JP2012253900A - スイッチング電源装置及びそれを用いたｌｅｄ照明装置 - Google Patents

Abstract

【課題】入力電圧の変化や負荷の定格電圧がばらついても、出力電流（出力電圧）が高精度に一定とである定電流特性を有するスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】トランスの第３の巻線５３の電流値を検出し、２次巻線５２に電流が流れている時間にＨレベルの信号を出力し、２次巻線５２に電流が流れていない時にＬレベルの信号を出力する２次電流オン時間検出回路９と、２次電流オン時間検出回路９の出力と第１電圧比較器８に入力される第１基準電圧とを乗算する乗算器１０と、乗算器１０の出力と第２基準電圧１２との電圧差または乗算器１０の出力と第２基準電圧１２とが同じ場合は、出力電圧を保持するエラーアンプ１１とを備え、エラーアンプ１１の出力電圧が第１基準電圧として用いられているスイッチング電源装置。
【選択図】図１

Description

本発明は、トランスを用いたスイッチング電源装置に関するものである。

電気機器、電子機器において、機器の安定動作させるためあるいは破損を抑制するため、駆動用の電力を供給する電源装置には、出力電流（出力電圧）が一定であることが要求される。電源の負荷が変動した場合でも、出力電流を一定にする技術として、二次電流が流れている時間を検出し、スイッチング電源のスイッチング周期に対する二次電流が流れている時間、すなわち、オンデューティを一定にする技術がある（特開２００９−１１０７３号公報等参照）

従来のスイッチング電源装置について図面を参照して説明する。図８は従来のスイッチング電源装置のブロック図であり、図９は図８に示すスイッチング電源装置の一部を構成する２次電流オン期間検出回路、２次電流検出遅れ時間補正回路及び２次電流オンデューティ制御回路を示すブロック図であり、図１０は図８に示すスイッチング電源装置の定電流領域における信号波形を示すタイミングチャートである。

図８に示すように、スイッチング電源装置は、パワーＭＯＳＦＥＴを用いたスイッチング素子１と、フライバックトランス１１０とを備えており、スイッチング素子１をスイッチングさせることで、フライバックトランス１１０の１次側の巻線に電流を流し、２次側の巻線に電流を発生させ、出力電圧を得るものである。

スイッチング電源装置において、スイッチング素子１がオンの期間においてスイッチング素子１に流れる電流（スイッチング電流とする）のピーク値をＩｐｋ１、２次電流が流れている期間をＴ１、２次電流が流れている期間と流れていない期間との和をＴ３、１次巻線の巻き数をＮ１、２次巻線の巻き数をＮ２、出力電流Ｉｏｕｔとすると、Ｉｏｕｔ＝（１／２）×（Ｎ１／Ｎ２）×（Ｔ１／Ｔ３）×Ｉｐｋ１となる。この式において、Ｉｐｋ１はレギュレータによって制御されており一定であるので、Ｉｏｕｔを一定にするためには、Ｔ１／Ｔ３を一定にすればよい。

そのため、スイッチング電源装置では、２次電流オン期間検出回路で２次電流が流れている時間Ｔ１を検出している。そして、２次電流オン期間検出回路で検出した２次電流が流れている時間Ｔ１に基づいて、２次電流オンデューティ制御回路でスイッチング素子１のオンデューティを制御している。

２次電流オン期間検出回路は２次電流の検出として、補助巻線に流れる電流を検出し、その電流値と基準電圧とを比較して、２次電流の流れている時間としている。しかしながら、実際の２次電流の流れている時間とずれが生じてしまう。

図９を用いて詳しく説明すると、スイッチング素子１はオンになったときから徐々に電流値が上昇する。スイッチング素子１はオフになる直前で、最大電流Ｉｐｋ１が流れる。そして、スイッチング素子１がオフになるとともに、補助巻線１１３に電圧が発生し、２次巻線に２次電流が発生する。図９に示しているように、２次電流はスイッチング素子１がオフになったとき最大電流Ｉｐｋ２が流れ徐々に小さくなる。補助巻線の電圧は徐々に下降するため、２次電流オン期間検出回路６による２次電流オフの検出はΔＴ１（検出遅れ時間）だけ遅れてしまう。すなわち、２次電流オン期間検出回路が検出する２次電流オン期間Ｔ１１＝Ｔ１＋ΔＴ１となる。この２次電流オフの検出遅れ時間を２次電流検出遅れ時間補正回路で補正することで、出力電流が一定になるように補正している。なお、遅れ時間の補正は、補正回路内に含まれる定電流源とコンデンサで設定している。

特開２００９−１１０７３号公報

上述した従来のスイッチング電源回路では、Ｔ１／Ｔ３を一定にすることで、出力電流Ｉｏｕｔを一定にしている。上述しているように、Ｔ１／Ｔ３を一定にすることで、出力が一定になるには、スイッチング電流のピーク値Ｉｐｋ１が一定でなくてはならない。

しかしながら、電源アダプタや電気製品の電源回路等、商用の交流電源を全波整流して電圧を変換するような場合、図８に示すトランスに印加される電圧は脈流になる場合がある。特に、力率を考慮して設計された電源回路の場合、交流電源を全波整流した後の平滑容量を小さくしているため、トランスの印加電圧が交流の周期に合わせて低下する場合がある。

トランスに印加される電圧が低下すると、スイッチング電流のピーク値が規定値（Ｉｐｋ１）まで上昇しない場合があり、Ｔ１／Ｔ３を一定にするだけでは、出力電流を一定にすることができない。

さらに、２次電流オン期間検出回路による検出遅れ時間は、トランスの寄生容量などで変動するため正しく補正されない場合が多く、その結果、２次電流オン期間にばらつきが発生し、出力電流が一定でなくなるという問題もある。

