시킨다.

트랜스포머(20)는 교류라인전압(VAL)에 의해 발생하는 1차측 전력을 변환하여 2차 측으로 전달한다. 트랜스포머(20)는 1차 측에 위치한 제1 코일(CO1), 및 2차 측에 위치한 제2 코일(CO2)을 포함한다. 제1 코일(CO1)은 교류라인전압(VAL)이 전달되는 일단 및 전력 스위치(160)에 연결되어 있는 타단을 포함한다. 제2 코일(CO2)은 2차 측에 형성되어 있고, 1차 측으로부터 전달되는 전력에 의해 제2 코일(CO2)에 전압 및 전류가 발생한다.

제1 코일(CO1)의 권선 수와 제2 코일(CO2)의 권선 수에 따라 권선 비(CO2의 권선 수 ns / CO1의 권선 수 np)가(nps) 결정된다. 트랜스포머(20)의 제1 코일(CO1)의 전압(V1) 및 제2 코일(CO2)의 전압(V2) 간의 비(V2/V1)는 권선 비(nps)에 비례하고, 제1 코일(CO1)의 전류(I1) 및 제2 코일(CO2)의 전류(I2) 간의 비(I2/I1)는 권선 비(nps)에 반비례한다.

다이오드(D1)는 제2 코일(CO2)의 일단에 연결되어 있는 애노드 전극 및 출력 커패시터(C2)의 일단에 연결되어 있는 캐소드 전극을 포함한다. 다이오드(D1)은 제2 코일(CO2)에 흐르는 전류(I2)를 정류한다. 다이오드(D1)을 통해 흐르는 전류(IR)는 부하에 공급되거나 출력 커패시터(C2)를 충전시킨다.

출력 커패시터(C2)는 전류(IR)에 의해 충전되거나, 부하에 전류를 공급하기 위해 방전된다.

전력 스위치(160)는 제1 코일(CO1)에 연결되어 있고, 전력 스위치(160)의 스위칭 동작에 의해 제1 코일(CO1)에 흐르는 전류(I1)가 제어된다. 전류(I1)는 전력 스위치(160)가 턴 온 되어 있는 기간 동안 증가하고, 전력 스위치(160)가 턴 오프 되어 있는 기간 동안 흐르지 않는다.

전력 스위치(160)가 턴 온 되어 있는 기간 동안, 전류(I1) 증가하면서, 제1 코일(CO1)에 에너지가 저장된다. 이 때, 정류 다이오드(D1)는 오프 상태이므로, 제2 코일(CO2)에는 전류가 흐르지 않는다. 전력 스위치(160)가 턴 오프 되어 있는 기간 동안, 2차측 코일(CO2)의 전류(I2)는 제2 코일(CO2)에서 정류 다이오드(D1)의 애노드 전극으로 흐르고, 정류 다이오드(D1)를 통해 정류되어 전류(IR)가 발생한다.

전력 공급 장치(1)의 출력단에 연결된 부하가 증가하여 부하에 공급되는 전류가 증가할수록, 출력 커패시터(C2)가 방전되어 출력 전압(VOUT)이 감소한다. 반대로 부하가 감소하여 부하에 공급되는 전류가 감소할수록, 출력 커패시터(C2)가 전류(IR)에 의해 충전되어, 출력 전압(VOUT)이 증가한다.

피드백 회로(200)는 출력 전압(VOUT)에 대응하는 피드백 전압(VFB)을 생성하여 스위치회로(100)로 전달한다. 피드백 전압(VFB)은 출력전압(VOUT)에 따라 변한다.

피드백 회로(200)는 저항(R1), 제너 다이오드(212) 및 포토다이오드(photo diode)(211), 커패시터(C3), 및 포토 트랜지스터(photo transistor)(213)를 포함한다. 저항(R1), 제너 다이오드(212) 및 포토 다이오드(211)는 출력단(+)과 소정의 전원, 예를 들면 접지단 사이에 직렬로 연결되어 있다. 포토 트랜지스터(PT)는 스위치회로(100)의 피드백 단자(5)와 소정의 전원, 예를 들면 접지단 사이에 연결되어 있으며, 포토 다이오드(211)와 함께 옵토 커플러(opto-coupler)를 형성한다.

출력 전압(VOUT)에 의해 제너 다이오드(212)가 도통되고, 출력 전압(VOUT)에 대응하는 전류가 포토 다이오드(211)를 통해 흐른다. 포토 다이오드(211)에 흐르는 전류에 따라 포토 트랜지스터(213)의 컬렉터와 이미터 사이에 전류가 흐른다.

포토 트랜지스터(213)에 흐르는 전류가 증가하면 피드백 단자(5)에 연결된 임피던스가 감소하므로, 피드백 전압(VFB)이 감소한다. 반대로 포토 트랜지스터(213)로 흐르는 전류가 감소하면 피드백 단자(5)에 연결된 임피던스가 증가하므로, 피드백 전압(VFB)이 증가한다.

따라서, 출력 전압(VOUT)이 높아지면 피드백 전압(VFB)이 낮아지고, 출력 전압(VOUT)이 낮아지면 피드백 전압(VFB)이 높아진다. 이때, 옵토 커플러 이외의 다른 회로가 피드백 회로에 사용될 수도 있다.

전원전압 공급부(300)는 스위치 회로(100)를 동작시키기 위한 전원전압(VCC)을 공급한다. 전원전압 공급부(300)는 제3 코일(L3), 다이오드(D2), 저항(R2), 및 커패시터(C4)를 포함한다.

제3 코일(L3)은 제1 코일(CO1)과 소정의 권선비를 가지고 절연 커플링 되어있다. 제3 코일(L3)의 일단은 다이오드(D2)의 애노드 전극에 연결되어 있고, 타단은 접지되어 있다. 저항(R2)은 다이오드(D2)의 캐소드 전극과 전원전압단자(3) 사이에 연결되어 있고, 커패시터(C4)는 전원전압단자(3)와 접지 사이에 연결되어 있다.

제3 코일(L3)에 발생하는 전압(V3)에 의해 다이오드(D2)가 도통되고, 제3 코일(L3)에 발생한 전류에 의해 커패시터(C4)가 충전된다. 커패시터(C4)에 충전된 전압이 전원 전압(VCC)이다.

스위치 회로(100)는 전력 스위치(160)의 스위칭 동작을 제어하여, 1차측 전력이 변환되어 2차 측으로 전달되는 전력 공급 동작을 제어한다. 구체적으로, 스위치 회로(100)는 전력 스위치(160)를 포함하고 있으며, 전력 스위치(160)의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 제어 회로(150)를 포함하고 있다.

전력 스위치(160)는 스위치(M1)와 스위치(MS)를 포함한다. 스위치(MS)는 전력 스위치(160)에 흐르는 전류를 감지하기 위한 트랜지스터로 구현된다. 스위치(M1)를 구성하는 트랜지스터는 스위치(MS)를 구성하는 트랜지스터에 비해 채널의 폭이 매우 넓다. 따라서 스위치(MS)에 흐르는 전류는 스위치(M1)에 흐르는 전류에 비해 매우 작다.

이하, 설명의 편의를 위해 전력 스위치(160)에 흐르는 드레인 전류(Ids)는 스위치(M1) 및 스위치(MS)에 흐르는 전류를 모두 포함한다. 전력 스위치(160)의 드레인 전극은 드레인 단자(1)를 통해 제1 코일(CO1)에 연결되어 있다. 스위치(M1)의 소스 전극은 소스 단자(2)를 통해 접지되어 있고, 스위치(MS)의 소스 전극은 감지 저항(RS)에 연결되어 있다.

그러나 본 발명의 전력 스위치(160)는 도 1에 도시된 형태에 제한되지 않는다. 전력 스위치(160)는 스위치(MS)를 포함하지 않고, 감지 저항(RS)은 스위치(M1)의 소스 전극과 접지 사이에 바로 연결될 수 있다.

도 1에서 도시된 전력 스위치(160)는 N채널 타입의 MOSFET이나, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다. 감지 저항(RS)은 스위치(MS)의 소스 전극과 접지단 사이에 연결되어 있으며, 전력 스위치(160)가 턴 온 되어 있는 기간 동안, 전력 스위치(160)의 드레인 전극에서 소스 전극으로 흐르는 드레인 전류(Ids)를 감지하기 위한 구성이다. 구체적으로, 드레인 전류(Ids) 중 매우 작은 전류가 감지저항(RS)에 흐르게 되어 드레인 전류(Ids)에 대응하는 감지 전압(VSENSE)이 발생한다.

본 발명의 실시 예에 따른 스위치 제어 회로(150)는 피드백 제어부(110), 기울기보상부(120), PWM 제어부(130), 및 게이트 구동부(140)를 포함한다. 스위치 제어 회로(150)는 전원전압 단자(3), 피크단자(4), 및 피드백 단자(5)에 연결되어 있고, 피드백 전압(VFB), 전원 전압(VCC), 및 피크전압(VP)을 입력 받는다.

스위치 제어 회로(150)는 감지 저항(RS)의 일단에 연결되어, 감지 전압(VSENSE)을 입력 받는다. 또한, 스위치 제어 회로(150)는 소정의 주파수를 가지는 클록 신호(CLK)에 따라 전력 스위치(160)의 턴 온 시점을 결정한다.

스위치 제어 회로(150)는 감지 전압(VSENSE)과 임계전압(VLIM)을 비교하여 전력 스위치(160)의 턴 오프를 제어한다.

스위치 제어 회로(150)는 전력 스위치(160)의 스위칭 한 주기마다 피드백 제어부(110)의 피드백 전류(IFB)를 제어하여 임계 전압(VLIM)을 생성한다. 전력 스위치(160)의 스위칭 한 주기 동안, 임계 전압(VLIM)은 초기전압에서 상승 기울기가 감소하는 곡선 형태로 증가한다.

임계 전압(VLIM)을 스위칭 주기마다 초기전압에서 곡선형태로 증가시키는 것은, 교류라인전압(VAL)의 크기에 따라 변하는 전류(I1)의 상승 기울기 및 전달 지연에 의해 전류(I1)가 전류 제한치를 초과하지 않도록 하기 위함이다.

도 2는 종래 전력 스위치의 전류가 전류 제한치를 초과하는 경우를 나타낸 도면이다. 전력 스위치가 턴 온 되어 있는 기간 동안, 종래 전력 공급 장치의 1차측 코일에 흐르는 전류와 전력 스위치의 전류는 동일하다. 도 2에 가로축은 시간 축이고, 세로축은 전류의 크기를 나타낸다.

도 2에 도시된 복수의 전류 파형들은 듀티가 증가할 때, 전력 스위치에 흐르는 복수의 전류 파형이다. 교류 입력이 증가할수록, 교류라인전압 역시 증가한다. 교류라인전압이 증가할수록 1차측 코일에 흐르는 전류의 상승 기울기 역시 증가한다. 교류라인전압이 증가할수록 동일 부하 조건에서 듀티는 감소한다. 도 2에 도시된 복수의 전류 파형들은 동일 부하 조건(예를 들면, 과부하)에서 교류라인전압에 따른 전력 스위치의 전류 파형들이다.