そこで、本発明は、入力電圧の変化や負荷の定格電圧がばらついても、出力電流（出力電圧）が高精度に一定である定電流特性を有するスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため本発明は、１次巻線、２次巻線及び前記１次巻線側に配置された第３の巻線を含むトランスと、前記トランスの１次巻線に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子に流れるスイッチング電流のピーク値を検出する第１電圧比較器と、前記第１電圧比較器の出力に基づいて前記スイッチング素子をスイッチング制御するスイッチング制御電圧を生成するスイッチング制御信号生成回路とを備えた絶縁型スイッチング電源装置において、前記トランスの第３の巻き線の電流値を検出し、前記２次巻線に電流が流れている時間にＨレベルの信号を出力し、前記２次巻線に電流が流れていない時にＬレベルの信号を出力する２次電流オン時間検出回路と、前記２次電流オン時間検出回路の出力と前記第１電圧比較器に入力される第１基準電圧とを乗算する乗算器と、前記乗算器の出力と第２基準電圧との電圧差または前記乗算器の出力と前記第２基準電圧とが同じ場合は、出力電圧を保持するエラーアンプと、を備え、前記エラーアンプの出力電圧が前記第１基準電圧として用いられていることを特徴とする。

この構成によると、前記エラーアンプの出力が前記スイッチング電流の最大値を検出する第１電圧比較器の基準電圧と等しく、第３の巻線の電圧波形を整形して得られる方形波のデューティ比とスイッチング素子に流れる電流の最大値との積があらかじめ設定された値になる様にスイッチング素子に流れる最大電流を制御している。

前記スイッチング電源の出力特性に定電流垂下特性を持たせることが可能となるとともに、電源の入力電圧が低下した際にはスイッチング電流の最大値を下げてデューティ比を大きくすることにより出力電流の低下を防ぐことが可能となる。

上記構成において、前記乗算器は、前記第１基準電圧をバッファする第２バッファ回路と、前記２次電流オン時間検出回路の出力がＨレベルのとき、前記第１基準電圧と前記２次電流オン時間検出回路の出力とを掛け合わせた電圧を出力し、前記２次電流オン時間検出回路の出力がＬレベルのとき、０Ｖを出力するチョッピング回路と、前記チョッピング回路の出力電圧を平滑化する平滑回路とを備えていてもよい。

この構成によると、スイッチング電流のピーク値と二次電流が流れているデューティ比との積に応じた電圧を出力することが可能となる。

上記構成において、前記２次電流オン時間検出回路は、前記第３の巻線の電圧が大きく変化したことを検出する２次電流終止検出回路と、前記スイッチング素子がオフした時間からあらかじめ決められた時間、Ｈレベルの信号を出力するタイマー回路と、前記タイマー回路の出力と前記２次電流終止検出回路の出力が入力されるＮＯＲ回路と、前記スイッチング制御電圧の立下りでセットされ、前記ＮＯＲ回路の出力でリセットされる第２のフリップフロップを備えていてもよい。

この構成によると、前記スイッチング素子がオフのときのノイズ（スパイクノイズ）によって２次電流オン時間検出回路の誤動作を防ぐと共に２次巻線に電流が流れている時間を正確に検出することが可能となる。

上記構成において、前記タイマー回路がＨレベルの信号を出力する時間は、前記第３のスパイクノイズが発生してから収束するまでの時間とすることができる。

上記構成において、前記２次電流終止検出回路は、前記第３の巻線の電圧波形の変化分を取り出すハイパスフィルタと、前記ハイパスフィルタをバイアスする基準電圧源と、前記ハイパスフィルタの出力と０Ｖとを比較し、前記第３の巻線の電圧波形の減少量が前記基準電圧源の電圧以上に減少したときにＬレベルの信号を出力する第３電圧比較器を備えていてもよい。

この構成によると、２次巻線の電流が流れ終わった際の第３の巻線の電圧波形の変化分を前記ハイパスフィルタで取り出し基準電圧源の電圧と加算し、減少量が前記基準電圧源の電圧以上に減少した際に前記電圧比較器がＬレベルの信号を出力して二次側電流が終止する時間を検出する。これにより、２次巻線に電流が流れ終わった時間を精度よく検出することが可能となる。

上記構成において、前記発振回路はＨレベルの信号が入力されたときリセットされるリセット端子を備えており、前記２次電流オン時間検出回路は、スイッチング素子がオンしているとき、及び、スイッチング素子オフ後、一定の間、Ｌレベルの信号を出力するＮＯＲ回路と、前記ＮＯＲ回路の出力と二次電流終止検出回路との論理積を前記発振回路のリセット端子に入力するＡＮＤ回路を備えていてもよい。

これにより、２次巻線の電流がゼロになった後に発生する第３の巻線の電圧波形のリンギングによるノイズを減らすことができる。

上記構成において、予め決められた設定電圧値を出力する第４基準電圧源と、前記第３の巻線の電圧と前記設定電圧値とを比較し、前記第３の巻線の電圧が前記設定電圧値を超えたときＨレベルの信号を出力する第４電圧比較器と、前記第４電圧比較器の出力信号がＨレベルのとき、前記乗算器から前記エラーアンプに入力される電圧を上昇させる加算器を備えた出力過電圧保護回路を備えていてもよい。

この構成によると、前記第３の巻線の電圧波形を整形して得られる方形波のデューティ比と前記乗算回路の出力信号に前記第３の巻線の電圧が設定値以上になったことを示す出力電圧を加算しエラーアンプに入力することで第１電圧比較器に入力される電圧を高くすることで、前記スイッチング素子を迅速にオフにすることができる。これにより、出力電圧が一定値を超えるとスイッチング素子が停止し過電圧による負荷の破壊を抑えることが可能となる。

上記構成において、前記第４基準電圧源は、前記設定電圧値を任意に設定することができるものであってもよい。

上記構成において、スイッチング電源装置の利用例として、ＬＥＤを定電流駆動するＬＥＤ照明装置を挙げることができる。

本発明によると、電源の入力電圧が低下した際にも出力電流の低下を招くことなく定電流特性を得られ、スイッチング素子オフ時のノイズによって二次電流時間検出回路の誤動作を防ぐとともに、二次側の電流がゼロになった後に発生するリンギングによるノイズを減らすことが可能であり、出力電流（出力電圧）が高精度に一定とである定電流特性を有するスイッチング電源装置を提供することができる。

本発明にかかるスイッチング電源装置の一例を示すブロック図である。 図１に示すスイッチング電源装置に含まれている２次電流オン時間検出回路のブロック図である。 図１に示すスイッチング電源装置に用いられる乗算器のブロック図である。 図１に示すスイッチング電源装置に用いられるエラーアンプのブロック図である。 発明にかかるスイッチング電源装置の複数の点での電圧波形を示すタイミングチャートである。 ２次電流オン時間検出回路の各点での電圧波形を示すタイミングチャートである。 本発明にかかるスイッチング電源装置の他の例のブロック図である。 従来のスイッチング電源装置のブロック図である。 図８に示すスイッチング電源装置の一部を構成する２次電流オン期間検出回路、２次電流検出遅れ時間補正回路及び２次電流オンデューティ制御回路を示すブロック図である。 図８に示すスイッチング電源装置の定電流領域における各信号波形のタイミングチャートである。

以下に本発明の実施形態について図面を参照して説明する。図１は本発明にかかるスイッチング電源装置の一例を示すブロック図である。図１に示すように、スイッチング電源装置は少なくとも、トランス２と、スイッチング素子３と、スイッチング電流検出回路４と、バッファ回路５と、第１フリップフロップ６と、発振回路７と、第１電圧比較器８と、２次電流オン時間検出回路９と、乗算器１０と、エラーアンプ１１と、第２基準電圧源１２と、整流平滑回路１３とを備えている。そして、スイッチング電源装置には、入力側に電圧源１が、出力側に負荷１４がそれぞれ接続されている。

電圧源１は、本発明にかかるスイッチング電源装置の入力電源であり、直流電源である。電圧源１としては、例えば、商用の交流１００Ｖを整流した後のおよそ１４０Ｖの直流電圧を出力する。

トランス２は電圧源１から出力された直流電圧を電圧変換するためのトランスであり、１次巻線５１と、２次巻線５２と、１次側に配置される第３の巻線５３とを備えている。

１次巻線５１の一端は電圧源１に、他端はスイッチング素子３に接続されている。スイッチング素子３のスイッチングにより１次巻線５１に電流を流し、２次巻線５２及び第３巻線５３に交流電圧を発生させる。

２次巻線５２には、従来よく知られた整流平滑回路１３が接続されており、２次巻線５２で発生した交流電圧を直流電圧に整流し平滑化している。そして、整流平滑回路１３で整流平滑化された電圧は、負荷１４に印加され、負荷１４を駆動している。なお、負荷１４としては、例えば、直流の低電流（定電圧）で駆動が必要なＬＥＤ１４１を挙げることができる。なお、図１に示すスイッチング電源装置は、５個のＬＥＤ１４１が直流で接続されている負荷１４を駆動する。

第３の巻線５３は一端が接地されていると共に、他端が２次電流オン時間検出回路９に接続されている。なお、第３の巻線５３は２次巻線５２と同じ極性の電圧が発生する。詳細は後述するが、２次電流オン時間検出回路９は、第３の巻線５３で発生する電流を検出することで、２次巻線５２の電流が流れている時間を検出する回路である。

スイッチング素子３は、ｎ型ＦＥＴとしているが、それには限定されず、ＭＯＳＦＥＴやバイポーラ型のトランジスタ等スイッチング動作が可能な素子を採用することができる。また、スイッチング素子３のドレインに１次巻線５１が、ゲートに第１バッファ回路５が接続されている。また、ソースはスイッチング電流検出回路４を介して接地されている。

スイッチング電流検出回路４は、スイッチング素子３のソースに流れる電流を検出する回路である。図１に示すように、スイッチング電流検出回路４は、２個の抵抗４１、４２を直列に接続した抵抗分圧回路を備えている。スイッチング素子３にソース電流が流れると、ソースと接続されているスイッチング電流検出回路４にも電流が流れる。スイッチング電流検出回路４は電流を抵抗４１、４２で分圧し、電圧信号として出力する。スイッチング電流検出回路４の出力電圧は、第１基準電圧として第１電圧比較器８に入力される。第１電圧比較器８の詳細については後述する。

バッファ回路５は、第１フリップフロップ６からの出力を、スイッチング素子３の駆動に必要な電圧／電流の出力に増幅する増幅回路である。なお、バッファ回路５については、従来よく知られたものであるので、詳細は省略する。

第１フリップフロップ６はリセットセット型フリップフロップである。第１フリップフロップ６のセットＳには、発振回路７からの信号が入力される。また、第１フリップフロップ６のリセットＲには、第１電圧比較器８からの出力が入力される。そして、第１フリップフロップ６の出力Ｑはバッファ回路５に送信する。さらに、第１フリップフロップ６の出力Ｑｘは２次電流オン期間検出回路９に用いられる後述の第２フリップフロップ２４のセットＳ及びタイマー回路２２に入力される。なお、２次電流オン期間検出回路９の詳細は後述する。

発振回路７は、本発明のスイッチング電源装置のスイッチング周波数を生成する回路である。発振回路７は従来よく知られた回路であり、詳細な説明は省略する。なお、バッファ回路５、第１フリップフロップ６及び発振回路７はスイッチング素子３の制御信号を生成するスイッチング制御信号生成回路を構成している。

第１電圧比較器８では、非反転入力側にスイッチング電流検出回路４からの電圧信号が入力されており、反転入力側にエラーアンプ１１の出力電圧が入力されている。第１電圧比較器８は、スイッチング電流検出回路４の出力電圧が、エラーアンプ１１の出力電圧よりも高くなると、Ｈレベルの信号を出力する。