도 2에 도시된 복수의 전류 파형들 중 1번 전류 파형이 가장 높은 교류라인전압이 1차측 코일에 인가되었을 때의 전류 파형이다.

1번 전류 파형은 시점 T1에 전류 임계치에 도달하였지만, 지연(td)에 의해 전력 스위치는 시점 T2에 턴 오프 된다. 따라서 1차측 전류는 'IP1'까지 상승한다.

2번 전류 파형은 1번 전류 파형에 비해 교류라인전압이 낮다. 2번 전류 파형은 시점 T3에 전류 임계치에 도달하였지만, 지연(td)에 의해 전력 스위치는 시점 T4에 턴 오프 된다. 따라서 1차측 전류는 'IP2'까지 상승한다.

도 2에 도시된 'IP'는 교류라인전압 증가에 따라 듀티가 증가할 때, 전력 스위치 전류의 피크 치를 연결한 곡선이다. 도 2에 도시된 바와 같이, IP는 지수함수 형태로 감소한다. 교류라인전압이 증가할수록 전력 스위치의 전류가 지연에 의해 상승하는 정도가 증가하여 도 2에 도시된 바와 같이 전류 임계치를 훨씬 초과한다.

특히 교류라인전압이 높은 경우 전류 임계치를 초과하는 전류량이 매우 크다.

본 발명의 실시 예에 따른 스위치 제어 회로(150)는 이런 초과 현상을 방지하기 위해서, 전력 스위치(160)의 스위칭 주기마다 임계 전압(VLIM)을 조절하여, 교류라인전압이 높을수록 전력 스위치(160)의 턴 오프 시점이 앞당겨지도록 한다.

피드백 제어부(110)는 피드백 전류(IFB)를 생성하고, 피드백 단자(5)의 임피던스, 피크단자(4)의 임피던스, 및 기울기 보상부(120)의 임피던스 각각에 따라 피드백 전류(IFB)를 분배하여 공급하고, 남은 전류(IFB4)를 이용하여 임계 전압(VLIM)을 생성한다.

피드백 단자(5)의 임피던스는 출력 전압(VOUT)에 따라 변동하고, 피크단자(4)의 임피던스는 저항(R3)에 의해 고정되어 있다. 이 때, 출력 전압(VOUT)은 부하에 따라 결정되는 것이고, 부하는 스위칭 동작 단위로 변경하는 일이 거의 발생하지 않는다. 즉, 출력 전압(VOUT)은 스위칭 주기 단위에서는 일정하다고 볼 수 있으므로, 피드백 단자(5)의 임피던스도 스위칭 주기 단위에서는 일정하다.

기울기 보상부(120)는 전력 스위치(160)의 스위칭 주기 동안 기울기 보상부(120)의 임피던스를 가변 시킨다. 따라서 전류(IFB4)는 기울기 보상부(120)에 따라 제어된다.

피크단자(4)에 연결된 저항(R3)은 전력 스위치(160)에 흐를 수 있는 전류 임계치를 제어하기 위한 구성이다. 즉, 저항(R3)이 작으면, 전류(IFB2)가 증가하고 전류(IFB4)가 감소한다. 따라서 하여 임계 전압(VLIM)이 감소하므로, 전류 임계치가 감소한다. 그러나 이는 스위칭 주기마다 변경되는 것이 아니고 사용자가 원하는 조건에 따라 결정되어, 고정적으로 설정되는 값이다. ]

기울기 보상부(120)는 전력 스위치(160)의 턴 온 시점 이후, 기울기 보상부(120)의 임피던스를 서서히 증가시킨다. 그러면 전류(IFB3)가 서서히 감소하고, 전류(IFB4)가 서서히 증가한다.

PWM 제어부(130)는 임계 전압(VLIM)과 감지 전압(VSENSE)을 비교하고, 감지 전압(VSENSE)이 임계 전압(VLIM)에 도달하면 전력 스위치(160)를 턴 오프 시키는 게이트 제어 신호(GC)를 생성한다.

PWM 제어부(130)는 일정한 주파수를 가지는 클록신호(CLK)의 한 주기 단위로 전력 스위치(160)를 턴 온 시킨다. 본 발명의 실시 예에서는 클록신호(CLK)의 하강 에지에 동기 되어 전력 스위치(160)를 턴 온 시키는 게이트 제어 신호(GC)를 생성한다. 게이트 구동부(140)는 게이트 제어 신호(GC)에 따라 전력 스위치(160)를 스위칭 동작시키는 게이트 신호(VG)를 생성한다.

이하, 도 3을 참조하여 스위치 제어 회로(150)의 세부 구성을 설명한다.

도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 피드백 제어부(110), 기울기 보상부(120), 및 PWM 제어부(130)의 구성을 나타낸 도면이다.

피드백 제어부(110)는 전류원(111), 전류복사회로(current mirror circuit)(112), 4 개의 다이오드(D3-D6), 및 2 개의 저항(R11, R12)을 포함한다.

전류원(111)은 절대온도에 따르는 종속 전류원으로서, 절대온도에 비례하는 전류(I3)를 생성한다.

전류복사회로(112)는 전류(I3)를 소정의 비율로 복사하여 피드백 전류(IFB)를 생성한다. 전류복사회로(112)는 트랜지스터(S1) 및 트랜지스터(S2)를 포함한다. 트랜지스터(S1)의 채널 폭/길이와 트랜지스터(S2)의 채널 폭/길이 간의 비에 따라 복사 비가 결정된다.