２次電流オン時間検出回路９には、第３の巻線５３からの電圧が入力されている。２次電流オン時間検出回路９は、第３の巻線５３の巻線電圧波形から２次巻線５２に電流が流れている時間を検出する。そして、２次巻線５２に電流が流れている時間にＨレベルの信号を出力する回路である。そして、２次電流オン時間検出回路９からの出力は乗算器１０に入力される。なお、２次電流オン時間検出回路９の詳細については後述する。

乗算器１０は、２次電流オン時間検出回路９からの出力と、エラーアンプ１１の出力とが入力されている。乗算器１０は、スイッチング周期に対する２次電流オン時間検出回路９がＨレベルを出力している時間の割合である電流オンデューティ比とスイッチング電流の最大値とをかけ算した値に比例した電圧を出力する回路である。乗算器１０の出力はエラーアンプ１１に入力している。なお、乗算器１０の詳細については後述する。

エラーアンプ１１は、乗算器１０の出力電圧と、第２基準電圧源１２の出力電圧とを比較し、その比較結果を平滑化して出力している。その平滑化された出力は、乗算器１０及び第１電圧比較器８に入力している。

本発明にかかるスイッチング電源装置のさらに詳細について図面を参照して説明する。図２は図１に示すスイッチング電源装置に含まれている２次電流オン時間検出回路のブロック図である。図２に示すように、２次電流オン時間検出回路９は、２次電流終止検出回路２１と、タイマー回路２２と、ＮＯＲ回路２３と、第２フリップフロップ２４と、ノイズ削減回路２９とを備えている。

２次電流終止検出回路２１は、第３基準電圧源２５と、第３電圧比較器２６と、キャパシタ２７と、抵抗２８とを備えている。キャパシタ２７と抵抗２８とでハイパスフィルタが形成されている。２次電流終止検出回路２１は、トランス２の２次巻線５２に電流が流れている時間Ｈレベルの信号を出力し、電流が流れなくなるとＬレベルの信号を出力する回路である。第３の巻線５３の電圧はキャパシタ２７を介して変化成分だけが第３電圧比較器２６の非反転入力側に入力される。このとき、抵抗２８及び第３基準電圧源２５による直流バイアスが印加されている。また、第３電圧比較器２６の反転入力側は接地されている。

ＮＯＲ回路２３は２次電流終止検出回路２１の出力と、タイマー回路２２からの出力の論理和の反転を出力している。第２フリップフロップ２４はリセットセットフリップフロップであり、セットＳには第１フリップフロップ６の反転出力Ｑｘからの信号が入力している。また、ＮＯＲ回路２３の出力がリセットＲに入力している。

ノイズ削減回路２９は、スイッチング電源装置において、２次電流終止検出回路２１の出力が、スイッチング素子３がオフになってから一定の時間後に２次電流が流れ終わり、その後、再び２次電流が流れ始めようとするときに、発生するリンギングによるノイズを減らす回路である。

図２に示すように、ノイズ削減回路２９は、ＮＯＲ回路３５と、ＡＮＤ回路３６とを含む構成となっている。また、発振回路７はリセット入力端子を備えており、リセット信号が入力されると発振がリセットされるとともに、Ｈレベルの信号を出力し、発信回路で設定されている時間、Ｈレベルの信号を出力した後、Ｌレベルの信号を出力する。ＡＮＤ回路３６は、ＮＯＲ回路２３の出力と、２次電流終止検出回路２１の出力の論理積を発振回路７に出力している。

つぎに、乗算器について新たな図面を参照して説明する。図３は図１に示すスイッチング電源装置に用いられる乗算器のブロック図である。乗算器１０は、第２バッファ回路１８と、チョッピング回路１９と、平滑回路２０とを含んでいる。

第２バッファ回路１８は、エラーアンプ１１の出力電圧を増幅し、チョッピング回路１９に印加する。チョッピング回路１９は図３に示すように、ｐ型ＦＥＴＱ１とｎ型ＦＥＴＱ２とを直列に接続している。両ＦＥＴには、制御信号として２次電流オン時間検出回路９の出力信号が用いられている。制御信号がＨレベルの信号のとき、出力端子はグランドに接続され０Ｖとなる。制御信号がＬレベルの信号のとき、出力端子は電圧入力端子と接続され第２バッファ回路１８の出力電圧を出力する。なお、チョッピング回路の構成は上述のものに限定されるものではない。

平滑回路２０は、抵抗Ｒ２１とキャパシタＣ２１とを含むローパスフィルタである。平滑回路２０は、チョッピング回路１９からの出力電圧を平滑して平均電圧を生成する。なお、平滑回路２０もこの構成に限定されるものではなく、チョッピング回路１９からの出力電圧を平滑化できる回路を広く採用することが可能である。

乗算器１０は、チョッピング回路１９で２次電流オン時間検出回路９のオンデューティ比でエラーアンプ１１の出力であるスイッチング電流の最大値に比例した電圧をチョッピングし、さらに平滑回路２０で平滑化することで、２次側オンデューティ比にスイッチング電流の最大値を乗じた値に比例した値を得る。

エラーアンプ１１について図面を参照して説明する。図４は図１に示すスイッチング電源装置に用いられるエラーアンプのブロック図である。図４に示すようにエラーアンプ１１は、第２電圧比較器３０と、平滑回路３１とを備えている。

第２電圧比較器３０は、電流オンデューティ比とスイッチング電流の最大値とをかけ算した値に比例した電圧が反転入力側に入力され、第２基準電圧源１２が非反転入力側に入力されている。電流オンデューティ比とスイッチング電流の最大値とをかけ算した値が、第２基準電圧源１２の電圧より大きいときＬレベルの信号を出力し、第２基準電圧源１２の電圧より小さいときはＨレベルの信号を出力する。