트랜지스터(S1)의 게이트 전극 및 드레인 전극은 전류원(111)에 연결되어 있고, 트랜지스터(S1)의 소스 전극에는 전원전압(VCC)이 공급된다. 트랜지스터(S2)의 게이트 전극은 트랜지스터(S1)의 게이트 전극에 연결되어 있고, 트랜지스터(S2)의 소스 전극에는 전원 전압(VCC)이 공급된다. 트랜지스터(S2)의 드레인 전극은 접점(ND)에 연결되어 있다.

트랜지스터(S1) 및 트랜지스터(S2)의 소스 전극에는 전원 전압(VCC)이 연결되어 있으나, 본 발명은 이에 한정되는 것은 아니고 내부 기준 전압을 이용할 수 있다.

다이오드(D3)는 접점(ND)과 피드백 단자(5) 사이에 연결되어 있다. 전류(IFB1)는 도통된 다이오드(D3)를 통해 피드백 회로(200)에 공급된다. 접점(ND)의 전압과 피드백 전압(VFB)의 차가 다이오드(D3)의 문턱 전압보다 작으면, 다이오드(D3)는 차단된다.

다이오드(D4)는 접점(ND)과 저항(R11)의 일단 사이에 연결되어 있다. 저항(R11)의 타단은 저항(R12)의 일단에 연결되어 있고, 저항(R12)의 타단은 접지되어 있다. 저항(R11)과 저항(R12)의 접점의 전압이 임계 전압(VLIM)이다. 따라서 임계전압(VLIM)은 전류(IFB4)와 저항(R12)의 곱으로 결정된다. 저항(R12)의 저항 값은 일정하므로, 임계전압(VLIM)은 전류(IFB4)에 의해 결정된다. 접점(ND)의 전압과 저항(R11)의 일단 전압의 차가 다이오드(D4)의 문턱 전압보다 작으면, 다이오드(D4)는 차단된다.

다이오드(D5)는 접점(ND)과 피크단자(4) 사이에 연결되어 있다. 접점(ND)의 전압과 피크단자(4)의 전압의 차가 다이오드(D5)의 문턱 전압보다 작으면, 다이오드(D5)는 차단된다.

다이오드(D6)는 접점(ND)과 기울기보상부(120) 사이에 연결되어 있다.

기울기보상부(120)는 저항(R21), 저항(R22), 커패시터(CS), 및 스위치(SS)를 포함한다.

저항(R21)의 일단은 다이오드(D6)의 캐소드 전극에 연결되어 있고, 저항(R22)의 일단과 저항(R21)의 타단이 연결되어 있다. 저항(R22)의 타단은 커패시터(CS)의 일단 및 스위치(SS)의 드레인 전극에 연결되어 있다. 커패시터(CS)의 타단 및 스위치(SS)의 소스 전극은 접지되어 있고, 스위치(SS)의 게이트 전극에는 클록신호(CLK)가 인가된다.

스위치(SS)는 N 채널 타입의 트랜지스터이므로, 클록신호(CLK)의 하이 레벨에 의해 턴 온 되고, 클록신호(CLK)의 로우 레벨에 의해 턴 오프 된다.

본 발명이 이에 한정되는 것은 아니고, 스위치(SS)는 아날로그 스위치를 적용할 수 있다. 예를 들면, 스위치(SS)는 전달 게이트(transmission gate)일 수 있다.

클록신호(CLK)가 하이 레벨이 되고, 스위치(SS)가 턴 온 상태이면, 기울기보상부(120)의 임피던스는 저항(R21) 및 저항(R22)의 합이다. 클록신호(CLK)의 하이 레벨인 기간 이후, 클록신호(CLK)가 로우 레벨로 하강하고, 스위치(SS)가 턴 오프 되면, 기울기보상부(120)의 임피던스는 저항(R21, R22) 및 커패시터(CS)의 합니다.

이하 클록신호(CLK)의 하이 레벨에 의해 스위치(SS)가 턴 온 되어 임계전압(VLIM)이 일정하게 유지되는 기간을 초기 기간이라 한다.

커패시터(CS)가 전류(IFB3)에 의해 충전될수록, 커패시터(CS)의 전압이 증가하여, 전류(IFB3)가 감소한다. 전류(IFB3)는 접점(ND)의 전압과 커패시터(CS)의 전압 차를 저항(R21) 및 저항(R22)의 합으로 나눈 값이므로, 커패시터(CS)의 전압이 충전에 의해 증가할수록, 전류(IFB3)는 감소한다. 따라서 기울기보상부(120)의 임피던스는 초기 기간이 종료된 시점부터 서서히 증가하는 것과 같다.

스위치(SS)가 턴 오프 된 후, 전류(IFB3)는 스위치(SS)의 턴 오프 시점에 흐르던 전류(ifb3)에 지수함수를 곱한 값이다. 이 때 지수함수는 시상수 RC에 따라 감소하는 지수함수이다. 이를 수학식으로 표현하면, 아래 수학식 1과 같다.

전류(IFB3)의 초기 값(ifb3)은 (R21+R22) : (R11+R12) 비율에 의해서 결정되고, 본 발명의 실시 예에서 비율은 1:1로 설정한다. 이 때, R은 저항(R21) 및 저항(R22)의 저항 값 합이고, C는 커패시터(CS)의 커패시턴스이다. 전류(IFB4)는 전류(IFB)가 감소하는 만큼 증가한다.

PWM 제어부(130)는 비교기(131), LEB(leading edge blanking)(132), 논리 연산부(133, 136), 오실레이터(134), 및 SR 플립플롭(135)을 포함한다.

비교기(131)는 임계전압(VLIM)과 감지전압(VSENSE)를 비교한 결과를 출력한다. 비교기(131)는 임계전압(VLIM)이 입력되는 비반전단자(+) 및 감지전압(VSENSE)가 입력되는 반전단자(-)를 포함한다. 비교기(131)는 비반전단자(+)의 입력이 반전단자(-)의 입력 보다 크면, 하이 레벨의 신호를 출력하고, 비반전단자(+)의 입력이 반전단자(-)의 입력 이하면, 로우 레벨의 신호를 출력한다.

LEB(132)는 전력 스위치(160)가 켜지는 순간 발생하는 감지 전압(VSENSE)의 급격한 상승에 의해 전력 스위치(160)가 턴 오프 되는 것을 방지한다. 감지 전압(VSENSE)의 급격한 상승은 전력 스위치(160)의 턴 온 시점에 발생하는 과도 전류에 의해 발생한다.

논리 연산부(133)는 전력 스위치(160)의 턴 오프 시점을 결정하는 오프제어신호(FCON)를 생성한다. 비교기(131)의 출력 및 LEB(132)의 출력에 따른 오프제어신호(FCON)의 레벨이 결정되면, 논리 연산부(133)의 논리 연산 방법이 결정된다. 본 발명의 실시 예에 따른 논리 연산부(133)는 NOR 연산을 수행하는 NOR 게이트로 구현된다. NOR 연산에 따르면, 입력 신호가 모두 로우 레벨일 때 하이 레벨이 출력되고, 입력 신호들 중 적어도 하나가 하이 레벨일 때 로우 레벨이 출력된다.

본 발명의 실시 예에 따른 LEB(132)는 전력 스위치(160)의 턴 온 시점으로부터 소정의 블랭킹 기간 동안 하이 레벨의 신호를 출력한다. 그러면, 비교기(131)의 출력에 관계 없이, 논리 연산부(133)는 블랭킹 기간 동안 로우 레벨의 오프제어신호(FCON)를 출력한다.

오실레이터(134)는 일정한 주파수를 가지는 클록신호(CLK)를 생성한다.

SR 플립플롭(135)은 클록신호(CLK)와 오프제어신호(FCON)에 따라 게이트제어신호(GC)를 결정하는 듀티제어신호(DC)를 생성한다.

SR 플립플롭(135)은 클록신호(CLK)가 입력되는 셋단(S), 오프제어신호(FCON)가 입력되는 리셋단(R), 및 듀티제어신호(DC)가 출력되는 반전출력단(QB)을 포함한다. SR 플립플롭(135)은 셋단(S) 입력의 상승 에지에 동기 되어 로우 레벨의 출력을 생성하고, 리셋단(R) 입력의 상승 에지에 동기 되어 하이 레벨의 출력을 생성한다. SR 플립플롭(135)의 출력은 반전출력단(QB)를 통해 출력된다.

논리 연산부(136)는 클록신호(CLK) 및 듀티제어신호(DC)를 입력 받아, 게이트제어신호(GC)를 생성한다. 클록신호(CLK) 및 듀티제어신호(DC)에 따른 게이트제어신호(GC)의 레벨이 결정되면, 논리 연산부(136)의 논리 연산 방법이 결정된다. 본 발명의 실시 예에 따른 논리 연산부(136)는 NOR 연산을 수행하는 NOR 게이트로 구현된다.

게이트구동부(140)는 게이트제어신호(GC)에 따라 게이트신호(VG)를 생성한다. 본 발명의 실시 예에 따른 게이트구동부(140)는 하이 레벨의 게이트제어신호(GC)에 따라 하이 레벨의 게이트신호(VG)를 생성하고, 로우 레벨의 게이트제어신호(GC)에 따라 로우 레벨의 게이트신호(VG)를 생성한다.

클록신호(CLK)의 상승 에지에 의해 SR 플립플롭(135)은 로우 레벨의 듀티제어신호(DC)를 출력한다.

클록신호(CLK)의 하이 레벨 펄스가 종료되는 시점에 논리 연산부(136)의 입력 신호가 모두 로우 레벨이 되므로, 논리 연산부(136)는 하이 레벨의 게이트제어신호(GC)를 출력한다. 그러면 하이 레벨의 게이트신호(VG)에 의해 전력 스위치(160)가 턴 온 된다.

전력 스위치(160)의 턴 온 시점 이후 블랭킹 기간이 경과하면, LEB(132)의 출력을 로우 레벨이 된다. 그 후, 감지전압(VSENSE)이 임계전압(VLIM)에 도달하면, 비교기(131)의 출력은 로우 레벨이 된다. 그러면 논리 연산부(133)의 입력 신호가 모두 로우 레벨이므로, 오프제어신호(FCON)는 하이 레벨이 된다.

SR 플립플롭(135) 하이 레벨의 오프제어신호(FCON)에 따라 하이 레벨의 듀티제어신호(DC)를 생성하고, 논리 연산부(136)는 로우 레벨의 게이트제어신호(GC)를 생성한다.

따라서, 감지전압(VSENSE)가 임계전압(VLIM)에 도달한 시점에 전력 스위치(160)는 턴 오프 된다.

도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 스위칭 한 주기 동안 임계 전압(VLIM)의 파형을 나타낸 도면이다. 임계 전압(VLIM)은 전류(IFB4)와 저항(R12)의 곱이므로, 전류(IFB4)의 파형과 임계 전압(VLIM)의 파형은 동일하다.

앞서 언급한 바와 같이, 저항(R11) 및 저항(R12)의 합은 저항(R21) 및 저항(R22)의 합은 같은 것으로 설정한다. 따라서 임계 전압(VLIM)의 초기 전압은 최대 전압의 50%로 설정된다.