平滑回路３１は、抵抗Ｒ３１とキャパシタＣ３１とを有する従来よく知られたローパスフィルタであり、第２電圧比較器３０の出力を平滑化している。ローパスフィルタの時定数は、スイッチング周期に比べて１０以上大きい値とされており、リップルが実用上問題ないレベルまで下げられる。なお、平滑回路３１はこれに限定されるものではなく、リップルが実用上問題ないレベルまで下がる構成の回路を採用することが可能である。

本発明にかかるスイッチング電源装置の動作について説明する。発振回路７の周期をＴｃ、２次電流オン時間検出回路９がＨレベル信号を出力する時間（２次巻線５２に電流が流れている時間）をＴｒｅｓ、スイッチング素子３に流れる電流の最大値をＩｐｋ１、２次巻線５２に流れる電流の最大値をＩｐｋ２、１次巻線５１の巻き数をＮ１、２次巻線５２の巻き数をＮ２、負荷１４に流れる平均電流をＩｏｕｔ（スイッチング電源装置の出力電圧）とすると、一般に、出力電圧Ｉｏｕｔは以下の式で表される。
Ｉｏｕｔ＝（１／２）・（Ｎ１／Ｎ２）・（Ｔｒｅｓ／Ｔｃ）・Ｉｐｋ１（式１）
１次巻線５１の巻き数Ｎ１及び２次巻線５２の巻き数Ｎ２は固定値であるので、Ｉｏｕｔを一定にするためには、｛（Ｔｒｅｓ／Ｔｃ）・Ｉｐｋ１｝の値を一定にすればよい。

乗算器１０は２次電流オン時間検出回路９の出力のＨレベル信号、Ｌレベル信号に合わせて、スイッチング電流の最大値をチョッピングする。すなわち、２次電流オン時間検出回路９の出力がＨレベルの信号のときはスイッチング電流の最大値を出力し、２次電流オン時間検出回路９の出力がＬレベルの信号のときは０Ｖを出力する。乗算器１０は、出力電圧を十分に平滑化することで、２次側オンデューティ比にスイッチング電流の最大値を乗じた値に比例した電圧を出力する。

この乗算器１０の出力電圧をエラーアンプ１１に入力し第２基準電圧源１２からの電圧と比較する。乗算器１０の出力電圧が第２基準電圧源１２からの電圧より低い場合、すなわち、出力電流Ｉｏｕｔが小さい場合はエラーアンプ１１の出力電圧が上昇してスイッチング最大電流が上昇する。また乗算器１０の出力電圧が第２基準電圧源１２からの電圧より高い場合、すなわち、出力電流Ｉｏｕｔが大きい場合はエラーアンプ１１の出力電圧が減少しスイッチング最大電流が低下する。この結果、２次側オンデューティ比にスイッチング電流の最大値を乗じた値に比例する電圧、すなわち、出力電流に比例した電圧が第２基準電圧源１２の電圧に収束し、一定（略一定）の出力電圧が出力される。

スイッチング電源装置の動作について図面を参照して詳しく説明する。図５は本発明にかかるスイッチング電源装置の複数の点での電圧波形を示すタイミングチャートである。なお、図５に示すａ点からｄ点は図１に図示しており、ｉ点は図３に図示している。

発振回路７の出力は第１フリップフロップ６のセットＳに入力されており、第１フリップフロップ６の出力Ｑは、セットＳの立ち上がりに合わせてＨレベルの信号を出力する。第１バッファ回路５は第１フリップフロップ６の出力信号をスイッチング素子３の駆動のために十分な電圧（電流）に増幅している。そして、スイッチング素子３は第１バッファ回路５からの信号（Ｈレベルの信号）に合わせてオンされる。

スイッチング素子３がオンになるとスイッチング素子３及び１次巻線５１に電流が流れる。その電流波形は、時間とともに直線的に増加し、最大値はＩｐｋ１となる（図５参照）。また、１次巻線５１と接続されているスイッチング素子３に流れる電流を検出するスイッチング電流検出回路４の出力電圧の波形は、１次巻線５１の電流波形と相似形である。

スイッチング電流検出回路４の抵抗値をＲとすると、１次巻線５１の電流がＩｐｋ１に到達したときのスイッチング電流検出回路４の出力電圧Ｖｐｋ１は次の式で表される。
Ｖｐｋ１＝Ｒ・Ｉｐｋ１（式２）
なお、図１に示すような抵抗分圧を行うスイッチング電流検出回路４の抵抗値Ｒは、抵抗４１及び抵抗４２の抵抗値をＲ４１、Ｒ４２とすると、Ｒ＝Ｒ４１／（Ｒ４１＋Ｒ４２）で与えられる。すなわち、抵抗Ｒは、スイッチング電流検出回路４の構成によって一義的に決定されるものである。

第１電圧比較器８は、スイッチング電流検出回路４より出力される電圧とエラーアンプ１１より出力される電圧とを比較し、スイッチング電流検出回路４より出力される電圧がエラーアンプ１１から出力される電圧より高くなるとＨレベルの信号を第１フリップフロップ６のリセットＲに入力する。これにより、第１フリップフロップ６の出力ＱはＬレベルの信号を第１バッファ回路５に入力する。第１バッファ回路５はＬレベルの信号をスイッチング素子３に入力し、スイッチング素子３はオフし、１次巻線５１の電流はゼロになる。その後、発振回路７より再びＨレベルの信号が出力され、上記動作を繰り返す。

スイッチング電源装置が上記動作を行っているとき、第３の巻線５３の出力電圧（ａ点の電圧）の電圧波形は、図５に示すとおりである。２次巻線５２に電流が流れている時間、すなわち、Ｔｒｅｓの期間は高電圧となっている。そして、２次巻線５２に電流が流れなくなった時点でａ点の電圧は減少し始める。

２次電流オン時間検出回路９は、ａ点の電圧が減少し始める点を検出し、Ｌレベルの信号を出力するとともに、次にスイッチング素子３がオフになる時間までＬレベルの信号の出力を保持する（図５参照）。また、２次電流オン時間検出回路９は２次巻線５２に電流が流れている間Ｈレベルの信号を出力する。

ここで、２次電流オン時間検出回路の動作について図面を参照して詳しく説明する。図６は２次電流オン時間検出回路の各点での電圧波形を示すタイミングチャートである。

２次電流オン時間検出回路９において、２次電流終止検出回路２１は、キャパシタ２７の電圧変化速度が遅いとき、第３電圧比較器２６の非反転入力側には基準電圧２５が印加されており、第３電圧比較器２６からは、Ｈレベルの信号が出力される。また、キャパシタ２７の電圧変化が、第３基準電圧源２５の電圧をキャパシタ２７と抵抗２８によって決まる時定数で除した値よりも大きな値で減少した場合、非反転入力側の電圧は反転入力側の電圧（接地されているので０Ｖ）よりも低くなり、第３電圧比較器２６はＬレベルの信号を出力する。

すなわち、第３の巻線５３の電圧が急速に減少し始める瞬間、つまり、２次巻線５２に２次電流が流れなくなる時間に第３電圧比較器２６はＬレベルの信号を出力する。そして、第３基準電圧源２５の電圧が小さいほど、また、抵抗２８が大きいほど小さな電圧減少速度で第３電圧比較器２６がＬレベルの信号を出力するようになり、２次電流が流れなくなる時間を精度良く検出することができるようになる。

図６に示すように、２次側電流終止検出回路の出力電圧には、スイッチング素子３がオンになった直後、Ｔｒｅｓ期間の前半部分に出力が細かく切り替わっている。これは、スイッチング素子３がオンになったときの第３の巻線５３のスパイクノイズである。このスパイクノイズによるスイッチング素子３の制御への影響を取り除くため、タイマー回路２２及びＮＯＲ回路２３が用いられている。

タイマー回路２２は、第１フリップフロップ６の出力の反転した信号Ｑｘが入力されており、信号Ｑｘが立ち上がる時間、すなわち、スイッチング素子がオフする時間から所定の時間（スパイクノイズが発生する時間）だけＨレベルの信号を出力する。タイマー回路２２の出力はＮＯＲ回路２３に入力されているので、少なくとも、タイマー回路２２からＨレベルの信号が入力されている期間は、ＮＯＲ回路２３からＬレベルの信号が出力される。

これにより、スイッチング素子３のオフ時の第３の巻線５３の電圧のスパイクノイズによって２次電流終止検出回路２１からＬレベルの信号が出力されるのを無効にしている。タイマー回路２２で設定されている時間の後、２次電流終止検出回路２１は安定してＨレベルの信号を出力し、タイマー回路２２からの出力はＬレベルになる。これにより、ＮＯＲ回路２３からはＬレベルの信号が出力される。

さらにその後、２次巻線５２に２次電流が流れなくなって第３の巻線５３の電圧が低下し始めると、２次電流終止検出回路２１はＬレベルの信号を出力し、ＮＯＲ回路２３はＨレベルの信号を出力する。ＮＯＲ回路２３の出力は第２フリップフロップ２４のリセットＲに入力している。また、第２フリップフロップ２４のセットＳには、第１フリップフロップ６の出力Ｑの反転出力Ｑｘが入力されている。

このことから、第２フリップフロップ２４はスイッチング素子３がオフする時間、第２フリップフロップ２４の出力Ｑ、すなわち、２次電流オン時間検出回路９がＨレベルの信号を出力する。そして、第３の巻線５３に電流が流れなくなる、つまり、２次巻線５２に電流が流れなくなると、第２フリップフロップ２４の出力Ｑ、すなわち、２次電流オン時間検出回路９がＬレベルの信号を出力する。以上のように、２次電流オン時間検出回路９は、２次巻線５２に２次電流が流れている時間だけ、精度良くＨレベルの信号を出力する。

また、図２に示すように、２次電流オン時間検出回路９には、ＮＯＲ回路３５と、ＡＮＤ回路３６とを含むノイズ削減回路２９が備えられている。また、発振回路７はリセット入力端子を備えており、リセット信号が入力されると発振がリセットされるとともに、Ｈレベルの信号を出力し、発信回路で設定されている時間、Ｈレベルの信号を出力した後、Ｌレベルの信号を出力する。

ＡＮＤ回路３６は、ＮＯＲ回路３５の出力と、２次電流終止検出回路２１の出力の論理積を出力している。ＡＮＤ回路３６の出力は発振回路７のリセット信号となっている。ＡＮＤ回路３６は、スイッチング素子３がオフになって一定の時間が経過したのち再びＨレベルの信号を出力する。すなわち、第３の巻線５３がリンギングを開始しようとする時間にＨレベルに立ち上がる信号を出力する。この時間に発振回路７をリセットし、スイッチング素子３をオンにすることで、２次巻線５２の電流がゼロになった後に発生する、第３の巻線５３のリンギングによるノイズを減らすことができる。

乗算器１０は、エラーアンプ１１の出力に２次電流オン時間検出回路９の出力がＨレベルの時間のデューティ比を乗じた値に比例した電圧を出力しており、その電圧波形は図５に示すとおりである。乗算器１０は、チョッピング回路１９で２次電流オン時間検出回路９のオンデューティ比でエラーアンプ１１の出力であるスイッチング電流の最大値に比例した電圧をチョッピングし、さらに平滑回路２０で平滑することで、２次側オンデューティ比にスイッチング電流の最大値を乗じた値に比例した値を得る。乗算器１０の出力電圧をＶｐ、エラーアンプの出力電圧をＶｅｏとするとＶｐは以下の式で表される。
Ｖｐ＝（Ｔｒｅｓ／Ｔｃ）・Ｖｅｏ （式３）