시점 T5에 클록신호(CLK)가 하이 레벨이 되어 스위치(SS)가 턴 온 되면, 초기 기간(T5-T6)이 시작된다. 기울기보상부(120)의 임피던스와 전류(IFB4)가 흐르는 경로의 임피던스가 동일하므로(R11+R12=R21+R22), 전류(IFB3) 및 전류(IFB4)는 같다.

시점 T6에 클록신호(CLK)에 의해 스위치(SS)가 턴 오프 되면(초기 기간 이후), 커패시터(CS)가 전류(IFB3)에 의해 충전된다. 커패시터(CS)의 충전기간 동안 전류(IFB3)는 수학식 1과 같이 지수함수 형태로 감소하므로, 전류(IFB4)는 상승기울기가 감소하는 곡선 형태로 증가한다. 따라서 임계 전압(VLIM)은 초기 전압에서 곡선 형태로 증가한다.

커패시터(CS)의 충전에 의해, 다이오드(D6)의 양단 전압차가 문턱 전압 보다 작아지면, 다이오드(D6)는 차단되고, 시점 T7에 기울기보상부(120)에 전류(IFB3)가 흐르지 않는다. 그러면, 증가하던 전류(IFB4)는 시점 T7부터 일정하게 유지된다. 이 때, 전류(IFB4)는 초기 기간의 전류의 2배이므로, 임계 전압(VLIM)은 초기 기간에 비해 2배로 일정하게 유지된다.

도 4에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시 예에 따르는 드레인 전류(Ids)는 교류라인전압에 무관하게 전류 임계치를 초과하지 않는다.

일점 쇄선으로 표시된 3번 파형의 감지 전압(VSENSE)이 발생할 때의 교류라인전압(VAL)은 실선으로 표시된 4번 감지 전압(VSENSE)이 발생할 때의 교류라인전압(VAL)보다 높은 전압이다. 감지 전압(VSENSE)은 드레인 전류(Ids)에 따라 발생하는 전압이므로, 감지전압(VSENSE)의 레벨이 동일하면, 동일한 크기의 드레인전류(Ids)가 흐르는 것이다.

시점 T6에 클록 신호(CLK)의 하강에 의해 전력 스위치(160)가 턴 온 된다.

시점 T12에 감지전압(VSENSE)이 임계 전압(VLIM)에 도달하고, 지연기간(td) 후인 시점 T13에 전력 스위치(160)가 턴 오프 된다.

교류라인전압(VAL)이 낮은 4번 파형의 감지 전압(VSENSE)은 시점 T14에 임계 전압(VLIM)에 도달하고, 지연기간(td) 후인 시점 T15에 전력 스위치(160)가 턴 오프 된다.

도 4에 도시된 바와 같이, 3번 파형의 감지전압(VSENSE)이 시점 T13에 도달한 레벨과 4번 파형의 감지전압(VSENSE)이 시점 T15에 도달한 레벨은 전류 임계치에 대응하는 전압 임계치(VTH)를 초과하지 않는다. 따라서 3번 파형에 대응하는 높은 교류라인전압일 때의 드레인 전류(Ids)와 4번 파형에 대응하는 낮은 교류라인전압일 때의 드레인 전류(Ids)의 전류 임계치를 초과하지 않는다.

초기기간에 스위치(SS)가 턴 온 되어 있으므로, 기울기 보상부(120)의 임피던스는 저항의 합(R11+R12)과 동일하다. 따라서 초기 기간의 전류(IFB3)와 전류(IFB4)는 동일하다. 커패시터(CS)의 충전에 의해 전류(IFB3)가 발생하지 않으면, 전류(IFB4)는 초기 기간에 비해 2배가 된다.

따라서 전류(IFB3)가 발생하지 않는 시점에 임계 전압(VLIM)은 초기 기간의 임계 전압(VLIM)의 2배이다. 이는 다이오드(D4)에 연결된 저항의 합(R11+R12)과 다이오드(D6)에 연결된 저항의 합(R21+R22)이 동일하기 때문이다.

초기 전압은 저항의 합(R11+R12) 및 저항의 합(R21+R22)의 비를 조절하여 적절히 설정할 수 있다.

이와 같이, 본 발명의 실시 예에 따른 전력 공급 장치 및 그 구동 방법은 임계 전압(VLIM)의 레벨을 보상하여, 교류라인전압(VAL)에 무관하게 드레인 전류(Ids)가 전류 임계치를 넘지 않도록 제어할 수 있다. 이를 교류라인전압 보상이라 한다.

본 발명의 실시 예에 따른 전력 공급 장치 및 그 구동 방법은 종래 전력 공급 장치에 사용되던 피드백 회로의 전류를 그대로 사용하여 교류라인전압 보상을 수행하므로, 추가적으로 필요한 전류가 없다. 따라서 소비 전력이 증가하지 않는다.

또한, 앞서 수학식 1에서 알 수 있듯이, 전류(IFB3)에 의한 저항-커패시터 충전 방식을 사용하여 임계 전압(VLIM)을 제어한다. 교류라인전압 보상이 없을 때의 교류라인전압에 따른 스위치 전류의 특성을 반영하여 저항-커패시터를 조절하면, 스위치 전류의 전류 임계치가 교류라인전압에 영향을 받지 않도록 조절될 수 있다.

일반적으로 피드백 전류(IFB)를 생성하는 전류원이 절대온도에 비례하는 종속 전류원이다. 온도 변화에 따른 종속 전류원의 온도 특성과 전력 스위치의 온도 특성이 상이하여 발생하는 오프셋을 보상할 필요가 있다.