エラーアンプ１１は、第２基準電圧源１２の電圧をＶｒｅｆとすると、乗算器１０の出力電圧ＶｐがＶｒｅｆより高い場合Ｌレベルの信号を、ＶｐがＶｒｅｆよりも低い場合Ｈレベルの信号を出力する。もし、ＶｐとＶｒｅｆとが等しい場合、エラーアンプ１１から出力電流が流れず、出力電圧が保持される。

エラーアンプ１１の出力は第１電圧比較器８の基準電圧となっており、スイッチング電流の最大値は以下の関係を満たす。
Ｖｅｏ＝Ｒ・Ｉｐｋ１ （式４）

ここで、出力電流が大きい、すなわち、乗算器１０の出力電圧Ｖｐが第２基準電圧源１２の電圧Ｖｒｅｆよりも高い場合、エラーアンプ１１の出力電圧Ｖｅｏは低下する。これにより、スイッチング制御電圧が制御され、スイッチング電流の最大値が減少する方向に制御され、出力電流が減少する。逆に、出力電流が小さい、すなわち、乗算器１０の出力電圧Ｖｐが第２基準電圧源１２の電圧Ｖｒｅｆよりも低い場合、エラーアンプ１１の出力電圧Ｖｅｏは上昇する。これにより、スイッチング電流の最大値は増加する方向に制御され、出力電圧が上昇する。このように制御されることで、乗算器１０の出力電圧Ｖｐは第２基準電圧源１２の電圧Ｖｒｅｆに収束していき、スイッチング電源装置の出力電流は一定値に収束する。このことから、
Ｖｐ＝Ｖｒｅｆ （式５）
となる。

式３、式４、式５から乗算器１０の出力電圧Ｖｐとエラーアンプ１１の出力電圧Ｖｅｏを消去すると、
Ｖｒｅｆ＝（Ｔｒｅｓ／Ｔｃ）・Ｒ・Ｉｐｋ１
Ｉｐｋ１＝（Ｔｃ／Ｔｒｅｓ）・（Ｖｒｅｆ／Ｒ） （式６）
となる。式１と式６とから、出力電流Ｉｏｕｔは、
Ｉｏｕｔ＝（１／２）・（Ｎ１／Ｎ２）・（Ｖｒｅｆ／Ｒ）
で表される。ここで、１次巻線５１の巻き数Ｎ１、２次巻線５２の巻き数Ｎ２、第２基準電圧源１２の電圧値Ｖｒｅｆ及びスイッチング電流検出回路４の抵抗値Ｒはスイッチング電源装置ごとに固定の値であるので、出力電流Ｉｏｕｔは一定値になる。

以上のように、本発明のスイッチング電源装置では、乗算器１０とエラーアンプ１１を用いることで、第１電圧比較器８の基準電圧値を一定の値に収束させ、１次巻線５１に供給される電流を制御し、出力電流Ｉｏｕｔは入力電圧にかかわらず一定の出力となる。また、本発明にかかるスイッチング電源装置では、第３の巻線５３のリンギングノイズを減らすことが可能となっている。

以上のように一定値の出力電流を得ることができるスイッチング電源装置でＬＥＤを定電流駆動することが可能であり、ちらつき等が発生するのを抑制することが可能である。

本発明にかかるスイッチング電源装置の他の例について図面を参照して説明する。図７は本発明にかかるスイッチング電源装置の他の例のブロック図である。図７に示すようにスイッチング電源装置は、出力過電圧保護回路３２を備えている以外は、図１に示すスイッチング電源装置と同じ構成を有しており実質上同じ部分には同じ符号を付すとともに、詳細な説明は省略する。

図７に示すスイッチング電源装置には、負荷１４（ＬＥＤ１４１）にかかる電圧が一定値以上にならないように、出力電圧を抑える出力電圧保護回路３２が備えられている。スイッチング電源装置において、出力電圧Ｖｏｕｔ、第３の巻線５３の電圧Ｖ３、第３の巻線５３の巻き数Ｎ３とすると、第３の巻線５３の電圧Ｖ３と出力電圧Ｖｏｕｔとの間には次の式で表す関係がある。
Ｖ３＝（Ｎ３／Ｎ２）・Ｖｏｕｔ（式７）
例えば、スイッチング電源装置に接続されている負荷１４に印加する電圧（出力電圧）を制限電圧Ｖｏｍまでに制限する場合、第３の巻線５３の電圧を、（Ｎ３／Ｎ２）・Ｖｏｍになったときあるいは上回ったときにスイッチング素子３をオフにすれば出力電圧Ｖｏｕｔが制限電圧Ｖｏｍを超えるのを抑えることができる。

出力電圧Ｖｏｕｔが制限電圧Ｖｏｍを超えるのを抑えるため、図７に示すスイッチング電源装置では、出力過電圧保護回路３２を備えている。出力過電圧保護回路３２は、加算回路１５と、第４電圧比較器１６と、第４基準電圧源１７とを備えている。

加算回路１５は乗算器１０の出力とエラーアンプ１１の入力との間に配置されている。加算回路１５は内部電源電圧との間にスイッチ回路を設けた構造となっている。第４電圧比較器１６は、第３の巻線５３の電圧が反転入力側に第４基準電圧源１７からの電圧が入力され、非反転入力側に第３の巻線５３の電圧が入力されている。第４電圧比較器１６は第３の巻線５３からの電圧が、第４基準電圧源１７からの電圧よりも低いとき、Ｌレベルの信号を出力し、第４基準電圧源１７からの電圧よりも高くなるとＨレベルの信号を出力する。