만약 교류라인전압 보상을 위한 회로가 추가된 경우, 추가된 회로를 구성하는 소자들의 온도 변화에 대한 오프셋 역시 보상하기 위해 별도의 회로가 추가되어야 한다. 그러나 본 발명의 실시 예에 따른 교류라인전압 보상 방식은 저항, 커패시터 및 커패시터에 병렬 연결된 스위치만을 이용하여, 피드백 전류의 소정 비율에 해당하는 전류(IFB3)를 제어하므로, 온도 변화에 따른 오프셋이 매우 적다.

아울러, 본 발명의 실시 예에 따르면, 교류라인전압 보상을 위해 교류라인전압을 직접 감지하기 위한 별도의 소자가 필요하지 않고, 스위치 회로에 교류라인전압에 대한 정보를 입력 받기 위한 별도의 핀이 필요 없다.

이상에서 본 발명의 실시 예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.

브릿지 정류 다이오드(10), 평활 커패시터(C1), 트랜스포머(20)
스위치회로(100), 피드백회로(200), 전원 전압 공급부(300)
정류 다이오드(D1), 출력 커패시터(C2), 다이오드(11-14, D1-D6)
제1 코일(CO1), 제2 코일(CO2), 제3 코일(L3), 전력 스위치(160)
저항(R1, R2, R11, R12, R21, R22), 제너 다이오드(212), 포토다이오드(211)
커패시터(C3, CS), 포토 트랜지스터(213), 스위치 제어 회로(150),
스위치(M1, MS, SS), 피드백 제어부(110), 기울기보상부(120)
PWM 제어부(130), 게이트 구동부(140), 전류원(111), 전류복사회로(112)
보상제어부(121), 비교기(131), LEB(132), 논리 연산부(133, 136)
오실레이터(134), SR 플립플롭(135)

Claims (18)