第４電圧比較器１６の出力は、加算回路１５のスイッチ回路をオンにする制御信号として用いられており、第３の巻線５３の電圧が、第４基準電圧源１７の電圧よりも高いとき、スイッチ回路はオンになる。スイッチ回路はオンになると、乗算器１０からエラーアンプ１１への入力に電圧を印加するように構成されており、エラーアンプ１１の入力電圧が上昇し、それによって、エラーアンプ１１の出力電圧が下がる。これにより、上述したように、スイッチング電流の最大値を下げ、スイッチング電源装置の出力電圧が降下する。このような出力過電圧保護回路３２によって、出力電圧が制限電圧を超えるのを抑えることができる。なお、第４基準電圧源１７は所定の電圧信号を出力するものとしているが、それに限定されるものではなく、一定の範囲で変更できるようになっていてもよい。

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明はこの内容に限定されるものではない。また本発明の実施形態は、発明の趣旨を逸脱しない限り、種々の改変を加えることが可能である。

本発明にかかるスイッチング電源装置は、出力電流が精度よく一定に保たれることから、定電流駆動を要する負荷の駆動に適している。中でも、ＬＥＤを負荷とするＬＥＤ照明の電源として用いることによって、電源電圧の変動や、ＬＥＤの電圧の変動による照明装置の輝度ばらつきを抑えることが可能である。

１ 電圧源
２ トランス
３ スイッチング素子
４ スイッチング電流検出回路
５ 第１バッファ回路
６ 第１フリップフロップ
７ 発振回路
８ 第１電圧比較器
９ ２次電流オン時間検出回路
１０ 乗算器
１１ エラーアンプ
１２ 第２基準電圧源
１３ 整流平滑回路
１４ 負荷
１４１ ＬＥＤ
１５ 加算回路
１６ 第４電圧比較器
１７ 基準電圧源
１８ 第２バッファ回路
１９ チョッピング回路
２０ 平滑回路
２１ ２次電流終止検出回路
２２ タイマー回路
２３ ＮＯＲ回路
２４ 第２フリップフロップ
２５ 基準電圧源
２６ 第３電圧比較器
２７ キャパシタ
２８ 抵抗
３０ 第２電圧比較器
３１ 平滑回路
３５ ＮＯＲ回路
３６ ＡＮＤ回路
５１ １次巻線
５２ ２次巻線
５３ 第３の巻線

Claims (9)

1. １次巻線、２次巻線及び前記１次巻線側に配置された第３の巻線を含むトランスと、
   前記１次巻線に接続されたスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子に流れるスイッチング電流のピーク値を検出する第１電圧比較器と、
   前記第１電圧比較器の出力に基づいて前記スイッチング素子をスイッチング制御するスイッチング制御電圧を生成するスイッチング制御信号生成回路とを備えた絶縁型スイッチング電源装置において、
   前記トランスの第３の巻き線の電流値を検出し、前記２次巻線に電流が流れている時間にＨレベルの信号を出力し、前記２次巻線に電流が流れていない時にＬレベルの信号を出力する２次電流オン時間検出回路と、
   前記２次電流オン時間検出回路の出力と前記第１電圧比較器に入力される第１基準電圧とを乗算する乗算器と、
   前記乗算器の出力と第２基準電圧との電圧差を出力する、又は、前記乗算器の出力と前記第２基準電圧とが同じ場合は出力電圧を保持するエラーアンプと、を備え、
   前記エラーアンプの出力電圧が前記第１基準電圧として用いられることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記乗算器は、
   前記第１基準電圧をバッファする第２バッファ回路と、
   前記２次電流オン時間検出回路の出力がＨレベルのとき、前記第１基準電圧と前記２次電流オン時間検出回路の出力とを掛け合わせた電圧を出力し、前記２次電流オン時間検出回路の出力がＬレベルのとき、０Ｖを出力するチョッピング回路と、
   前記チョッピング回路の出力電圧を平滑化する平滑回路とを備えている請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記２次電流オン時間検出回路は、
   前記第３の巻線の電圧が大きく変化したことを検出する２次電流終止検出回路と、
   前記スイッチング素子がオフした時間からあらかじめ決められた時間、Ｈレベルの信号を出力するタイマー回路と、
   前記タイマー回路の出力と前記２次電流終止検出回路の出力が入力されるＮＯＲ回路と、
   前記スイッチング制御電圧の立下りでセットされ、前記ＮＯＲ回路の出力でリセットされる第２のフリップフロップを備えている請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記タイマー回路がＨレベルの信号を出力する時間は、前記第３のスパイクノイズが発生してから収束するまでの時間である請求項３に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記２次電流終止検出回路は、
   前記第３の巻線の電圧波形の変化分を取り出すハイパスフィルタと、
   前記ハイパスフィルタをバイアスする基準電圧源と、
   前記ハイパスフィルタの出力と０Ｖとを比較し、前記第３の巻線の電圧波形の減少量が前記基準電圧源の電圧以上に減少したときにＬレベルの信号を出力する第３電圧比較器を備えている請求項３または請求項４に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記発振回路はＨレベルの信号が入力されたときリセットされるリセット端子を備えており、
   前記２次電流オン時間検出回路は、
   スイッチング素子がオンしているとき、及び、スイッチング素子オフ後、一定の間、Ｌレベルの信号を出力するＮＯＲ回路と、
   前記ＮＯＲ回路の出力と二次電流終止検出回路との論理積を前記発振回路のリセット端子に入力するＡＮＤ回路を備えている請求項３から請求項５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
7. 予め決められた設定電圧値を出力する第４基準電圧源と、
   前記第３の巻線の電圧と前記設定電圧値とを比較し、前記第３の巻線の電圧が前記設定電圧値を超えたときＨレベルの信号を出力する第４電圧比較器と、
   前記第４電圧比較器の出力信号がＨレベルのとき、前記乗算器から前記エラーアンプに入力される電圧を上昇させる加算器を備えた出力過電圧保護回路を備えている請求項１から請求項６のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
8. 前記第４基準電圧源は、前記設定電圧値を任意に設定することができる請求項７に記載のスイッチング電源装置。
9. 請求項１から請求項８のいずれかに記載のスイッチング電源装置を用い、
   ＬＥＤを定電流駆動することを特徴とするＬＥＤ照明装置。

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