1. 교류 입력이 정류되어 생성된 교류라인전압을 이용하여 출력 전력을 생성하는 전력 공급 장치에 있어서,
   상기 교류라인전압이 입력되는 제1 코일을 포함하는 트랜스포머;
   상기 제1 코일에 연결되어 있는 전력 스위치;
   상기 출력 전력의 출력 전압에 대응하는 피드백 전압을 생성하는 피드백 회로; 및
   상기 전력 스위치에 흐르는 드레인 전류에 대응하는 감지 전압 및 상기 피드백 전압을 입력 받고, 상기 전력 스위치의 스위칭 한 주기마다, 피드백 전류를 제어하여 임계 전압을 생성하고, 상기 감지 전압과 상기 임계 전압을 비교하여 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 제어 회로를 포함하고,
   상기 피드백 전류는 상기 피드백 전압을 생성하기 위한 제1 전류를 포함하고, 상기 스위칭 한 주기 동안 상기 임계 전압은 그 상승 기울기가 감소하는 곡선 파형에 따르는 전력 공급 장치.
2. 제1항에 있어서,
   상기 스위치 제어 회로는,
   상기 스위칭 한 주기 시점으로부터 소정의 초기 기간 동안 일정한 임피던스를 유지하고, 상기 초기 기간 경과 후 임피던스가 증가하는 기울기 보상부를 포함하고,
   상기 피드백 전류는 상기 기울기 보상부에 공급되는 제2 전류를 포함하는 전력 공급 장치.
3. 제2항에 있어서,
   상기 기울기 보상부는,
   제1 저항;
   상기 제1 저항에 직렬 연결되어 있는 제2 저항;
   상기 제2 저항에 연결되어 있는 커패시터; 및
   상기 커패시터에 병렬 연결되어 있는 스위치를 포함하고,
   상기 초기 기간 동안 상기 제2 전류를 상기 제1 저항, 제2 저항, 및 상기 스위치를 통해 흐르고, 상기 초기 기간 후 상기 제2 전류는 상기 제1 저항, 제2 저항, 및 상기 커패시터를 통해 흐르는 전력 공급 장치.
4. 제3항에 있어서,
   상기 스위치 제어 회로는,
   상기 피드백 전류를 생성하고, 상기 기울기 보상부 및 상기 피드백 회로에 연결되어 있는 피드백 제어부를 더 포함하고,
   상기 피드백 제어부는,
   상기 피드백 상기 피드백 전류 중 상기 제1 전류 및 상기 제2 전류를 뺀 나머지 전류 중 제3 전류를 이용하여 상기 임계 전압을 생성하는 전력 공급 장치.
5. 제4항에 있어서,
   상기 피드백 제어부는,
   상기 전류 복사 회로에 애노드 전극이 연결되어 있는 제1 다이오드,
   상기 제1 다이오드의 캐소드 전극에 연결되어 있는 제3저항, 및
   상기 제3 저항에 직렬 연결되어 있는 제4 저항을 포함하고,
   상기 제3 전류는 상기 제1 다이오드를 통해 상기 제3 저항 및 상기 제4 저항에 흐르고, 상기 임계 전압은 상기 제3 전류와 상기 제4 저항에 의해 결정되는 전력 공급 장치.
6. 제5항에 있어서,
   상기 피드백 제어부는,
   상기 전류 복사 회로에 연결되어 있는 애노드 전극 및 상기 피드백 회로에 연결되어 있는 캐소드 전극을 포함하는 제2 다이오드, 및
   상기 전류 복사 회로에 연결되어 있는 애노드 전극 및 상기 기울기 보상부에 연결되어 있는 캐소드 전극을 포함하는 제3 다이오드를 더 포함하는 전력 공급 장치.
7. 제6항에 있어서,
   상기 피드백 제어부는,
   상기 전류 복사 회로에 연결되어 있는 애노드 전극 및 피크 저항에 연결되어 있는 캐소드 전극을 포함하는 제4 다이오드를 더 포함하고,
   상기 피드백 전류 중 상기 제1 내지 제3 전류를 제외한 제4 전류가 상기 피크 저항에 공급되는 전력 공급 장치.
8. 제3항에 있어서,
   상기 스위치 제어 회로는,
   소정의 주파수를 가지는 클록 신호를 이용하여 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하고,
   상기 스위치는 상기 클록 신호에 따라 스위칭 동작하고, 상기 초기 기간은 상기 클록 신호에 의해 상기 전력 스위치가 턴 온 되기 직전 제1 레벨(하이 레벨)인 구간인 전력 공급 장치.
9. 제8항에 있어서,
   상기 스위치 제어 회로는,
   상기 임계 전압과 상기 감지 전압을 비교한 결과에 따라 상기 전력 스위치의 턴 오프 시점을 제어하고, 상기 클록 신호가 상기 제1 레벨에서 제2 레벨로 변경될 때 상기 전력 스위치의 턴 온 키는 PWM 제어부를 포함하는 전력 공급 장치.
10. 제9항에 있어서,
    상기 PWM 제어부는,
    상기 임계 전압과 상기 감지 전압을 비교하는 비교기,
    상기 전력 스위치의 턴 온 시점부터 소정의 블랭킹 기간 동안 제3 레벨의 출력을 생성하는 LEB, 및
    상기 LEB 및 상기 비교기의 출력을 논리 연산하여 상기 전력 스위치의 턴 오프 시점을 제어하는 오프제어신호를 생성하는 제1 논리 연산부를 포함하는 전력 공급 장치.
11. 제10항에 있어서,
    상기 제1 논리 연산부는,
    상기 블랭킹 기간 동안, 상기 LEB의 상기 제3 레벨 출력에 의해 상기 오프제어신호를 상기 전력 스위치를 턴 오프 시키지 않는 레벨로 생성하는 전력 공급 장치.
12. 제11항에 있어서,
    상기 PWM 제어부는,
    상기 클록신호를 생성하는 오실레이터,
    상기 클록신호 및 상기 오프제어신호에 따라 듀티제어신호를 생성하는 SR플립플롭, 및
    상기 클록신호 및 상기 SR 플립플롭의 출력에 따라 게이트 제어신호를 생성하는 제2 논리 연산부를 포함하고,
    상기 SR 플립플롭은, 상기 전력 스위치의 턴 오프 시점 이후, 상기 클록신호의 레벨이 상기 제2 레벨에서 상기 제1 레벨로 변경될때, 상기 듀티제어신호의 레벨을 제4 레벨로 변경하고,
    상기 제1 논리 연산부는,
    상기 감지전압이 상기 임계전압에 도달한 시점에 동기되어 상기 오프제어신호의 레벨을 제5 레벨로 변경하며,
    상기 제2 논리 연산부는 상기 제5 레벨의 오프제어신호에 따라 상기 전력 스위치를 턴 오프 시키는 게이트 제어신호를 생성하고, 상기 제4 레벨의 듀티제어신호 발생 후에 상기 클록신호의 레벨이 상기 제1 레벨에서 상기 제2 레벨로 변경될 때 상기 전력 스위치를 턴 온 시키는 게이트 제어 신호를 생성하는 전력 공급 장치.
13. 출력 전압에 대응하는 피드백 전압을 생성하는 피드백 회로 및 상기 출력 전압을 제어하는 전력 스위치를 포함하는 전력 공급 장치의 구동 방법에 있어서,
    피드백 전류가 생성되는 단계;
    상기 출력 전압에 대응하는 피드백 전압을 생성하기 위해 상기 피드백 회로에 상기 피드백 전류 중 제1 전류가 공급되는 단계;
    상기 피드백 전류 중 제2 전류가 흐르는 경로가 형성되고, 상기 경로의 임피던스가 상기 전력 스위치의 스위칭 한 주기 중 증가되는 단계; 및
    상기 피드백 전류 중 제3 전류를 이용하여 상기 전력 스위치의 턴 오프 시점을 제어하기 위한 임계 전압이 생성되는 단계를 포함하는 전력 공급 장치의 구동 방법.
14. 제13항에 있어서,
    상기 경로의 임피던스가 상기 전력 스위치의 스위칭 한 주기 시점으로부터 소정의 초기 기간 동안 일정한 단계를 더 포함하는 전력 공급 장치의 구동 방법.
15. 제13항에 있어서,
    상기 경로는 저항 및 커패시터를 포함하고,
    상기 경로의 임피던스가 증가되는 단계는,
    상기 제2 전류에 의해 커패시터가 충전되는 단계, 및
    상기 커패시터의 충전에 의해 상기 제2 전류가 감소되는 단계를 포함하는 전력 공급 장치의 구동 방법.
16. 제15항에 있어서,
    상기 제2 전류는 상기 저항 및 상기 커패시터에 의해 결정되는 시상수에 따라 지수함수 형태로 감소하는 전력 공급 장치의 구동 방법.
17. 제13항에 있어서,
    상기 임계 전압과 상기 전력 스위치에 흐르는 전류에 대응하는 감지 전압을 비교하여 상기 전력 스위치의 턴 오프 시점을 결정하는 단계를 더 포함하는 전력 공급 장치의 구동 방법.
18. 제17항에 있어서,
    상기 제2 전류는 감소기울기가 감소하는 형태로 감소하고, 상기 제3 전류는 상승기울기가 감소하는 형태로 증가하는 전력 공급 장치의 구동 방법.
    
    

Images